JP3036298B2 - 磁気記録再生装置 - Google Patents
磁気記録再生装置Info
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- JP3036298B2 JP3036298B2 JP5137365A JP13736593A JP3036298B2 JP 3036298 B2 JP3036298 B2 JP 3036298B2 JP 5137365 A JP5137365 A JP 5137365A JP 13736593 A JP13736593 A JP 13736593A JP 3036298 B2 JP3036298 B2 JP 3036298B2
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Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、画像、音声、データ等
を磁気テープに記録する磁気記録再生装置に関するもの
である。
を磁気テープに記録する磁気記録再生装置に関するもの
である。
【0002】
【従来の技術】ビデオテープレコーダ(以下、VTRと
記す)など磁気テープを媒体とした磁気記録再生装置が
実用化され普及している。また、より一層の高密度記録
による装置の小型化、ディジタル化の開発が各社でなさ
れている。このように記録密度を上げ、しかも互換性能
を確保するためには、ヘッドとトラックの正確なトラッ
キングを行うことが重要である。正確なトラッキングを
実現するための技術として、従来のように固定ヘッドを
用いたコントロール信号によるトラッキング制御方式
(CTL制御方式)に代わる方式であるATF制御方式
が知られている。このATF制御方式とは、パイロット
信号を情報信号とは別領域にバースト的に記録するか、
もしくは情報信号に周波数多重または変調記録して、再
生時にこのパイロット信号を用いてトラッキング制御を
行う方式である。
記す)など磁気テープを媒体とした磁気記録再生装置が
実用化され普及している。また、より一層の高密度記録
による装置の小型化、ディジタル化の開発が各社でなさ
れている。このように記録密度を上げ、しかも互換性能
を確保するためには、ヘッドとトラックの正確なトラッ
キングを行うことが重要である。正確なトラッキングを
実現するための技術として、従来のように固定ヘッドを
用いたコントロール信号によるトラッキング制御方式
(CTL制御方式)に代わる方式であるATF制御方式
が知られている。このATF制御方式とは、パイロット
信号を情報信号とは別領域にバースト的に記録するか、
もしくは情報信号に周波数多重または変調記録して、再
生時にこのパイロット信号を用いてトラッキング制御を
行う方式である。
【0003】(図12)は、従来のATF制御方式の構
成を示すブロック図である。同図において、9は記録媒
体としての磁気テープであり、ATF制御用としてパイ
ロット信号f1(トラック102b、f)、f2(トラッ
ク102d、h)が記録されているものとする。なお、
f0(トラック102a、c、e、g)は、ATF制御
対象のヘッド(この場合101aまたは101c)が走
査すべきトラックを示す。また、図示していないが、以
後同様のパターンが記録されているものとする。なお、
よく知られているように通常ガードバンドレス記録の場
合には、アジマス記録方式を採用するが、このとき、パ
イロット信号の周波数は、アジマス損失の影響の小さい
低い値が選ばれる。10は磁気テープ9を巻きとるリー
ル、11は磁気テープ9を精度良く送るキャプスタンモ
ータ、12は磁気テープ9をキャプスタンモータ11に
圧着するピンチローラ、100は再生時に磁気テープ9
の記録面に接触するように配置された回転シリンダであ
る。(図13)に、この回転シリンダ100に取り付け
られ、情報信号を再生するヘッド101a〜101dの
配置を示す。
成を示すブロック図である。同図において、9は記録媒
体としての磁気テープであり、ATF制御用としてパイ
ロット信号f1(トラック102b、f)、f2(トラッ
ク102d、h)が記録されているものとする。なお、
f0(トラック102a、c、e、g)は、ATF制御
対象のヘッド(この場合101aまたは101c)が走
査すべきトラックを示す。また、図示していないが、以
後同様のパターンが記録されているものとする。なお、
よく知られているように通常ガードバンドレス記録の場
合には、アジマス記録方式を採用するが、このとき、パ
イロット信号の周波数は、アジマス損失の影響の小さい
低い値が選ばれる。10は磁気テープ9を巻きとるリー
ル、11は磁気テープ9を精度良く送るキャプスタンモ
ータ、12は磁気テープ9をキャプスタンモータ11に
圧着するピンチローラ、100は再生時に磁気テープ9
の記録面に接触するように配置された回転シリンダであ
る。(図13)に、この回転シリンダ100に取り付け
られ、情報信号を再生するヘッド101a〜101dの
配置を示す。
【0004】50はATF制御対象ヘッドの再生信号を
増幅するヘッドアンプ、65はパイロット周波数帯の信
号を透過させる帯域通過フィルタ、46はトラッキング
エラー信号を検出する誤差信号検出部、7はトラッキン
グエラー信号に基づいてキャプスタンモータを位相制御
する制御部である。
増幅するヘッドアンプ、65はパイロット周波数帯の信
号を透過させる帯域通過フィルタ、46はトラッキング
エラー信号を検出する誤差信号検出部、7はトラッキン
グエラー信号に基づいてキャプスタンモータを位相制御
する制御部である。
【0005】以下に、(図12)に示すようにヘッド1
01aが、トラック102cを走査している場合におけ
るATF制御方式の動作を説明する。
01aが、トラック102cを走査している場合におけ
るATF制御方式の動作を説明する。
【0006】ヘッド101aには、トラック102cの
情報信号とは別にトラック102cの両隣のトラック1
02b、102dから各々漏れ込んだパイロット信号f
1、f2が誘起される。そこでまず、ヘッドアンプ50に
よってヘッド101aの再生信号を増幅し、帯域通過フ
ィルタ65によってパイロット信号f1、f2の周波数帯
を通過させる。その後、パイロット信号f1を第1のパ
イロット信号検出部45aによって検波整流するととも
に、パイロット信号f2を第2のパイロット信号検出部
45bによって検波整流する。次に、第1及び第2のパ
イロット信号検出部45a、45bの各出力を差分器6
によって両者の差を求め、すなわちトラッキングエラー
信号を求める。このトラッキングエラー信号をもとに制
御部7によって、ヘッド101aがトラック102bの
センターを走査するように、キャプスタンモータ11の
回転を制御する。
情報信号とは別にトラック102cの両隣のトラック1
02b、102dから各々漏れ込んだパイロット信号f
1、f2が誘起される。そこでまず、ヘッドアンプ50に
よってヘッド101aの再生信号を増幅し、帯域通過フ
ィルタ65によってパイロット信号f1、f2の周波数帯
を通過させる。その後、パイロット信号f1を第1のパ
イロット信号検出部45aによって検波整流するととも
に、パイロット信号f2を第2のパイロット信号検出部
45bによって検波整流する。次に、第1及び第2のパ
イロット信号検出部45a、45bの各出力を差分器6
によって両者の差を求め、すなわちトラッキングエラー
信号を求める。このトラッキングエラー信号をもとに制
御部7によって、ヘッド101aがトラック102bの
センターを走査するように、キャプスタンモータ11の
回転を制御する。
