JP3063268B2 - 音声信号増幅回路 - Google Patents
音声信号増幅回路Info
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- JP3063268B2 JP3063268B2 JP3222625A JP22262591A JP3063268B2 JP 3063268 B2 JP3063268 B2 JP 3063268B2 JP 3222625 A JP3222625 A JP 3222625A JP 22262591 A JP22262591 A JP 22262591A JP 3063268 B2 JP3063268 B2 JP 3063268B2
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- Tone Control, Compression And Expansion, Limiting Amplitude (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、音声再生装置における
音声信号増幅回路に関するものである。
音声信号増幅回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】近年、音声再生装置において、Ｓ／Ｎや
ダイナミック・レンジが大幅に改善されて来たため、ヘ
ッドホンやスピーカを大音量で鳴らしたいとか、低域を
増強した迫力のある低音で音楽を聴きたいという要求が
強くなって来た。このような要求の中にあって、一例と
して、従来の音声信号増幅回路は、図５に示すように構
成されている。同図において、２１は再生信号が入力さ
れる入力端子、２２は音量を調整するための可変抵抗、
２４は出力端子、２３は増幅回路の主体となる演算増幅
器であり、その増幅利得は利得外付けの抵抗やコンデン
サーによって決定され、出力端子２４より取り出される
ものである。また２５は切り換えスイッチで周波数特性
をほぼフラットにするか低域を増強するかを切り換える
ためのものである。このように構成した従来の音声信号
再生回路について図５と図６を用いて説明する。図６は
従来の音声信号再生回路の周波数特性図であり、実線は
切り換えスイッチ２５を上に切り換えてほぼフラットに
した時の周波数特性であり、低域の周波数特性が落ちて
いるのはコンデンサーＣ２１の効果により音声信号とし
ては不要な低域を除去しているためである。また図６の
破線は切り換えスイッチ２５を下に切り換えて低域を増
強したときの周波数特性であり、コンデンサーＣ２２の
効果で低域を増強しており、また音のバランスをよくす
るためコンデンサーＣ２３と抵抗Ｒ２４によって高域も
少し増強している。
ダイナミック・レンジが大幅に改善されて来たため、ヘ
ッドホンやスピーカを大音量で鳴らしたいとか、低域を
増強した迫力のある低音で音楽を聴きたいという要求が
強くなって来た。このような要求の中にあって、一例と
して、従来の音声信号増幅回路は、図５に示すように構
成されている。同図において、２１は再生信号が入力さ
れる入力端子、２２は音量を調整するための可変抵抗、
２４は出力端子、２３は増幅回路の主体となる演算増幅
器であり、その増幅利得は利得外付けの抵抗やコンデン
サーによって決定され、出力端子２４より取り出される
ものである。また２５は切り換えスイッチで周波数特性
をほぼフラットにするか低域を増強するかを切り換える
ためのものである。このように構成した従来の音声信号
再生回路について図５と図６を用いて説明する。図６は
従来の音声信号再生回路の周波数特性図であり、実線は
切り換えスイッチ２５を上に切り換えてほぼフラットに
した時の周波数特性であり、低域の周波数特性が落ちて
いるのはコンデンサーＣ２１の効果により音声信号とし
ては不要な低域を除去しているためである。また図６の
破線は切り換えスイッチ２５を下に切り換えて低域を増
強したときの周波数特性であり、コンデンサーＣ２２の
効果で低域を増強しており、また音のバランスをよくす
るためコンデンサーＣ２３と抵抗Ｒ２４によって高域も
少し増強している。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記のよ
うな従来の音声信号増幅回路は、第１の課題として、入
力端子２１に図７（ａ）の様な入力信号が入力された
