JP3033158B2 - デイジタル信号符号化装置 - Google Patents
デイジタル信号符号化装置Info
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- JP3033158B2 JP3033158B2 JP2221368A JP22136890A JP3033158B2 JP 3033158 B2 JP3033158 B2 JP 3033158B2 JP 2221368 A JP2221368 A JP 2221368A JP 22136890 A JP22136890 A JP 22136890A JP 3033158 B2 JP3033158 B2 JP 3033158B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、入力ディジタルデータを帯域分割して符号
化するディジタル信号符号化装置に関するものである。
化するディジタル信号符号化装置に関するものである。
本発明は、帯域分割用の複数フィルタを有し、これら
フィルタが多段接続され、格フィルタからの信号成分を
符号化するディジタル信号符号化装置であって、初段目
のフィルタの次数を２段目以降のフィルタの次数よりも
高くしたことにより、構成を簡略化することができると
共に、信号劣化も少ないディジタル信号符号化装置を提
供するものである。
フィルタが多段接続され、格フィルタからの信号成分を
符号化するディジタル信号符号化装置であって、初段目
のフィルタの次数を２段目以降のフィルタの次数よりも
高くしたことにより、構成を簡略化することができると
共に、信号劣化も少ないディジタル信号符号化装置を提
供するものである。
オーディオ或いは音声等の信号の高能率符号化の手法
には種々あるが、例えば、時間軸上のオーディオ信号等
を複数の周波数帯域に分割して符号化する帯域分割符号
化（サブ・バンド・コーディング:SBC）や、時間軸の信
号を周波数軸上の信号に変換（直交変換）して複数の周
波数帯域に分割し各帯域毎に符号化するいわゆる変換符
号化等を挙げることができる。また、上述の帯域分割符
号化と変換符号化とを組み合わせた高能率符号化の手法
も考えられており、この場合には、例えば、上記帯域分
割符号化で帯域分割を行った後、該各帯域毎の信号を周
波数軸上の信号に直交変換し、これら各帯域の直交変換
された信号が、帯域毎に符号化される。
には種々あるが、例えば、時間軸上のオーディオ信号等
を複数の周波数帯域に分割して符号化する帯域分割符号
化（サブ・バンド・コーディング:SBC）や、時間軸の信
号を周波数軸上の信号に変換（直交変換）して複数の周
波数帯域に分割し各帯域毎に符号化するいわゆる変換符
号化等を挙げることができる。また、上述の帯域分割符
号化と変換符号化とを組み合わせた高能率符号化の手法
も考えられており、この場合には、例えば、上記帯域分
割符号化で帯域分割を行った後、該各帯域毎の信号を周
波数軸上の信号に直交変換し、これら各帯域の直交変換
された信号が、帯域毎に符号化される。
ところで、上記帯域分割符号化によって入力ディジタ
ル信号の符号化を行う場合には、先ず、該入力ディジタ
ル信号が複数の帯域に分割される。この帯域分割を行う
手段としては、帯域分割用の複数のフィルタを用い、こ
れらのフィルタにおいて先のフィルタの出力が後のフィ
ルタに供給されるような多段縦続接続の構成のフィルタ
が用いられることが多い。この場合、例えば、初段目の
フィルタで入力ディジタル信号の帯域を例えば２分割
し、２段目以降のフィルタで先のフィルタの例えば低帯
域の信号を更に２分割していくような帯域分割が行われ
る。これらのフィルタにより帯域分割されて得られた各
帯域の信号成分が符号化される。
ル信号の符号化を行う場合には、先ず、該入力ディジタ
ル信号が複数の帯域に分割される。この帯域分割を行う
手段としては、帯域分割用の複数のフィルタを用い、こ
れらのフィルタにおいて先のフィルタの出力が後のフィ
ルタに供給されるような多段縦続接続の構成のフィルタ
が用いられることが多い。この場合、例えば、初段目の
フィルタで入力ディジタル信号の帯域を例えば２分割
し、２段目以降のフィルタで先のフィルタの例えば低帯
域の信号を更に２分割していくような帯域分割が行われ
る。これらのフィルタにより帯域分割されて得られた各