【0007】ここでは、ヘッド101aを例にとり説明
したが、ヘッド切換パルス発生器41の出力パルスに応
じて、ヘッド101a、101bの組と101c、10
1dの組を順次切り換えて使用し、ヘッド101cも同
様に制御する。なお、差分器6の出力変化とトラックず
れ方向とは、ヘッド毎に極性が逆になるため、実際のト
ラッキングエラー信号は、ヘッド切換パルス発生器41
の出力パルスに同期して正反切換スイッチ7bを切り換
え、差分器6の出力極性を切り換えて使用する。
したが、ヘッド切換パルス発生器41の出力パルスに応
じて、ヘッド101a、101bの組と101c、10
1dの組を順次切り換えて使用し、ヘッド101cも同
様に制御する。なお、差分器6の出力変化とトラックず
れ方向とは、ヘッド毎に極性が逆になるため、実際のト
ラッキングエラー信号は、ヘッド切換パルス発生器41
の出力パルスに同期して正反切換スイッチ7bを切り換
え、差分器6の出力極性を切り換えて使用する。
【0008】以上で説明した構成は、特開平2−595
38号公報などに記載されている。
38号公報などに記載されている。
【0009】
【発明が解決しようとする課題】近年、ユーザーが取り
扱いやすいように装置の小型化をはかるために回路のI
C化が進んでいる。従来例における第1及び第2のパイ
ロット信号検出部は、コイル、コンデンサなどの大型外
付け・調整素子で構成することが多く、ディジタル処理
化してIC化することが必須である。ディジタル処理化
する場合、A/D変換器によってアナログ信号をディジ
タル信号に変換する方式があるが、量子化ビットは、A
/D変換器のコスト面、消費電力面などの理由から、大
きくできない(例えば、8ビット)。そのため、量子化
ノイズに対する検出S/Nを良くするためには、検出部
に前置きされる帯域通過フィルタ(ここでは65)の帯
域をできるだけ狭く設計する必要がある。
扱いやすいように装置の小型化をはかるために回路のI
C化が進んでいる。従来例における第1及び第2のパイ
ロット信号検出部は、コイル、コンデンサなどの大型外
付け・調整素子で構成することが多く、ディジタル処理
化してIC化することが必須である。ディジタル処理化
する場合、A/D変換器によってアナログ信号をディジ
タル信号に変換する方式があるが、量子化ビットは、A
/D変換器のコスト面、消費電力面などの理由から、大
きくできない(例えば、8ビット)。そのため、量子化
ノイズに対する検出S/Nを良くするためには、検出部
に前置きされる帯域通過フィルタ(ここでは65)の帯
域をできるだけ狭く設計する必要がある。
【0010】しかしながら、帯域を狭くすれば、帯域通
過フィルタをIC化する際に内部の構成素子のバラツキ
により所望の帯域からずれることによって、パイロット
信号の検出レベルがばらつき、ヘッドスイッチの周波数
に同期した外乱を生じ易くなる。そこで、バラツキを考
慮して帯域を広く設計するか、もしくは、帯域を狭く設
計するために外付けの素子を設けるなどの弊害があっ
た。
過フィルタをIC化する際に内部の構成素子のバラツキ
により所望の帯域からずれることによって、パイロット
信号の検出レベルがばらつき、ヘッドスイッチの周波数
に同期した外乱を生じ易くなる。そこで、バラツキを考
慮して帯域を広く設計するか、もしくは、帯域を狭く設
計するために外付けの素子を設けるなどの弊害があっ
た。
【0011】本発明は上記問題点に鑑み、パイロット信
号以外のノイズ成分をできる限り落として検出S/Nを
上げ、部品バラツキに強く、IC化を容易にする磁気記
録再生装置を提供することを目的とする。特に、パイロ
ット信号検出部のディジタル処理化において、量子化ノ
イズを主とするノイズに対するパイロット信号の検出D
レンジを広くとることが可能になる。
号以外のノイズ成分をできる限り落として検出S/Nを
上げ、部品バラツキに強く、IC化を容易にする磁気記
録再生装置を提供することを目的とする。特に、パイロ
ット信号検出部のディジタル処理化において、量子化ノ
イズを主とするノイズに対するパイロット信号の検出D
レンジを広くとることが可能になる。
【0012】
【課題を解決するための手段】この目的を達成するため
に本発明の磁気記録再生装置は、磁気テープの長手方向
に対して斜めにトラックを形成するように記録を行い、
パイロット信号を情報信号と多重または分割記録する記
録手段と、前記磁気テープの記録情報を再生する再生ヘ
ッドと、前記再生ヘッドが走査すべき主トラックの両隣
のトラックに記録されたパイロット信号のレベル差をト
ラッキングエラー信号として出力する誤差検出手段と、
前記トラッキングエラー信号によって再生時のトラック
と前記再生ヘッドとの相対位置関係を制御する制御手段
とを備える磁気記録再生装置において、前記誤差検出手
段は、前記主トラックの一方に隣接するトラックに記録
されたパイロット信号と他方に隣接するトラックに記録
されたパイロット信号を抜き取る帯域通過フィルタを有
するプリフィルタ手段と、前記帯域通過フィルタによっ
て抜き取られたパイロット信号を検波整流するパイロッ
ト信号検出手段と、前記パイロット信号検出手段の出力
よりトラッキングエラー信号を検出するエラー信号検出
手段とを備え、前記プリフィルタ手段は、前記帯域通過
フィルタと、リファレンスクロックを発生するリファレ
ンスクロック発生手段と、前記リファレンスクロックが
入力されるリファレンスフィルタ手段と、前記リファレ
ンスクロックと前記リファレンスフィルタ手段の出力信
号との位相差を検出する位相比較手段と、前記位相比較
手段の出力レベルに応じて、リファレンスフィルタ手段
の中心周波数及び前記帯域通過フィルタの中心周波数を
同一方向に補正する補正手段を含んで構成されることを
特徴とする。
に本発明の磁気記録再生装置は、磁気テープの長手方向
に対して斜めにトラックを形成するように記録を行い、
パイロット信号を情報信号と多重または分割記録する記
録手段と、前記磁気テープの記録情報を再生する再生ヘ
ッドと、前記再生ヘッドが走査すべき主トラックの両隣
のトラックに記録されたパイロット信号のレベル差をト
ラッキングエラー信号として出力する誤差検出手段と、
前記トラッキングエラー信号によって再生時のトラック
と前記再生ヘッドとの相対位置関係を制御する制御手段
とを備える磁気記録再生装置において、前記誤差検出手
段は、前記主トラックの一方に隣接するトラックに記録
されたパイロット信号と他方に隣接するトラックに記録
されたパイロット信号を抜き取る帯域通過フィルタを有
するプリフィルタ手段と、前記帯域通過フィルタによっ
て抜き取られたパイロット信号を検波整流するパイロッ
ト信号検出手段と、前記パイロット信号検出手段の出力
よりトラッキングエラー信号を検出するエラー信号検出
手段とを備え、前記プリフィルタ手段は、前記帯域通過
フィルタと、リファレンスクロックを発生するリファレ
ンスクロック発生手段と、前記リファレンスクロックが
入力されるリファレンスフィルタ手段と、前記リファレ
ンスクロックと前記リファレンスフィルタ手段の出力信
号との位相差を検出する位相比較手段と、前記位相比較
手段の出力レベルに応じて、リファレンスフィルタ手段
の中心周波数及び前記帯域通過フィルタの中心周波数を
同一方向に補正する補正手段を含んで構成されることを
特徴とする。
【0013】
【作用】本発明の磁気記録再生装置は、上記構成をとる
ことにより、検出S/Nが良く、IC化が容易な構成と
なる。特に、パイロット信号検出部のディジタル処理化
において、量子化ノイズを主とするノイズに対するパイ
ロット信号の検出Dレンジを広くとることが可能にな
る。
ことにより、検出S/Nが良く、IC化が容易な構成と