時、可変抵抗２２を調整してヘッドホンやスピーカを大
音量で鳴らそうとすると、出力端子２４は図７（ｂ）の
ように演算増幅器２３の電源のダイナミック・レンジで
クリップしてしまい、音が歪んでしまうという問題を有
していた。この問題は切り換えスイッチ２５を下に切り
換えて低域を増強した時、顕著である。
うな従来の音声信号増幅回路は、第１の課題として、入
力端子２１に図７（ａ）の様な入力信号が入力された
時、可変抵抗２２を調整してヘッドホンやスピーカを大
音量で鳴らそうとすると、出力端子２４は図７（ｂ）の
ように演算増幅器２３の電源のダイナミック・レンジで
クリップしてしまい、音が歪んでしまうという問題を有
していた。この問題は切り換えスイッチ２５を下に切り
換えて低域を増強した時、顕著である。
【０００４】また第２の課題として、切り換えスイッチ
２５を下に切り換えた時、周波数特性は図６の破線のよ
うに緩やかに低域が増強されるため中域も少し増強され
てしまうので音がこもった感じに聴こえるという問題点
を有していた。
２５を下に切り換えた時、周波数特性は図６の破線のよ
うに緩やかに低域が増強されるため中域も少し増強され
てしまうので音がこもった感じに聴こえるという問題点
を有していた。
【０００５】本発明は、上記従来の問題点に鑑み、第１
の発明として、電源電圧で決まる回路の出力ダイナミッ
ク・レンジを越える信号を再生しようとした時、増幅さ
れた信号の高振幅部の歪をなくすことが可能な音声信号
増幅回路を提供することを目的としてなされたものであ
る。また、第２の発明として、低域を増強したときに、
あまり中域を増強せずに低域のみを急峻に増強すること
ができる音声信号増幅回路を提供することを目的として
なされたものである。
の発明として、電源電圧で決まる回路の出力ダイナミッ
ク・レンジを越える信号を再生しようとした時、増幅さ
れた信号の高振幅部の歪をなくすことが可能な音声信号
増幅回路を提供することを目的としてなされたものであ
る。また、第２の発明として、低域を増強したときに、
あまり中域を増強せずに低域のみを急峻に増強すること
ができる音声信号増幅回路を提供することを目的として
なされたものである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に本発明の音声信号増幅回路は、低域から高域までの周
波数成分を有する再生信号の高域周波数成分を増幅する
高域増幅回路と、再生信号の低域周波数成分を増幅する
低域増幅回路と、前記低域増幅回路の出力を制限する制
限回路と、前記高域増幅回路の出力と前記低域増幅回路
の出力を加算する加算回路から構成したものである。
に本発明の音声信号増幅回路は、低域から高域までの周
波数成分を有する再生信号の高域周波数成分を増幅する
高域増幅回路と、再生信号の低域周波数成分を増幅する
低域増幅回路と、前記低域増幅回路の出力を制限する制
限回路と、前記高域増幅回路の出力と前記低域増幅回路
の出力を加算する加算回路から構成したものである。
【０００７】また、低域から高域までの周波数成分を有
する再生信号の高域周波数成分を選択的に増幅する高域
増幅回路と、低域の伝達を除去するためのコンデンサー
と、高域の増幅率を下げる低域通過フィルターと、前記
低域通過フィルターの出力を前記コンデンサーに帰還す
る抵抗と、前記低域通過フィルターの低域増幅率を通常
と増強に切り換え、かつ連動してカットオフ周波数を切
り換えるための切り換え手段と、前記高域増幅回路の出
力と前記低域通過フィルターの出力を加算する加算回路
から構成され、前記切り換え手段によって低域増幅率を
増強したときには通常のときよりも前記低域通過フィル
ターのＱが大きくなるようにしたものである。
する再生信号の高域周波数成分を選択的に増幅する高域
増幅回路と、低域の伝達を除去するためのコンデンサー
と、高域の増幅率を下げる低域通過フィルターと、前記
低域通過フィルターの出力を前記コンデンサーに帰還す
る抵抗と、前記低域通過フィルターの低域増幅率を通常
と増強に切り換え、かつ連動してカットオフ周波数を切
り換えるための切り換え手段と、前記高域増幅回路の出
力と前記低域通過フィルターの出力を加算する加算回路
から構成され、前記切り換え手段によって低域増幅率を
増強したときには通常のときよりも前記低域通過フィル
ターのＱが大きくなるようにしたものである。
【０００８】