帯域の信号成分が符号化される。
しかし、上述のような帯域分割を行うための多段縦続
接続される各フィルタは、通常同じ構成のフィルタを動
作クロックを異ならせる等して用いられることが多い。
この場合、フィルタ特性を高めようとすると各フィルタ
の構成が複雑化し、上記帯域分割を行うための装置全体
のフィルタ構成が大規模なものとなってしまう。
接続される各フィルタは、通常同じ構成のフィルタを動
作クロックを異ならせる等して用いられることが多い。
この場合、フィルタ特性を高めようとすると各フィルタ
の構成が複雑化し、上記帯域分割を行うための装置全体
のフィルタ構成が大規模なものとなってしまう。
そこで、本発明は、上述のような実情に鑑みて提案さ
れたものであり、簡単な構成で帯域分割ができると共
に、信号劣化も少ないディジタル信号符号化装置を提供
することを目的とするものである。
れたものであり、簡単な構成で帯域分割ができると共
に、信号劣化も少ないディジタル信号符号化装置を提供
することを目的とするものである。
本発明のディジタル信号符号化装置は、上述の目的を
達成するために提案されたものであり、入力ディジタル
信号を複数の帯域に分割するための複数のフィルタ手段
と、上記複数の帯域に分割されたディジタル信号の各々
を変換符号化する複数の変換手段と、上記複数の変換手
段からのデータに基づいて各帯域毎のマスキング量を演
算する演算手段と、上記演算手段にて演算した各帯域毎
のマスキング量に基づいて、複数の変換手段からの出力
される格帯域毎の信号成分に対して量子化を行う量子化
手段とを備えたディジタル信号符号化装置において、上
記複数のフィルタ手段のうち先段のフィルタにて分割さ
れた一の帯域を有するディジタル信号が次段のフィルタ
手段に入力されるように上記先段のフィルタ手段と次段
のフィルタ手段は多段縦続接続され、上記複数のフィル
タ手段のうち初段に位置するフィルタ手段の次数を２段
目以降のフィルタ手段の次数に対して高くしたものであ
る。
達成するために提案されたものであり、入力ディジタル
信号を複数の帯域に分割するための複数のフィルタ手段
と、上記複数の帯域に分割されたディジタル信号の各々
を変換符号化する複数の変換手段と、上記複数の変換手
段からのデータに基づいて各帯域毎のマスキング量を演
算する演算手段と、上記演算手段にて演算した各帯域毎
のマスキング量に基づいて、複数の変換手段からの出力
される格帯域毎の信号成分に対して量子化を行う量子化
手段とを備えたディジタル信号符号化装置において、上
記複数のフィルタ手段のうち先段のフィルタにて分割さ
れた一の帯域を有するディジタル信号が次段のフィルタ
手段に入力されるように上記先段のフィルタ手段と次段
のフィルタ手段は多段縦続接続され、上記複数のフィル
タ手段のうち初段に位置するフィルタ手段の次数を２段
目以降のフィルタ手段の次数に対して高くしたものであ
る。
本発明によれば、初段のフィルタの次数を２段目以降
のフィルタの次数よりも高くしているため、すなわち２
段目以降のフィルタの次数を初段目のフィルタの次数よ
りも低くしているため、２段目以降のフィルタの構成が
簡略化され、全体として構成が簡単になる。
のフィルタの次数よりも高くしているため、すなわち２
段目以降のフィルタの次数を初段目のフィルタの次数よ
りも低くしているため、２段目以降のフィルタの構成が
簡略化され、全体として構成が簡単になる。
以下、本発明を適用した実施例について図面を参照し
ながら説明する。
ながら説明する。
第１図に実施例のディジタル信号符号化装置の概略構
成例を示す。
成例を示す。
第１図において、本実施例のディジタル信号符号化装
置は、入力ディジタル信号を複数の帯域に分割するため
の例えばいわゆるQMF等のミラーフィルタからなる複数
のフィルタ（本実施例では２つのフィルタ4,5）を有
し、これらフィルタ4,5は少なくとも先のフィルタ４の
出力が後のフィルタ５に供給される多段縦続接続された
構成をなし、これらのフィルタ4,5により帯域分割され
て得られた各帯域（本実施例ではDC〜5.5k Hz,5.5k Hz
〜11k Hz,11k Hz〜22k Hzの３つの帯域）の信号成分を
符号化するディジタル信号符号化装置であって、上記複
数のフィルタ4,5のうち初段のフィルタ４の次数を２段