なる。特に、パイロット信号検出部のディジタル処理化
において、量子化ノイズを主とするノイズに対するパイ
ロット信号の検出Dレンジを広くとることが可能にな
る。
【0014】
【実施例】以下、本発明の第1の実施例について、図面
を参照しながら説明する。
を参照しながら説明する。
【0015】(図1)は本発明に係わる第1の実施例の
磁気記録再生装置の原理図を示すものである。なお、構
成要素が従来例と同様に機能するものについては、従来
例と同一の符号を付している。
磁気記録再生装置の原理図を示すものである。なお、構
成要素が従来例と同様に機能するものについては、従来
例と同一の符号を付している。
【0016】同図において、9は記録媒体としての磁気
テープであり、ATF制御用としてパイロット信号f1
(トラック102b、f)、f2(トラック102d、
h)が記録されているものとする。なお、f0(トラッ
ク102a、c、e、g)は、ATF制御対象のヘッド
(この場合101aまたは101c)が走査すべきトラ
ックを示す。また、図示していないが、以後同様のパタ
ーンが記録されているものとする。10は磁気テープ9
を巻きとるリール、11は磁気テープ9を精度良く送る
キャプスタンモータ、12は磁気テープ9をキャプスタ
ンモータ11に圧着するピンチローラ、100は再生時
に磁気テープ9の記録面に接触するように配置された回
転シリンダ、101a〜101dは回転シリンダ100
に取り付けられ情報信号を再生するヘッド、50はAT
F制御対象ヘッドの再生信号を増幅するヘッドアンプ、
46はトラッキングエラー信号を検出する誤差信号検出
部、7はトラッキングエラー信号に基づいてキャプスタ
ンモータを位相制御する制御部、400は誤差信号検出
部46における帯域通過フィルタ60の中心周波数のず
れを自動補正する中心周波数補正部である。(図2)
に、シリンダ100上に搭載されたヘッド101a〜1
01dの配置図を示す。
テープであり、ATF制御用としてパイロット信号f1
(トラック102b、f)、f2(トラック102d、
h)が記録されているものとする。なお、f0(トラッ
ク102a、c、e、g)は、ATF制御対象のヘッド
(この場合101aまたは101c)が走査すべきトラ
ックを示す。また、図示していないが、以後同様のパタ
ーンが記録されているものとする。10は磁気テープ9
を巻きとるリール、11は磁気テープ9を精度良く送る
キャプスタンモータ、12は磁気テープ9をキャプスタ
ンモータ11に圧着するピンチローラ、100は再生時
に磁気テープ9の記録面に接触するように配置された回
転シリンダ、101a〜101dは回転シリンダ100
に取り付けられ情報信号を再生するヘッド、50はAT
F制御対象ヘッドの再生信号を増幅するヘッドアンプ、
46はトラッキングエラー信号を検出する誤差信号検出
部、7はトラッキングエラー信号に基づいてキャプスタ
ンモータを位相制御する制御部、400は誤差信号検出
部46における帯域通過フィルタ60の中心周波数のず
れを自動補正する中心周波数補正部である。(図2)
に、シリンダ100上に搭載されたヘッド101a〜1
01dの配置図を示す。
【0017】以下に、(図1)に示すようにヘッド10
1aが、トラック102cを走査している場合における
ATF制御方式の動作を説明する。
1aが、トラック102cを走査している場合における
ATF制御方式の動作を説明する。
【0018】ヘッド101aには、トラック102cの
情報信号とは別にトラック102cの両隣のトラック1
02b、102dから各々漏れ込んだパイロット信号f
1、f2が誘起される。なお、よく知られているように通
常ガードバンドレス記録の場合には、アジマス記録方式
を採用するが、このとき、パイロット信号の周波数は、
アジマス損失の影響の小さい低い値が選ばれる。そこで
まず、ヘッド101aの再生信号をヘッドアンプ50に
よって増幅し、パイロット信号を抜き取る帯域通過フィ
ルタ60を通過させる。次に、誤差信号検出部46で
は、帯域通過フィルタ60の出力信号に含まれるパイロ
ット信号のうちf1を第1のパイロット信号検出部45
0aで検波整流するとともに、f2を第2のパイロット
信号検出部450bで検波整流する。第1及び第2のパ
イロット信号検出部の各出力は、ヘッド101aの走査
すべきトラック102cの両隣のトラック102b、1
02dから漏れ込んだパイロット信号のレベルを表し、
両者を比較することでヘッド101aの相対位置を知る
ことができる。したがって、差分器6によって両者の差
を求め、すなわちトラッキングエラー信号を求め、これ
を制御部7に入力することで、ヘッド101aがトラッ
ク102cのセンターを走査するように、キャプスタン
モータ11にトルク指令を送り、その回転を制御する。
情報信号とは別にトラック102cの両隣のトラック1
02b、102dから各々漏れ込んだパイロット信号f
1、f2が誘起される。なお、よく知られているように通
常ガードバンドレス記録の場合には、アジマス記録方式
を採用するが、このとき、パイロット信号の周波数は、
アジマス損失の影響の小さい低い値が選ばれる。そこで
まず、ヘッド101aの再生信号をヘッドアンプ50に
よって増幅し、パイロット信号を抜き取る帯域通過フィ
ルタ60を通過させる。次に、誤差信号検出部46で
は、帯域通過フィルタ60の出力信号に含まれるパイロ
ット信号のうちf1を第1のパイロット信号検出部45
0aで検波整流するとともに、f2を第2のパイロット
信号検出部450bで検波整流する。第1及び第2のパ
イロット信号検出部の各出力は、ヘッド101aの走査
すべきトラック102cの両隣のトラック102b、1
02dから漏れ込んだパイロット信号のレベルを表し、
両者を比較することでヘッド101aの相対位置を知る
ことができる。したがって、差分器6によって両者の差
を求め、すなわちトラッキングエラー信号を求め、これ
を制御部7に入力することで、ヘッド101aがトラッ
ク102cのセンターを走査するように、キャプスタン
モータ11にトルク指令を送り、その回転を制御する。
【0019】ここでは、ヘッド101aを例にとり説明
したが、ヘッド切換パルス発生器41の出力パルスに応
じて、ヘッド101a、b組と101c、d組を順次切
り換えて使用し、ヘッド101cも同様に制御する。な
お、差分器6の出力変化とトラックずれ方向とは、ヘッ
ド毎に極性が逆になる。そのため、実際のトラッキング
エラー信号は、ヘッド切換パルス発生器41の出力パル
スに同期して正反切換スイッチ7bを切り換え、差分器
6の出力極性を切り換えて使用する。
したが、ヘッド切換パルス発生器41の出力パルスに応
じて、ヘッド101a、b組と101c、d組を順次切
り換えて使用し、ヘッド101cも同様に制御する。な
お、差分器6の出力変化とトラックずれ方向とは、ヘッ
ド毎に極性が逆になる。そのため、実際のトラッキング
エラー信号は、ヘッド切換パルス発生器41の出力パル
スに同期して正反切換スイッチ7bを切り換え、差分器
6の出力極性を切り換えて使用する。
【0020】以下に、中心周波数補正部400の具体的
な構成、並びに動作を説明する。(図1)において、4
2はリファレンスクロック発生器、43はリファレンス
フィルタ、44は位相比較器である。位相比較器44
は、リファレンスクロックとリファレンスフィルタ43
の出力との位相差を検出し、リファレンスフィルタ43
の入出力位相差が常に一定になるようにリファレンスフ
ィルタ43の周波数伝達特性を補正し、帯域通過フィル
タ60の中心周波数のずれを補正する。
な構成、並びに動作を説明する。(図1)において、4
2はリファレンスクロック発生器、43はリファレンス