【作用】本発明は上記の構成によって、高域増幅回路に
よる高域周波数帯の増幅と、低域増幅回路による低域周
波数帯の増幅を各々の増幅回路において増幅し、また低
域増幅回路の出力は制限回路によって制限され、高域増
幅回路の出力と低域増幅回路の出力を加算する加算回路
によって加算されるので、大振幅の低域周波数成分が入
力されても、それによって高域成分が損なわれることは
ないので歪感が少なくなる。また、低域を増強したとき
には通常のときよりも低域通過フィルターのＱが大きく
なるようにしたので急峻に低域が増強でき、低域増幅回
路と高域増幅回路のクロスオーバー周波数に少しのディ
ップができるので、中域が増強された時のこもった感じ
は発生しない。
よる高域周波数帯の増幅と、低域増幅回路による低域周
波数帯の増幅を各々の増幅回路において増幅し、また低
域増幅回路の出力は制限回路によって制限され、高域増
幅回路の出力と低域増幅回路の出力を加算する加算回路
によって加算されるので、大振幅の低域周波数成分が入
力されても、それによって高域成分が損なわれることは
ないので歪感が少なくなる。また、低域を増強したとき
には通常のときよりも低域通過フィルターのＱが大きく
なるようにしたので急峻に低域が増強でき、低域増幅回
路と高域増幅回路のクロスオーバー周波数に少しのディ
ップができるので、中域が増強された時のこもった感じ
は発生しない。
【０００９】
【実施例】以下本発明の音声信号増幅回路の実施例につ
いて、図１〜図４を参照しながら詳細に説明する。
いて、図１〜図４を参照しながら詳細に説明する。
【００１０】図１は本発明の実施例を示しており、１は
音響再生装置の再生信号が入力される入力端子、２は音
量を調整するための可変抵抗、１１は増幅後の出力端子
である。また、３は演算増幅器、４は演算増幅器３の出
力電流と同量の電流を出力する電流制御電流源であり、
コンデンサーＣ１、抵抗Ｒ１、Ｒ２とで、高域増幅回路
Ａを構成している。また、５は演算増幅器、６は演算増
幅器５の出力電流と同量の電流を出力する電流制御電流
源、７は増幅率が１のバッファーであり、コンデンサー
Ｃ３、Ｃ４、抵抗Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５とで、低域増幅回路
Ｂを構成している。８は低域増幅回路Ｂの振幅を制限す
る制限回路であり、ダイオード等で構成されたソフト・
リミターである。１０は演算増幅器で、高域増幅回路Ａ
の出力電流と、低域増幅回路Ｂの出力電圧を抵抗Ｒ７で
Ｖ−Ｉ変換して加算し、抵抗Ｒ８でＩ−Ｖ変換して出力
端子１１に出力する加算回路Ｃを構成している。９は周
波数特性を変えるための切り換えスイッチで、Ｒ６は低
域利得を上げるための抵抗、Ｃ２は高域利得を上げるた
めのコンデンサーである。
音響再生装置の再生信号が入力される入力端子、２は音
量を調整するための可変抵抗、１１は増幅後の出力端子
である。また、３は演算増幅器、４は演算増幅器３の出
力電流と同量の電流を出力する電流制御電流源であり、
コンデンサーＣ１、抵抗Ｒ１、Ｒ２とで、高域増幅回路
Ａを構成している。また、５は演算増幅器、６は演算増
幅器５の出力電流と同量の電流を出力する電流制御電流
源、７は増幅率が１のバッファーであり、コンデンサー
Ｃ３、Ｃ４、抵抗Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５とで、低域増幅回路
Ｂを構成している。８は低域増幅回路Ｂの振幅を制限す
る制限回路であり、ダイオード等で構成されたソフト・
リミターである。１０は演算増幅器で、高域増幅回路Ａ
の出力電流と、低域増幅回路Ｂの出力電圧を抵抗Ｒ７で
Ｖ−Ｉ変換して加算し、抵抗Ｒ８でＩ−Ｖ変換して出力
端子１１に出力する加算回路Ｃを構成している。９は周
波数特性を変えるための切り換えスイッチで、Ｒ６は低
域利得を上げるための抵抗、Ｃ２は高域利得を上げるた
めのコンデンサーである。
【００１１】以上のように構成された音声信号増幅回路
について、以下その動作について説明する。
について、以下その動作について説明する。
【００１２】まず切り換えスイッチ９が右に倒れている
場合を説明する。入力端子１に入力された信号の高域成
分は、演算増幅器３、電流制御電流源４によるカットオ
フ周波数＝１／（２πＣ１（Ｒ１＋Ｒ２））で表される
高域通過フィルターを構成した高域増幅回路Ａを通過