目以降のフィルタ５の次数よりも高く、言い換えれば上
記複数のフィルタ4,5の２段目以降のフィルタ（フィル
タ５）の次数を初段目のフィルタ（フィルタ４）の次数
よりも低くしたものである。
置は、入力ディジタル信号を複数の帯域に分割するため
の例えばいわゆるQMF等のミラーフィルタからなる複数
のフィルタ（本実施例では２つのフィルタ4,5）を有
し、これらフィルタ4,5は少なくとも先のフィルタ４の
出力が後のフィルタ５に供給される多段縦続接続された
構成をなし、これらのフィルタ4,5により帯域分割され
て得られた各帯域（本実施例ではDC〜5.5k Hz,5.5k Hz
〜11k Hz,11k Hz〜22k Hzの３つの帯域）の信号成分を
符号化するディジタル信号符号化装置であって、上記複
数のフィルタ4,5のうち初段のフィルタ４の次数を２段
目以降のフィルタ５の次数よりも高く、言い換えれば上
記複数のフィルタ4,5の２段目以降のフィルタ（フィル
タ５）の次数を初段目のフィルタ（フィルタ４）の次数
よりも低くしたものである。
すなわち、本実施例においては、入力端子１には、サ
ンプリング周波数fs＝44.1k Hzでサンプリングされて得
られたDC〜22k Hzの入力ディジタル音声信号が供給され
ており、この入力ディジタル音声信号が、上記初段目の
フィルタ４に供給される。
ンプリング周波数fs＝44.1k Hzでサンプリングされて得
られたDC〜22k Hzの入力ディジタル音声信号が供給され
ており、この入力ディジタル音声信号が、上記初段目の
フィルタ４に供給される。
このフィルタ４には、端子３から上記サンプリング周
波数fs＝44.1k Hzと同じ周波数の動作クロックが供給さ
れている。上記初段目のフィルタ４は、例えば後述する
第４図に示すようなFIR型のディジタルフィルタ（非巡
回型ディジタルフィルタ）で構成されたものであって、
第２図に示すように11k Hzで入力信号を２分割するよう
な周波数特性を有するものである。該フィルタ４の次数
は例えば64次（段）とされている。このフィルタ４から
は、上記DC〜22k Hzの入力ディジタル音声信号が２分割
されたDC〜11k Hz,11k Hz〜22k Hzの帯域の出力信号が
得られることになる。
波数fs＝44.1k Hzと同じ周波数の動作クロックが供給さ
れている。上記初段目のフィルタ４は、例えば後述する
第４図に示すようなFIR型のディジタルフィルタ（非巡
回型ディジタルフィルタ）で構成されたものであって、
第２図に示すように11k Hzで入力信号を２分割するよう
な周波数特性を有するものである。該フィルタ４の次数
は例えば64次（段）とされている。このフィルタ４から
は、上記DC〜22k Hzの入力ディジタル音声信号が２分割
されたDC〜11k Hz,11k Hz〜22k Hzの帯域の出力信号が
得られることになる。
上記フィルタ４の低帯域のDC〜11k Hzの出力信号は、
上記２段目のフィルタ５に供給される。該フィルタ５も
フィルタ４同様FIR型ディジタルフィルタであるが、該
フィルタ５の次数は、上記フィルタ４の次数よりも少な
く、例えば1/2の32次（段）とされている。また、この
フィルタ５には、上記端子３からのfs＝44.1k Hzのクロ
ックが1/2分周器11で分周（fs/2）された動作クロック
が供給されている。このフィルタ５は、第３図に示すよ
うに、5.5k Hzで入力信号を２分割するような周波数特
性を有するものである。したがって、当該フィルタ５か
らは、上記DC〜11k Hzの信号が２分割されたDC〜5.5k H
z,5.5k Hz〜11k Hzの帯域の出力信号が得られることに
なる。
上記２段目のフィルタ５に供給される。該フィルタ５も
フィルタ４同様FIR型ディジタルフィルタであるが、該
フィルタ５の次数は、上記フィルタ４の次数よりも少な
く、例えば1/2の32次（段）とされている。また、この
フィルタ５には、上記端子３からのfs＝44.1k Hzのクロ
ックが1/2分周器11で分周（fs/2）された動作クロック
が供給されている。このフィルタ５は、第３図に示すよ
うに、5.5k Hzで入力信号を２分割するような周波数特
性を有するものである。したがって、当該フィルタ５か
らは、上記DC〜11k Hzの信号が２分割されたDC〜5.5k H
z,5.5k Hz〜11k Hzの帯域の出力信号が得られることに