フィルタ、44は位相比較器である。位相比較器44
は、リファレンスクロックとリファレンスフィルタ43
の出力との位相差を検出し、リファレンスフィルタ43
の入出力位相差が常に一定になるようにリファレンスフ
ィルタ43の周波数伝達特性を補正し、帯域通過フィル
タ60の中心周波数のずれを補正する。
【0021】(図3)に帯域通過フィルタ60及び中心
周波数補正部400の詳細図を示す。200は2次の低
域通過フィルタ(201はオペアンプ)、210は2次
の高域通過フィルタ(211はオペアンプ)であり、こ
れらを直列接続することで、(図3)の250に示すよ
うにパイロット信号f1及びf2を抜き取る帯域通過フィ
ルタを形成する(理想状態)。実際には、これらのフィ
ルタをIC化した場合、素子のバラツキ及び温度変動で
中心周波数にずれを生じる。ICの特徴として、同一シ
ート上では、素子の絶対バラツキは大きいが(例えば±
10[%])、相対バラツキは非常に小さい(例えば±
1[%])ことが知られている。また、温度変動につい
ても、絶対バラツキが支配的で、相対バラツキはほとん
どない。したがって、LPF200、HPF210をI
C化した場合、(図4)に示すように、これらのオーバ
ーオールでの周波数伝達特性は素子のバラツキについて
図のように変位する。250は先ほど述べた理想状態で
の特性、249は構成素子がプラス方向に変位した場合
における特性、251は構成素子がマイナス方向に変位
した場合における特性を示す。
周波数補正部400の詳細図を示す。200は2次の低
域通過フィルタ(201はオペアンプ)、210は2次
の高域通過フィルタ(211はオペアンプ)であり、こ
れらを直列接続することで、(図3)の250に示すよ
うにパイロット信号f1及びf2を抜き取る帯域通過フィ
ルタを形成する(理想状態)。実際には、これらのフィ
ルタをIC化した場合、素子のバラツキ及び温度変動で
中心周波数にずれを生じる。ICの特徴として、同一シ
ート上では、素子の絶対バラツキは大きいが(例えば±
10[%])、相対バラツキは非常に小さい(例えば±
1[%])ことが知られている。また、温度変動につい
ても、絶対バラツキが支配的で、相対バラツキはほとん
どない。したがって、LPF200、HPF210をI
C化した場合、(図4)に示すように、これらのオーバ
ーオールでの周波数伝達特性は素子のバラツキについて
図のように変位する。250は先ほど述べた理想状態で
の特性、249は構成素子がプラス方向に変位した場合
における特性、251は構成素子がマイナス方向に変位
した場合における特性を示す。
【0022】LPF200、HPF210の共振周波数
fLC、fHCは、(図3)を参照して、一般に次式で表さ
れる。
fLC、fHCは、(図3)を参照して、一般に次式で表さ
れる。
【0023】 fLC=1/{2π(RL1CL1RL2CL2)1/2} ・・・(1) fHC=1/{2π(RH1CH1RH2CH2)1/2} ・・・(2) また、Q値QL、QHは、一般に次式で表される。
【0024】 QL={(RL1CL1)/(RL2CL2)}1/2 ・・・(3) QH={(RH2CH2)/(RH1CH1)}1/2 ・・・(4) 以上の式を参考に、fLC=f2、fHC=f1、QL=QHと
なるように、構成素子(R、C等)を設定し、パイロッ
ト信号f1、f2を抜き取る帯域通過フィルタを形成す
る。
なるように、構成素子(R、C等)を設定し、パイロッ
ト信号f1、f2を抜き取る帯域通過フィルタを形成す
る。
【0025】(式1)、(式2)で表されるように、構
成要素の一部を外部バイアス等によって、素子値を調整
できれば、中心周波数を補正し理想状態(グラフ25
0)にほぼ近づけることができることが分かる。したが
って、この例では、(図3)に示すようにLPF200
についてはRL1を、HPF210についてはRH2を外部
バイアスによって値を調整できる小信号伝達コンダクタ
ンス可変回路と呼ばれる回路で構成する。
成要素の一部を外部バイアス等によって、素子値を調整
できれば、中心周波数を補正し理想状態(グラフ25
0)にほぼ近づけることができることが分かる。したが
って、この例では、(図3)に示すようにLPF200
についてはRL1を、HPF210についてはRH2を外部
バイアスによって値を調整できる小信号伝達コンダクタ
ンス可変回路と呼ばれる回路で構成する。
【0026】(図5)に小信号伝達コンダクタンス可変
回路(以後、gm可変回路と略称する)の詳細図を示
す。260は入力信号の電圧振幅を基準抵抗Rgによっ
て決まる電流振幅に変換する回路、261は外部バイア
スvbによって電流振幅を調整する回路、262は出力
回路である。
回路(以後、gm可変回路と略称する)の詳細図を示
す。260は入力信号の電圧振幅を基準抵抗Rgによっ
て決まる電流振幅に変換する回路、261は外部バイア
スvbによって電流振幅を調整する回路、262は出力
回路である。
【0027】gm可変回路の具体的な動作は、以下の通
りである。入力信号が0の場合、変換回路260を構成
する抵抗Rgをエミッタ側に接続された差動回路は平衡
しており、抵抗Rgに流れる電流は0であるとする。こ
の状態で、入力信号振幅viとすると、抵抗Rgに流れる
電流iRgは次式で表される。
りである。入力信号が0の場合、変換回路260を構成
する抵抗Rgをエミッタ側に接続された差動回路は平衡
しており、抵抗Rgに流れる電流は0であるとする。こ
の状態で、入力信号振幅viとすると、抵抗Rgに流れる
電流iRgは次式で表される。
【0028】iRg=vi/Rg ・・・(5) ただし、トランジスタのreは、Rg>>reであり無視
する。
する。
【0029】調整回路261に加えられるバイアスvb
と出力電流ioとの関係は、次式で表される。
と出力電流ioとの関係は、次式で表される。
【0030】 io=2iRg/{1+exp(−vb/vT)} ・・・(6) したがって、この回路を用いれば、抵抗Rgの見かけ上
の抵抗値Rg'は、 Rg'=vi/iRg ={1+exp(−vb/vT)}Rg/2 ・・・(7) で表される。ただし、vTはトランジスタの熱電圧(常
温時vT=0.026[V])である。また、トランジ
スタのhFE及びhfeは∞として、以上の式を算出した。
の抵抗値Rg'は、 Rg'=vi/iRg ={1+exp(−vb/vT)}Rg/2 ・・・(7) で表される。ただし、vTはトランジスタの熱電圧(常
温時vT=0.026[V])である。また、トランジ
スタのhFE及びhfeは∞として、以上の式を算出した。
【0031】次に、gm可変回路を用いて、帯域通過フ
ィルタ60の中心周波数を補正する機能の構成と動作を
説明する。
ィルタ60の中心周波数を補正する機能の構成と動作を
説明する。
【0032】(図3)において、220はリファレンス
フィルタ(221はオペアンプ)、230は位相比較器
である。リファレンスフィルタ220は、2次のLPF
で構成され、共振周波数fRCは、次式で表される。
フィルタ(221はオペアンプ)、230は位相比較器
である。リファレンスフィルタ220は、2次のLPF
で構成され、共振周波数fRCは、次式で表される。
【0033】 fRC=1/{2π(RR1CR1RR2CR2)1/2} ・・・(8) IC化した場合には先ほど述べたことから明らかなよう
に、素子のバラツキ及び温度変動によって、fRCはLP
F200、HPF210の共振周波数fLC、f HCと同じ
方向に同じ率で変位する。
に、素子のバラツキ及び温度変動によって、fRCはLP
F200、HPF210の共振周波数fLC、f HCと同じ