し、通過帯利得はＲ８／（Ｒ１＋Ｒ２）で表され、また
低域成分は、演算増幅器５、電流制御電流源６、バッフ
ァー７によるカットオフ周波数＝１／（２πＣ４・Ｒ
５）で表される低域通過フィルターＤを構成した低域増
幅回路Ｂを通過し、通過帯利得は（Ｒ５／Ｒ３）＊（Ｒ
８／Ｒ７）で表され、加算回路Ｃ用の演算増幅器１０で
それぞれ加算された結果が出力端子１１に出力される。
場合を説明する。入力端子１に入力された信号の高域成
分は、演算増幅器３、電流制御電流源４によるカットオ
フ周波数＝１／（２πＣ１（Ｒ１＋Ｒ２））で表される
高域通過フィルターを構成した高域増幅回路Ａを通過
し、通過帯利得はＲ８／（Ｒ１＋Ｒ２）で表され、また
低域成分は、演算増幅器５、電流制御電流源６、バッフ
ァー７によるカットオフ周波数＝１／（２πＣ４・Ｒ
５）で表される低域通過フィルターＤを構成した低域増
幅回路Ｂを通過し、通過帯利得は（Ｒ５／Ｒ３）＊（Ｒ
８／Ｒ７）で表され、加算回路Ｃ用の演算増幅器１０で
それぞれ加算された結果が出力端子１１に出力される。
【００１３】この動作を第２図を用いて説明する。第２
図は本発明の音声信号増幅回路の切り換えスイッチ９を
右に切り換えた時の周波数特性の説明図で、（ｂ）は高
域増幅回路Ａの周波数特性、（ｃ）は低域増幅回路Ｂの
周波数特性であり、（ｄ）はその加算後の周波数特性
で、入力端子１から出力端子１１までの伝達周波数特性
であり、低域増幅回路Ｂの低域利得と高域増幅回路Ａの
高域利得が等しいためほぼフラットな特性になってい
る。ここで、クロスオーバー周波数よりも低い帯域が落
ちているのはコンデンサーＣ３の効果であり、音声信号
として不要な低域成分を除去しているためである。
図は本発明の音声信号増幅回路の切り換えスイッチ９を
右に切り換えた時の周波数特性の説明図で、（ｂ）は高
域増幅回路Ａの周波数特性、（ｃ）は低域増幅回路Ｂの
周波数特性であり、（ｄ）はその加算後の周波数特性
で、入力端子１から出力端子１１までの伝達周波数特性
であり、低域増幅回路Ｂの低域利得と高域増幅回路Ａの
高域利得が等しいためほぼフラットな特性になってい
る。ここで、クロスオーバー周波数よりも低い帯域が落
ちているのはコンデンサーＣ３の効果であり、音声信号
として不要な低域成分を除去しているためである。
【００１４】次に、切り換えスイッチ９が左に倒れてい
る場合を説明する。高域増幅回路Ａの更に高域部はＣ２
の効果で少し利得が上がっており、Ｒ６によって低域増
幅回路Ｂの低域利得は上がりカットオフ周波数は下が
り、Ｃ３とＲ３による不要な低域を除去するためのカッ
トオフ周波数と干渉して、低域にＱが０．５以上のピー
キングが発生する。
る場合を説明する。高域増幅回路Ａの更に高域部はＣ２
の効果で少し利得が上がっており、Ｒ６によって低域増
幅回路Ｂの低域利得は上がりカットオフ周波数は下が
り、Ｃ３とＲ３による不要な低域を除去するためのカッ
トオフ周波数と干渉して、低域にＱが０．５以上のピー
キングが発生する。
【００１５】図３は本発明の音声信号増幅回路の切り換
えスイッチ９を左に切り換えた時の周波数特性の説明図
で、（ｂ）は高域増幅回路Ａの周波数特性、（ｃ）は低
域増幅回路Ｂの周波数特性であり、（ｄ）はその加算結
果で、入力端子１から出力端子１１までの伝達周波数特
性であり、低域はＱが０．５以上のピーキングで増強さ
れており、高域はＣ２の効果で少し増強されており、ク
ロスオーバー周波数付近では少しディップが発生してい
る。
えスイッチ９を左に切り換えた時の周波数特性の説明図
で、（ｂ）は高域増幅回路Ａの周波数特性、（ｃ）は低
域増幅回路Ｂの周波数特性であり、（ｄ）はその加算結
果で、入力端子１から出力端子１１までの伝達周波数特
性であり、低域はＱが０．５以上のピーキングで増強さ
れており、高域はＣ２の効果で少し増強されており、ク
ロスオーバー周波数付近では少しディップが発生してい
る。
【００１６】図４は本発明の音声信号増幅回路の動作説
明図で、（ａ）は入力信号波形、（ｂ）は高域増幅回路
Ａの出力波形、（ｃ）は低域増幅回路Ｂの出力波形であ
り、（ｄ）は（ｂ）と（ｃ）を加算した出力端子１１の
出力波形である。
明図で、（ａ）は入力信号波形、（ｂ）は高域増幅回路
Ａの出力波形、（ｃ）は低域増幅回路Ｂの出力波形であ
り、（ｄ）は（ｂ）と（ｃ）を加算した出力端子１１の
出力波形である。
【００１７】通常音声信号は低域から高域までの周波数