なる。
ところで、この時、上記フィルタ５の次数が、上記フ
ィルタ４と同じ64次となっていたとすると、該フィルタ
５のカットオフ特性は、第３図中点線で示すような急峻
な特性となるが、本実施例のフィルタ５では次数を32次
としているため、カットオフ特性が緩やかなものとなっ
ている。また、上記フィルタ５の次数及び供給される動
作クロックの周波数が上記フィルタ４での次数及び動作
クロックの1/2となっているため、このフィルタ５とフ
ィルタ４の周波数特性は、上記サンプリング周波数fsで
ノーマライズすると相似形となる。もちろん、フィルタ
５の次数は、必ずしもフィルタ４の次数の1/2とする必
要はないが、上述のように該フィルタ５の次数をフィル
タ４の次数の1/2とすることで、フィルタ４のカットオ
フ特性と同じカットオフ特性が得られるようになる。こ
のようなことから、フィルタ５の次数を減らしても信号
の劣化を抑えることができる。更に、このようにフィル
タ５の次数を減らすことで装置全体の構成を簡略化する
ことができることになる。
ィルタ４と同じ64次となっていたとすると、該フィルタ
５のカットオフ特性は、第３図中点線で示すような急峻
な特性となるが、本実施例のフィルタ５では次数を32次
としているため、カットオフ特性が緩やかなものとなっ
ている。また、上記フィルタ５の次数及び供給される動
作クロックの周波数が上記フィルタ４での次数及び動作
クロックの1/2となっているため、このフィルタ５とフ
ィルタ４の周波数特性は、上記サンプリング周波数fsで
ノーマライズすると相似形となる。もちろん、フィルタ
５の次数は、必ずしもフィルタ４の次数の1/2とする必
要はないが、上述のように該フィルタ５の次数をフィル
タ４の次数の1/2とすることで、フィルタ４のカットオ
フ特性と同じカットオフ特性が得られるようになる。こ
のようなことから、フィルタ５の次数を減らしても信号
の劣化を抑えることができる。更に、このようにフィル
タ５の次数を減らすことで装置全体の構成を簡略化する
ことができることになる。
上記フィルタ4,5からの各帯域の信号は、それぞれ高
速フーリエ変換（FFT）処理を行うFFT回路６〜８に送ら
れる。FFT回路６には、上記フィルタ４の高域側の出力
信号（11k Hz〜22k Hz）が供給され、FFT回路７には上
記フィルタ５の高域側の出力信号（5.5k Hz〜11k Hz）
が供給され、FFT回路８には、上記フィルタ５の低域側
の出力信号（DC〜5.5k Hz）が供給される。
速フーリエ変換（FFT）処理を行うFFT回路６〜８に送ら
れる。FFT回路６には、上記フィルタ４の高域側の出力
信号（11k Hz〜22k Hz）が供給され、FFT回路７には上
記フィルタ５の高域側の出力信号（5.5k Hz〜11k Hz）
が供給され、FFT回路８には、上記フィルタ５の低域側
の出力信号（DC〜5.5k Hz）が供給される。
上記FFT回路６は例えば2.5ms毎に入力信号をブロック
化してフーリエ変換処理を行うものであり、また、上記
FFT回路７は例えば5ms毎にブロック化して処理を行い、
FFT回路８は10ms毎にブロックして処理を行うようにな
っている。このように、本実施例では、各FFT回路６〜
７においてブロックを形成する際に、高域で時間分解能
を上げ、低域では時間分解能を下げて１ブロック内のサ
ンプル数を増やして周波数分解能を上げている。すなわ
ち、一般に、人間の聴覚における周波数分解能は低域で
高いものであるため、上述のように低域での周波数分解
能を上げることは有効である。また、通常の音声信号は
高域で定常区間が短いため上述のように高域での時間分
解能を上げることは有効である。
化してフーリエ変換処理を行うものであり、また、上記
FFT回路７は例えば5ms毎にブロック化して処理を行い、
FFT回路８は10ms毎にブロックして処理を行うようにな
っている。このように、本実施例では、各FFT回路６〜
７においてブロックを形成する際に、高域で時間分解能
を上げ、低域では時間分解能を下げて１ブロック内のサ
ンプル数を増やして周波数分解能を上げている。すなわ
ち、一般に、人間の聴覚における周波数分解能は低域で
高いものであるため、上述のように低域での周波数分解
能を上げることは有効である。また、通常の音声信号は