方向に同じ率で変位する。
【0034】今、素子のバラツキ及び温度変動がないと
して、fRCをリファレンスクロックの周波数frCLKと同
じになるように、構成定数(RR1、CR1、RR2、CR2)
を設定した場合の周波数−位相特性を(図6)のグラフ
350に示す。このグラフからfrCLK点では、入出力の
位相差が−90[deg]であることが分かる。また、
349は構成素子がプラス方向に変位した場合、351
は構成素子がマイナス方向に変位した場合の周波数−位
相特性を表す。
して、fRCをリファレンスクロックの周波数frCLKと同
じになるように、構成定数(RR1、CR1、RR2、CR2)
を設定した場合の周波数−位相特性を(図6)のグラフ
350に示す。このグラフからfrCLK点では、入出力の
位相差が−90[deg]であることが分かる。また、
349は構成素子がプラス方向に変位した場合、351
は構成素子がマイナス方向に変位した場合の周波数−位
相特性を表す。
【0035】以上の内容から、リファレンスフィルタの
入出力位相差が常に−90[deg]になるように調整
できれば、帯域通過フィルタ60の中心周波数もほぼ理
想状態に調整されることが分かる。
入出力位相差が常に−90[deg]になるように調整
できれば、帯域通過フィルタ60の中心周波数もほぼ理
想状態に調整されることが分かる。
【0036】(図3)において、230はリファレンス
フィルタの入出力の位相差を検出する位相比較器であ
る。位相比較器230は、XOR回路231、積分器2
32で構成される。位相比較器の出力は、LPF20
0、HPF210及びリファレンスフィルタ220のg
m可変回路に接続され、その出力に応じて、各フィルタ
の周波数伝達特性が調整される構成になっている。
フィルタの入出力の位相差を検出する位相比較器であ
る。位相比較器230は、XOR回路231、積分器2
32で構成される。位相比較器の出力は、LPF20
0、HPF210及びリファレンスフィルタ220のg
m可変回路に接続され、その出力に応じて、各フィルタ
の周波数伝達特性が調整される構成になっている。
【0037】具体的な動作を(図7)を参照しながら以
下に説明する。(図7)において、(a)はリファレン
スクロック、(b)はリファレンスクロックが入力され
たリファレンスフィルタの出力(矩形波近似)、(c)
はXOR231の出力(ただし、説明上積分器232を
接続していない場合)、それぞれの波形を示したもので
ある。(c)の波形から分かるように、この出力をコン
デンサからなる積分器232に接続した場合、入出力位
相差が−90[deg]のとき、コンデンサへの電流の
供給、吸い込みが平衡する(引き込み動作→定常動
作)。すなわち、リファレンスフィルタ220の入出力
位相差を常に−90[deg]になるように制御すると
同時に、帯域通過フィルタ60の中心周波数もほぼ理想
状態に補正するように制御する。
下に説明する。(図7)において、(a)はリファレン
スクロック、(b)はリファレンスクロックが入力され
たリファレンスフィルタの出力(矩形波近似)、(c)
はXOR231の出力(ただし、説明上積分器232を
接続していない場合)、それぞれの波形を示したもので
ある。(c)の波形から分かるように、この出力をコン
デンサからなる積分器232に接続した場合、入出力位
相差が−90[deg]のとき、コンデンサへの電流の
供給、吸い込みが平衡する(引き込み動作→定常動
作)。すなわち、リファレンスフィルタ220の入出力
位相差を常に−90[deg]になるように制御すると
同時に、帯域通過フィルタ60の中心周波数もほぼ理想
状態に補正するように制御する。
【0038】以上のように、本発明に係わる第1の実施
例によれば、パイロット信号検出回路の直前に、中心周
波数のずれを補正するリファレンス機能をもった帯域通
過フィルタを備えるので、パイロット信号の周波数帯を
できるだけ狭い帯域で抜き取ることができる。特に、パ
イロット信号検出部をディジタル処理する場合、従来の
方式に比べて量子化ノイズを主とするノイズに対する検
出Dレンジを広くすることが可能である。
例によれば、パイロット信号検出回路の直前に、中心周
波数のずれを補正するリファレンス機能をもった帯域通
過フィルタを備えるので、パイロット信号の周波数帯を
できるだけ狭い帯域で抜き取ることができる。特に、パ
イロット信号検出部をディジタル処理する場合、従来の
方式に比べて量子化ノイズを主とするノイズに対する検
出Dレンジを広くすることが可能である。
【0039】特に、2周波のATF制御方式において
は、帯域通過フィルタを低域通過フィルタと高域通過フ
ィルタとを直列接続して帯域通過フィルタを形成するこ
とによって、帯域通過フィルタ単体時よりもより急峻に
パイロット信号周波数帯を抜き取ることが可能である。
は、帯域通過フィルタを低域通過フィルタと高域通過フ
ィルタとを直列接続して帯域通過フィルタを形成するこ
とによって、帯域通過フィルタ単体時よりもより急峻に
パイロット信号周波数帯を抜き取ることが可能である。
【0040】以下、本発明の第2の実施例について、図
面を参照しながら説明する。(図8)は本発明に係わる
第2の実施例における磁気記録再生装置の原理図を示す
ものである。なお、構成要素が従来例および上記第1の
実施例と同様に機能するものについては、同一の符号を
付している。ここでは、第1の実施例との図面上での違
いは、誤差信号検出部451だけであるので、構成要素
及び誤差信号検出部451以外の基本動作については、
第1の実施例の説明を参照していただきたい。また(図
9)に、シリンダ100上に搭載されたヘッド101a
〜101dの配置図を示す。
面を参照しながら説明する。(図8)は本発明に係わる
第2の実施例における磁気記録再生装置の原理図を示す
ものである。なお、構成要素が従来例および上記第1の
実施例と同様に機能するものについては、同一の符号を
付している。ここでは、第1の実施例との図面上での違
いは、誤差信号検出部451だけであるので、構成要素
及び誤差信号検出部451以外の基本動作については、
第1の実施例の説明を参照していただきたい。また(図
9)に、シリンダ100上に搭載されたヘッド101a
〜101dの配置図を示す。
【0041】誤差信号検出部451では、帯域通過フィ
ルタ60の出力信号をA/D変換器70によってディジ
タル信号に変換し、第1及び第2のパイロット信号検出
部においてパイロット信号の整流化を行い、互いの差を
とった後、再びD/A変換してトラッキングエラー信号
を得るようにしている。なお、A/D変換器70のサン
プリングクロックは、その周波数がパイロット信号の周
波数の公倍数に選ばれ、クロック発生器40の出力クロ
ックを分周してサンプリングクロック発生器71によっ
て形成される。
ルタ60の出力信号をA/D変換器70によってディジ
タル信号に変換し、第1及び第2のパイロット信号検出
部においてパイロット信号の整流化を行い、互いの差を
とった後、再びD/A変換してトラッキングエラー信号
を得るようにしている。なお、A/D変換器70のサン
プリングクロックは、その周波数がパイロット信号の周
波数の公倍数に選ばれ、クロック発生器40の出力クロ
ックを分周してサンプリングクロック発生器71によっ
て形成される。
【0042】以下に、第1及び第2のパイロット信号検
出部の動作原理を説明するが、まず、第1のパイロット
信号検出部450aについて説明する。
出部の動作原理を説明するが、まず、第1のパイロット
信号検出部450aについて説明する。
【0043】25はクロック発生器40が接続された第
1の分周部であり、再生パイロットf1と同じ周波数