成分を含む（ａ）のような入力信号が入力された時、可
変抵抗２を調整してヘッドホンやスピーカを大音量で鳴
らそうとすると、（ｃ）の実線のように低域増幅回路Ｂ
の出力が制限回路８によって制限される。このことは切
り換えスイッチ９を左に倒して低域を増強したときに顕
著である。しかし、制限回路８はソフト・リミターであ
るため緩やかに制限される。そのため出力波形は（ｄ）
のようにあまり歪感のない波形となる。
成分を含む（ａ）のような入力信号が入力された時、可
変抵抗２を調整してヘッドホンやスピーカを大音量で鳴
らそうとすると、（ｃ）の実線のように低域増幅回路Ｂ
の出力が制限回路８によって制限される。このことは切
り換えスイッチ９を左に倒して低域を増強したときに顕
著である。しかし、制限回路８はソフト・リミターであ
るため緩やかに制限される。そのため出力波形は（ｄ）
のようにあまり歪感のない波形となる。
【００１８】以上のように本実施例によれば、高域増幅
回路Ａによる高域周波数帯の増幅と、低域増幅回路Ｂに
よる低域周波数帯の増幅を各々の増幅回路において増幅
し、また低域増幅回路Ｂの出力は制限回路によって制限
され、高域増幅回路Ａの出力と低域増幅回路Ｂの出力を
加算する加算回路Ｃによって加算されるので、大振幅の
低域周波数成分が入力されても、それによって高域成分
が損なわれることはないので歪感が少なくなる。また、
低域を増強したとき、低域に０．５以上のＱのピーキン
グが発生するので急峻に低域が増強でき、低域増幅回路
Ｂと高域増幅回路Ａのクロスオーバー周波数に少しのデ
ィップができるので、中域が増強された時のこもった感
じは発生しない。
回路Ａによる高域周波数帯の増幅と、低域増幅回路Ｂに
よる低域周波数帯の増幅を各々の増幅回路において増幅
し、また低域増幅回路Ｂの出力は制限回路によって制限
され、高域増幅回路Ａの出力と低域増幅回路Ｂの出力を
加算する加算回路Ｃによって加算されるので、大振幅の
低域周波数成分が入力されても、それによって高域成分
が損なわれることはないので歪感が少なくなる。また、
低域を増強したとき、低域に０．５以上のＱのピーキン
グが発生するので急峻に低域が増強でき、低域増幅回路
Ｂと高域増幅回路Ａのクロスオーバー周波数に少しのデ
ィップができるので、中域が増強された時のこもった感
じは発生しない。
【００１９】
【発明の効果】以上のように本実施例によれば、高域増
幅回路Ａによる高域周波数帯の増幅と、低域増幅回路Ｂ
による低域周波数帯の増幅を各々の増幅回路において増
幅し、また低域増幅回路Ｂの出力は制限回路によって制
限され、高域増幅回路Ａの出力と低域増幅回路Ｂの出力
を加算する加算回路Ｃによって加算されるので、大振幅
の低域周波数成分が入力されても、それによって高域成
分が損なわれることはないので歪感が少なくなる。ま
た、低域を増強したときには通常のときよりも低域通過
フィルターのＱが大きくなるようにしたので急峻に低域
が増強でき、低域増幅回路Ｂと高域増幅回路Ａのクロス
オーバー周波数に少しのディップができるので、中域が
増強された時のこもった感じは発生しない。
幅回路Ａによる高域周波数帯の増幅と、低域増幅回路Ｂ
による低域周波数帯の増幅を各々の増幅回路において増
幅し、また低域増幅回路Ｂの出力は制限回路によって制
限され、高域増幅回路Ａの出力と低域増幅回路Ｂの出力
を加算する加算回路Ｃによって加算されるので、大振幅
の低域周波数成分が入力されても、それによって高域成
分が損なわれることはないので歪感が少なくなる。ま
た、低域を増強したときには通常のときよりも低域通過
フィルターのＱが大きくなるようにしたので急峻に低域
が増強でき、低域増幅回路Ｂと高域増幅回路Ａのクロス
オーバー周波数に少しのディップができるので、中域が
増強された時のこもった感じは発生しない。
【図１】本発明の第１の実施例における音声信号増幅回
路の構成を示す回路図。
路の構成を示す回路図。
【図２】本発明の音声信号増幅回路の切り換えスイッチ
９を右に切り換えた時の周波数特性図。
９を右に切り換えた時の周波数特性図。
【図３】本発明の音声信号増幅回路の切り換えスイッチ
９を左に切り換えた時の周波数特性図。
９を左に切り換えた時の周波数特性図。
【図４】本発明の音声信号増幅回路の動作波形図。
【図５】従来の音声信号増幅回路の構成を示す図。
【図６】従来の音声信号再生回路の周波数特性図。
【図７】従来の音声信号再生回路の動作波形図。