高域で定常区間が短いため上述のように高域での時間分
解能を上げることは有効である。
これら各FFT回路６〜８でのフーリエ変換処理により
得られる係数データ（FFT係数データ）は、全体として
更にいわゆるクリティカルバンド（臨界帯域）に分割さ
れる。すなわち、上記クリティカルバンドとは、人間の
聴覚特性を考慮したものであり、ある鈍音の高さを含む
同じ強さの狭帯域バンドノイズによって、当該純音がマ
スクされるとき、そのノイズのもつ帯域を言うものであ
り、高域程その帯域幅が広くなっているものである。本
実施例では、該クリティカルバンド分割により、高域ほ
ど帯域幅が広くなるようにして例えば25バンドに分割し
ている。本実施例では、例えば、FFT回路６からは上記
クリティカルバンドの高域側の例えば２つ分のバンド
を、FFT回路７からはクリティカルバンドの中域の例え
ば３つのバンドを、FFT回路８からは低域の例えば20個
のバンドを出力するようにしている。
得られる係数データ（FFT係数データ）は、全体として
更にいわゆるクリティカルバンド（臨界帯域）に分割さ
れる。すなわち、上記クリティカルバンドとは、人間の
聴覚特性を考慮したものであり、ある鈍音の高さを含む
同じ強さの狭帯域バンドノイズによって、当該純音がマ
スクされるとき、そのノイズのもつ帯域を言うものであ
り、高域程その帯域幅が広くなっているものである。本
実施例では、該クリティカルバンド分割により、高域ほ
ど帯域幅が広くなるようにして例えば25バンドに分割し
ている。本実施例では、例えば、FFT回路６からは上記
クリティカルバンドの高域側の例えば２つ分のバンド
を、FFT回路７からはクリティカルバンドの中域の例え
ば３つのバンドを、FFT回路８からは低域の例えば20個
のバンドを出力するようにしている。
FFT回路６〜８から得られるクリティカルバンドの各
バンドの係数データは、量子化回路10で量子化される。
この量子化回路10での各クリティカルバンド毎の量子化
の際には、いわゆるマスキング効果を考慮した適応的な
割当てビット数での量子化が行われるようになってい
る。
バンドの係数データは、量子化回路10で量子化される。
この量子化回路10での各クリティカルバンド毎の量子化
の際には、いわゆるマスキング効果を考慮した適応的な
割当てビット数での量子化が行われるようになってい
る。
ここで、上記マスキング効果には、時間軸上のマスキ
ング効果と周波数軸上のマスキング効果がある。上記周
波数軸上のマスキング効果とは、ある周波数帯域の信号
成分によって他の帯域の信号成分がマスクされて、該他
の帯域の信号成分の音が聞こえなくなるような効果であ
る。上記時間軸上のマスキング効果には、テンポラルマ
スキング効果と同時刻マスキング効果とがあり、当該同
時刻マスキング効果とはある大きな音と同時刻に発生す
る小さな音（或いはノイズ）が当該大きな音によってマ
スクされて聞こえなくなるような効果である。また、上
記テンポラルマスキング効果とは、大きな音の時間的な
前後の小さな音（ノイズ）が、この大きな音にマスクさ
れて聞こえなくなるような効果であり、上記大きな音の
時間的に後方のマスキングはフォワードマスキングと呼
ばれ、時間的に前方のマスキングはバックワードマスキ
ングと呼ばれている。更に、テンポラルマスキングにお
いては、人間の聴覚特性から、フォワードマスキングの
効果は長時間（例えば100msec程度）効くようになって
いるのに対し、バックワードマスキングの効果は短時間
（例えば5msec程度）となっている。更に、上記マスキ
ング効果のレベル（マスキング量）は、フォワードマス
キングが20dB程度で、バックワードマスキングが30dB程
度となっている。このようにマスキングされる部分の音
は聞こえないものであるため、オーディオ信号の量子化
の際に、上記マスキングされる部分の信号成分の量子化
割当てビット数を減らしたとしても聴感上の悪影響を少
なくすることができる。
ング効果と周波数軸上のマスキング効果がある。上記周
波数軸上のマスキング効果とは、ある周波数帯域の信号
成分によって他の帯域の信号成分がマスクされて、該他
の帯域の信号成分の音が聞こえなくなるような効果であ
る。上記時間軸上のマスキング効果には、テンポラルマ
スキング効果と同時刻マスキング効果とがあり、当該同
時刻マスキング効果とはある大きな音と同時刻に発生す