f1'のクロックを出力する。そのなかの25a、25b
はそれぞれ第1、第2の分周器として、互いに90度位
相が異なったf1'周波数のクロックを出力する。第1、
第2の分周器25a、25bの出力D1a、D1bをそれぞ
れ、次式で表す。
1の分周部であり、再生パイロットf1と同じ周波数
f1'のクロックを出力する。そのなかの25a、25b
はそれぞれ第1、第2の分周器として、互いに90度位
相が異なったf1'周波数のクロックを出力する。第1、
第2の分周器25a、25bの出力D1a、D1bをそれぞ
れ、次式で表す。
【0044】D1a=sin(2πf1't) D1b=cos(2πf1't) 20aは第1の乗算器であり、帯域通過フィルタ60を
透過後の再生信号と第1の分周器25aの出力D1aとを
かけ算する。また、20bは第2の乗算器であり、同じ
く再生信号と第2の分周器25bの出力D1bとをかけ算
する。今、再生信号のうちパイロットf1成分H1を、 H1=A1sin(2πf1t) (ただし、A1:パイロットf1振幅、t:時間) とすると、第1の乗算器20aの出力M1aは、次式のよ
うになる。
透過後の再生信号と第1の分周器25aの出力D1aとを
かけ算する。また、20bは第2の乗算器であり、同じ
く再生信号と第2の分周器25bの出力D1bとをかけ算
する。今、再生信号のうちパイロットf1成分H1を、 H1=A1sin(2πf1t) (ただし、A1:パイロットf1振幅、t:時間) とすると、第1の乗算器20aの出力M1aは、次式のよ
うになる。
【0045】M1a=H1×D1a =A1/2{cos(2πf1t−2πf1't)−cos
(2πf1t+2πf1't)} =A1/2{cos(θ1)−cos(2πf1t+2π
f1't)} また、第2の乗算器20bの出力M1bは、次式のように
なる。
(2πf1t+2πf1't)} =A1/2{cos(θ1)−cos(2πf1t+2π
f1't)} また、第2の乗算器20bの出力M1bは、次式のように
なる。
【0046】M1b=H1×D1b =A1/2{sin(2πf1t−2πf1't)+sin
(2πf1t+2πf1't)} =A1/2{sin(θ1)+sin(2πf1t+2π
f1't)} なお、θ1は再生パイロットf1と第1及び第2の分周器
の出力クロックf1'との位相差を表す。21aは第1の
低域通過フィルタであり、第1の乗算器20aの出力M
1aの低域信号だけを通過させる。同じく21bは第2の
低域通過フィルタであり、第2の乗算器20bの出力M
1bの低域だけを通過させる。したがって、第1の低域通
過フィルタ21aの出力L1aは、上記M1aのうち第1項
だけが通過し、また、第2の低域通過フィルタ21bの
出力L1bは、上記M1bのうち第1項だけが通過する。つ
まり、 L1a=A1/2{cos(θ1)} L1b=A1/2{sin(θ1)} となる。そこで次のように上記の第1及び第2の低域通
過フィルタの出力をそれぞれ2乗して、互いに加算しル
ートをとると、第1のパイロット検出部450aの出力
PD1として、再生パイロットf1振幅の1/2の成分が
得られる。
(2πf1t+2πf1't)} =A1/2{sin(θ1)+sin(2πf1t+2π
f1't)} なお、θ1は再生パイロットf1と第1及び第2の分周器
の出力クロックf1'との位相差を表す。21aは第1の
低域通過フィルタであり、第1の乗算器20aの出力M
1aの低域信号だけを通過させる。同じく21bは第2の
低域通過フィルタであり、第2の乗算器20bの出力M
1bの低域だけを通過させる。したがって、第1の低域通
過フィルタ21aの出力L1aは、上記M1aのうち第1項
だけが通過し、また、第2の低域通過フィルタ21bの
出力L1bは、上記M1bのうち第1項だけが通過する。つ
まり、 L1a=A1/2{cos(θ1)} L1b=A1/2{sin(θ1)} となる。そこで次のように上記の第1及び第2の低域通
過フィルタの出力をそれぞれ2乗して、互いに加算しル
ートをとると、第1のパイロット検出部450aの出力
PD1として、再生パイロットf1振幅の1/2の成分が
得られる。
【0047】PD1=(L1a 2+L1b 2)1/2 =A1/2 (ただし、sin2(θ1)+cos2(θ1)=1) 次に、第2のパイロット信号検出部450bについて説
明する。
明する。
【0048】35はクロック発生器40が接続された第
2の分周部であり、再生パイロットf2と同じ周波数
f2'のクロックを出力する。そのなかの35a、35b
はそれぞれ第3、第4の分周器として、互いに90度位
相が異なったf2'周波数のクロックを出力する。第3、
第4の分周器35a、35bの出力D2a、D2bをそれぞ
れ、次式で表す。
2の分周部であり、再生パイロットf2と同じ周波数
f2'のクロックを出力する。そのなかの35a、35b
はそれぞれ第3、第4の分周器として、互いに90度位
相が異なったf2'周波数のクロックを出力する。第3、
第4の分周器35a、35bの出力D2a、D2bをそれぞ
れ、次式で表す。
【0049】D2a=sin(2πf2't) D2b=cos(2πf2't) 30aは第3の乗算器であり、帯域通過フィルタ60を
透過後の再生信号と第3の分周器35aの出力D2aとを
かけ算する。また、30bは第4の乗算器であり、同じ
く再生信号と第4の分周器35bの出力D2bとをかけ算
する。今、再生信号のうちパイロットf2成分H2を、 H2=A2sin(2πf2t) (ただし、A2:パイロットf2振幅、t:時間) とすると、第3の乗算器30aの出力M2aは、次式のよ
うになる。
透過後の再生信号と第3の分周器35aの出力D2aとを
かけ算する。また、30bは第4の乗算器であり、同じ
く再生信号と第4の分周器35bの出力D2bとをかけ算
する。今、再生信号のうちパイロットf2成分H2を、 H2=A2sin(2πf2t) (ただし、A2:パイロットf2振幅、t:時間) とすると、第3の乗算器30aの出力M2aは、次式のよ
うになる。
【0050】M2a=H2×D2a =A2/2{cos(2πf2t−2πf2't)−cos
(2πf2t+2πf2't)} =A2/2{cos(θ2)−cos(2πf2t+2π
f2't)} また、第4の乗算器30bの出力M2bは、次式のように
なる。
(2πf2t+2πf2't)} =A2/2{cos(θ2)−cos(2πf2t+2π
f2't)} また、第4の乗算器30bの出力M2bは、次式のように
なる。
【0051】M2b=H2×D2b =A2/2{sin(2πf2t−2πf2't)+sin
(2πf2t+2πf2't)} =A2/2{sin(θ2)+sin(2πf2t+2π
f2't)} なお、θ2は再生パイロットf2と第3及び第4の分周器
の出力クロックf2'との位相差を表す。31aは第3の
低域通過フィルタであり、第3の乗算器30aの出力M
2aの低域信号だけを通過させる。同じく31bは第4の
低域通過フィルタであり、第4の乗算器30bの出力M
2bの低域だけを通過させる。したがって、第3の低域通
過フィルタ31aの出力L2aは、上記M2aのうち第1項
だけが通過し、また、第4の低域通過フィルタ31bの
出力L2bは、上記M2bのうち第1項だけが通過する。つ
まり、 L2a=A2/2{cos(θ2)} L2b=A2/2{sin(θ2)} となる。そこで次のように上記の第3及び第4の低域通
過フィルタの出力をそれぞれ2乗し、互いに加算してル
ートをとると、第2のパイロット検出部450bの出力
PD2として、再生パイロットf2振幅の1/2の成分が
得られる。