Ａ ・・・高域増幅回路 Ｂ ・・・低域増幅回路 Ｃ ・・・加算回路 Ｄ ・・・低域通過フィルター Ｃ３・・・コンデンサー ８ ・・・制限回路 ９ ・・・切り換えスイッチ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭51−33960（ＪＰ，Ａ) 特開 昭53−30849（ＪＰ，Ａ) 特開 昭52−126157（ＪＰ，Ａ) 特開 昭56−64508（ＪＰ，Ａ) 特開 昭60−246111（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H03G 3/20 - 5/28
Claims (4)
- 【請求項１】 低域から高域までの周波数成分を有する
再生信号の高域周波数成分を選択的に増幅する高域増幅
回路と、前記再生信号の低域成分を選択的に増幅する低
域増幅回路と、前記低域増幅回路の出力を制限する制限
回路と、前記高域増幅回路の出力と前記低域増幅回路の
出力を加算する加算回路から構成されたことを特徴とす
る音声信号増幅回路。 - 【請求項２】 低域増幅回路の低域増幅率を切り換える
ことにより、低域の周波数特性を切り換えることができ
るように構成したことを特徴とする請求項１記載の音声
信号増幅回路。 - 【請求項３】 低域増幅回路の切り換え手段と連動する
高域増幅回路の周波数特性の切り換え手段を有し、高域
の周波数特性も可変としたことを特徴とする請求項２記
載の音声信号増幅回路。 - 【請求項４】 低域から高域までの周波数成分を有する
再生信号の高域周波数成分を選択的に増幅する高域増幅
回路と、低域の伝達を除去するためのコンデンサーと、
高域の増幅率を下げる低域通過フィルターと、前記低域
通過フィルターの出力を前記コンデンサーに帰還する抵
抗と、前記低域通過フィルターの低域増幅率を通常と増
強に切り換え、かつ連動してカットオフ周波数を切り換
えるための切り換え手段と、前記高域増幅回路の出力と
前記低域通過フィルターの出力を加算する加算回路から
構成され、前記切り換え手段によって低域増幅率を増強
したときには通常のときよりも前記低域通過フィルター
のＱが大きくなるようにしたことを特徴とする音声信号
増幅回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3222625A JP3063268B2 (ja) | 1991-09-03 | 1991-09-03 | 音声信号増幅回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3222625A JP3063268B2 (ja) | 1991-09-03 | 1991-09-03 | 音声信号増幅回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0563480A JPH0563480A (ja) | 1993-03-12 |
| JP3063268B2 true JP3063268B2 (ja) | 2000-07-12 |
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ID=16785386
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3222625A Expired - Fee Related JP3063268B2 (ja) | 1991-09-03 | 1991-09-03 | 音声信号増幅回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3063268B2 (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH08316760A (ja) * | 1995-05-23 | 1996-11-29 | Nec Corp | 音声信号制限増幅装置 |
-
1991
- 1991-09-03 JP JP3222625A patent/JP3063268B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0563480A (ja) | 1993-03-12 |
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