(2πf2t+2πf2't)} =A2/2{sin(θ2)+sin(2πf2t+2π
f2't)} なお、θ2は再生パイロットf2と第3及び第4の分周器
の出力クロックf2'との位相差を表す。31aは第3の
低域通過フィルタであり、第3の乗算器30aの出力M
2aの低域信号だけを通過させる。同じく31bは第4の
低域通過フィルタであり、第4の乗算器30bの出力M
2bの低域だけを通過させる。したがって、第3の低域通
過フィルタ31aの出力L2aは、上記M2aのうち第1項
だけが通過し、また、第4の低域通過フィルタ31bの
出力L2bは、上記M2bのうち第1項だけが通過する。つ
まり、 L2a=A2/2{cos(θ2)} L2b=A2/2{sin(θ2)} となる。そこで次のように上記の第3及び第4の低域通
過フィルタの出力をそれぞれ2乗し、互いに加算してル
ートをとると、第2のパイロット検出部450bの出力
PD2として、再生パイロットf2振幅の1/2の成分が
得られる。
【0052】PD2=(L2a 2+L2b 2)1/2 =A2/2 (ただし、sin2(θ2)+cos2(θ2)=1) なお、A/D変換器70のサンプリングクロックは、そ
の周波数がパイロット信号の周波数の公倍数に選ばれ、
クロック発生器40の出力クロックを分周してサンプリ
ングクロック発生器によって形成される。
の周波数がパイロット信号の周波数の公倍数に選ばれ、
クロック発生器40の出力クロックを分周してサンプリ
ングクロック発生器によって形成される。
【0053】また、この例では、D/A変換器80を差
分器6の直後に設けたが、D/A変換器を介さず、制御
部7によってディジタル処理してもよい。
分器6の直後に設けたが、D/A変換器を介さず、制御
部7によってディジタル処理してもよい。
【0054】以上のように、本発明に係わる第2の実施
例によれば、パイロット信号検出部を従来のように、コ
イル、コンデンサなどの大型外付け・調整素子を必要と
せず、すべてディジタルで構成できるので、バラツキに
強く、IC化が容易となる。
例によれば、パイロット信号検出部を従来のように、コ
イル、コンデンサなどの大型外付け・調整素子を必要と
せず、すべてディジタルで構成できるので、バラツキに
強く、IC化が容易となる。
【0055】以下、本発明の第3の実施例について、図
面を参照しながら説明する。(図10)は本発明に係わ
る第3の実施例における磁気記録再生装置の原理図を示
すものである。なお、構成要素が従来例および上記実施
例と同様に機能するものについては、同一の記号を付し
たが、ここでは、第1の実施例との図面上での違いはP
LL452だけであるので、構成要素及びPLL452
以外の基本動作については、第1及び2の実施例の説明
を参照していただきたい。
面を参照しながら説明する。(図10)は本発明に係わ
る第3の実施例における磁気記録再生装置の原理図を示
すものである。なお、構成要素が従来例および上記実施
例と同様に機能するものについては、同一の記号を付し
たが、ここでは、第1の実施例との図面上での違いはP
LL452だけであるので、構成要素及びPLL452
以外の基本動作については、第1及び2の実施例の説明
を参照していただきたい。
【0056】以下に、PLL452に関する動作の説明
をする。PLL452は再生信号の周波数に同期したク
ロックを発生する。この出力クロックは、誤差信号検出
部451の動作周波数を決めるクロック発生器40と帯
域通過フィルタ60の中心周波数を決める中心周波数補
正部400のリファレンスクロック発生器42に接続さ
れる。
をする。PLL452は再生信号の周波数に同期したク
ロックを発生する。この出力クロックは、誤差信号検出
部451の動作周波数を決めるクロック発生器40と帯
域通過フィルタ60の中心周波数を決める中心周波数補
正部400のリファレンスクロック発生器42に接続さ
れる。
【0057】以上、本発明に係わる第3の実施例によれ
ば、PLLによって帯域通過フィルタ及びパイロット信
号検出部の中心周波数を同期させるので、先に述べた第
1及び第2の実施例の効果に合わせて、サーチ、スロー
などの特殊再生において、再生周波数が通常再生時から
ずれる場合でも、パイロット信号の精度良く検出するこ
とが可能である。
ば、PLLによって帯域通過フィルタ及びパイロット信
号検出部の中心周波数を同期させるので、先に述べた第
1及び第2の実施例の効果に合わせて、サーチ、スロー
などの特殊再生において、再生周波数が通常再生時から
ずれる場合でも、パイロット信号の精度良く検出するこ
とが可能である。
【0058】なお、本実施例では2周波パイロット信号
のATFシステムを中心に述べたが、1周波以上のAT
Fシステムにおいても本発明は応用が可能である。
のATFシステムを中心に述べたが、1周波以上のAT
Fシステムにおいても本発明は応用が可能である。
【0059】また、実施例ではトラッキングエラー信号
に基づいて磁気テープの送りをキャプスタンモータによ
って制御する方式を中心に述べたが、本発明は、回転シ
リンダに搭載されたヘッドを上下に振ることによってト
ラッキング制御する方式(DTF)にも適用できる。
に基づいて磁気テープの送りをキャプスタンモータによ
って制御する方式を中心に述べたが、本発明は、回転シ
リンダに搭載されたヘッドを上下に振ることによってト
ラッキング制御する方式(DTF)にも適用できる。
【0060】その他、本発明の主旨を変えずして種々の
変更・変形が可能である。
変更・変形が可能である。
【0061】
【発明の効果】以上の説明から明らかなように、本発明
の磁気記録再生装置は、パイロット信号検出部の直前
に、中心周波数のずれを補正するリファレンス機能をも
った帯域通過フィルタで形成される帯域通過フィルタを
設けているので、パイロット信号の周波数帯をできるだ
け狭い帯域で抜き取ることができ、特に、パイロット信
号検出部をディジタル処理する場合、従来の方式に比べ
て量子化ノイズを主とするノイズに対する検出Dレンジ
を広くとることができ、従来の方式に比べて制御性能の
一指標となる検出S/Nを良くすることが可能である。
の磁気記録再生装置は、パイロット信号検出部の直前
に、中心周波数のずれを補正するリファレンス機能をも
った帯域通過フィルタで形成される帯域通過フィルタを
設けているので、パイロット信号の周波数帯をできるだ
け狭い帯域で抜き取ることができ、特に、パイロット信
号検出部をディジタル処理する場合、従来の方式に比べ
て量子化ノイズを主とするノイズに対する検出Dレンジ
を広くとることができ、従来の方式に比べて制御性能の
一指標となる検出S/Nを良くすることが可能である。
【0062】また、素子のバラツキ及び温度特性に強い
構成であり、IC化など小型化が容易となる。
構成であり、IC化など小型化が容易となる。
【0063】さらに、PLLを付加して相対速度補正機
能をもたせることによって、特殊再生時などにおいても
検出Dレンジが広くとれ、安定した制御特性を得ること
が可能である。
能をもたせることによって、特殊再生時などにおいても
検出Dレンジが広くとれ、安定した制御特性を得ること
が可能である。
【図1】本発明に係わる第1の実施例を示す磁気記録再
生装置の構成図
生装置の構成図
【図2】本発明の第1の実施例における、回転シリンダ
上に設けられたヘッドの配置図
上に設けられたヘッドの配置図
【図3】本発明に係わる第1の実施例における帯域通過
フィルタの詳細図
フィルタの詳細図
【図4】本発明に係わる第1の実施例における帯域通過
フィルタの周波数伝達特性を示すグラフ
フィルタの周波数伝達特性を示すグラフ
【図5】本発明に係わる第1の実施例における小信号伝
達コンダクタンス(gm)可変回路の構成図
達コンダクタンス(gm)可変回路の構成図
【図6】本発明に係わる第1の実施例におけるリファレ
ンスフィルタの周波数−位相特性を示すグラフ
ンスフィルタの周波数−位相特性を示すグラフ
【図7】本発明に係わる第1の実施例における中心周波
数補正手段の動作波形図
数補正手段の動作波形図
【図8】本発明に係わる第2の実施例における磁気記録
再生装置の構成図
再生装置の構成図
【図9】本発明の第2の実施例における、回転シリンダ
上に設けられたヘッドの配置図
上に設けられたヘッドの配置図
【図10】本発明に係わる第3の実施例における磁気記
録再生装置の構成図
録再生装置の構成図
【図11】本発明の第3の実施例における、回転シリン
ダ上に設けられたヘッドの配置図
ダ上に設けられたヘッドの配置図
【図12】従来の磁気記録再生装置の構成図
【図13】従来例における、回転シリンダ上に設けられ
たヘッドの配置図
たヘッドの配置図
6 差分器 7 制御部 7a 制御器 7b 正反切換器 9 磁気テープ 10 リール 11 キャプスタンモータ 12 ピンチローラ 41 ヘッド切換パルス発生器 42 リファレンスクロック発生器 43 リファレンスフィルタ 44 位相比較器 45a 第1のパイロット信号検出部 45b 第2のパイロット信号検出部 46 誤差信号検出部 50 ヘッドアンプ 60 帯域通過フィルタ 100 回転シリンダ 101a〜101d ヘッド 102a〜101h トラック 400 中心周波数補正部
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 橋本 清一 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電 器産業株式会社内 (72)発明者 下田代 雅文 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電 器産業株式会社内 (56)参考文献 特開 平5−20744(JP,A) (58)調査した分野(Int.Cl.7,DB名) G11B 15/467
Claims (4)
- 【請求項1】磁気テープの長手方向に対して斜めにトラ
ックを形成するように記録を行い、パイロット信号を情
報信号と多重または分割記録する記録手段と、前記磁気
テープの記録情報を再生する再生ヘッドと、前記再生ヘ
ッドが走査すべき主トラックの両隣のトラックに記録さ
れたパイロット信号のレベル差をトラッキングエラー信
号として出力する誤差検出手段と、前記トラッキングエ
ラー信号によって再生時のトラックと前記再生ヘッドと
の相対位置関係を制御する制御手段とを備える磁気記録
再生装置において、前記誤差検出手段は、前記主トラッ
クの一方に隣接するトラックに記録されたパイロット信
号と他方に隣接するトラックに記録されたパイロット信
号を抜き取る帯域通過フィルタを有するプリフィルタ手
段と、前記帯域通過フィルタによって抜き取られたパイ
ロット信号を検波整流するパイロット信号検出手段と、
前記パイロット信号検出手段の出力よりトラッキングエ
ラー信号を検出するエラー信号検出手段とを備え、前記
プリフィルタ手段は、前記帯域通過フィルタと、リファ
レンスクロックを発生するリファレンスクロック発生手
段と、前記リファレンスクロックが入力されるリファレ
ンスフィルタ手段と、前記リファレンスクロックと前記
リファレンスフィルタ手段の出力信号との位相差を検出
する位相比較手段と、前記位相比較手段の出力レベルに
応じて、リファレンスフィルタ手段の中心周波数及び前
記帯域通過フィルタの中心周波数を同一方向に補正する
補正手段を含んで構成されることを特徴とする磁気記録
再生装置。 - 【請求項2】帯域通過フィルタは、低域通過フィルタと
高域通過フィルタによって構成され、前記低域通過フィ
ルタ及び高域通過フィルタは、前記位相比較手段の出力
レベルに応じて、それぞれの折れ点周波数を同一方向に
補正する補正手段を備えることを特徴とする請求項1記
載の磁気記録再生装置。 - 【請求項3】パイロット信号検出手段は、パイロット信
号の整数倍周波数のクロックを発生するクロック発生手
段が接続され、前記クロック発生手段の出力クロックを
パイロット信号の周波数と同じ周波数のクロックを発生
するようにかつ互いに90度位相が異なるように分周す
る第1及び第2の分周器からなる第1の分周手段と、前
記帯域通過フィルタの出力信号と前記第1の分周器の出
力クロックとを乗算する第1の乗算手段と、前記第1の
乗算手段の出力のうち低域だけを透過する第1の低域通
過フィルタと、前記第1の低域通過フィルタの出力を2
乗する第1の2乗演算手段と、前記帯域通過フィルタの
出力信号と前記第2の分周器の出力クロックを乗算する
第2の乗算手段と、前記第2の乗算手段の出力のうち低
域だけを透過する第2の低域通過フィルタと、前記第2
の低域通過フィルタの出力を2乗する第2の2乗演算手
段と、前記第1及び第2の2乗演算手段の出力を加算す
る第1の加算手段と、前記第1の加算手段の出力を1/
2乗する第1のルート演算手段とを備えることを特徴と
する請求項1記載の磁気記録再生装置。 - 【請求項4】リファレンスクロック発生手段及びクロッ
ク発生手段は、前記再生ヘッドの再生信号の周波数に同
期したクロックを出力するPLL回路によって形成され
ることを特徴とする請求項1、2または3いずれか記載
の磁気記録再生装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP5137365A JP3036298B2 (ja) | 1993-06-08 | 1993-06-08 | 磁気記録再生装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP5137365A JP3036298B2 (ja) | 1993-06-08 | 1993-06-08 | 磁気記録再生装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH06349156A JPH06349156A (ja) | 1994-12-22 |
JP3036298B2 true JP3036298B2 (ja) | 2000-04-24 |
Family
ID=15196980
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP5137365A Expired - Fee Related JP3036298B2 (ja) | 1993-06-08 | 1993-06-08 | 磁気記録再生装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3036298B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP4201017B2 (ja) | 2006-05-26 | 2008-12-24 | ソニー株式会社 | ヘリカルスキャン方式の磁気テープ再生装置及び磁気テープ再生方法 |
-
1993
- 1993-06-08 JP JP5137365A patent/JP3036298B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH06349156A (ja) | 1994-12-22 |
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Legal Events
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