る小さな音（或いはノイズ）が当該大きな音によってマ
スクされて聞こえなくなるような効果である。また、上
記テンポラルマスキング効果とは、大きな音の時間的な
前後の小さな音（ノイズ）が、この大きな音にマスクさ
れて聞こえなくなるような効果であり、上記大きな音の
時間的に後方のマスキングはフォワードマスキングと呼
ばれ、時間的に前方のマスキングはバックワードマスキ
ングと呼ばれている。更に、テンポラルマスキングにお
いては、人間の聴覚特性から、フォワードマスキングの
効果は長時間（例えば100msec程度）効くようになって
いるのに対し、バックワードマスキングの効果は短時間
（例えば5msec程度）となっている。更に、上記マスキ
ング効果のレベル（マスキング量）は、フォワードマス
キングが20dB程度で、バックワードマスキングが30dB程
度となっている。このようにマスキングされる部分の音
は聞こえないものであるため、オーディオ信号の量子化
の際に、上記マスキングされる部分の信号成分の量子化
割当てビット数を減らしたとしても聴感上の悪影響を少
なくすることができる。
本実施例においては、このようなマスキング効果を利
用した適応的な量子化を行うようにするため、上記FFT
回路６〜８の出力をマスキング量演算回路９に送り、該
マスキング量演算回路９で各バンド毎の上記マスキング
量を計算するようにしている。
用した適応的な量子化を行うようにするため、上記FFT
回路６〜８の出力をマスキング量演算回路９に送り、該
マスキング量演算回路９で各バンド毎の上記マスキング
量を計算するようにしている。
該マスキング量演算回路９では、上記周波数軸上のデ
ータであるFFT回路６〜８からのデータを用いること
で、上記周波数軸上のマスキング量（他のバンドへのマ
スキング効果）を求めることができるようになる。ま
た、上記各FFT回路６〜８からのデータの時間軸方向の
データをみることで、時間軸上のマスキング量をも求め
ることができる。なお、上記マスキング量演算回路９の
マスキング量の計算としては、例えば、各バンド毎のエ
ネルギ総和を求め、この各バンド毎のエネルギに基づい
て各バンドでの許容可能なノイズレベルを計算し、更に
この許容可能なノイズレベルに基づいて他のバンドへの
マスキング量を求めるようにすることが考えられる。ま
た、あるバンドの信号による他のバンド（或いは当該あ
るバンド自身）の他の時間へのマスキング量を求めるよ
うにすることも考えられる。
ータであるFFT回路６〜８からのデータを用いること
で、上記周波数軸上のマスキング量（他のバンドへのマ
スキング効果）を求めることができるようになる。ま
た、上記各FFT回路６〜８からのデータの時間軸方向の
データをみることで、時間軸上のマスキング量をも求め
ることができる。なお、上記マスキング量演算回路９の
マスキング量の計算としては、例えば、各バンド毎のエ
ネルギ総和を求め、この各バンド毎のエネルギに基づい
て各バンドでの許容可能なノイズレベルを計算し、更に
この許容可能なノイズレベルに基づいて他のバンドへの
マスキング量を求めるようにすることが考えられる。ま
た、あるバンドの信号による他のバンド（或いは当該あ
るバンド自身）の他の時間へのマスキング量を求めるよ
うにすることも考えられる。
このように、上記マスキング量演算回路９では、各FF
T回路６〜８からのデータに基づいて各バンド毎のマス
キング量を計算し、この計算結果のデータを上記量子化
回路10に送るようにしている。この量子化回路10では、
上記マスキング量演算回路９の出力データに基づいて、
各バンド毎の量子化割当てビット数を決定して、この割
当てビット数に基づいて各バンドの信号成分の量子化を
行うようになっている。当該量子化回路10で各バンド毎
に適応的な割当てビット数で量子化されたデータが本実
施例装置の出力端子２から出力されるようになってい
る。上述のように、マスキング効果を考慮してクリティ
カルバンド毎に適応的な量子化を行うことで、ビット圧
縮されていても音質劣化を少なくすることができる。
T回路６〜８からのデータに基づいて各バンド毎のマス
キング量を計算し、この計算結果のデータを上記量子化
回路10に送るようにしている。この量子化回路10では、
上記マスキング量演算回路９の出力データに基づいて、
各バンド毎の量子化割当てビット数を決定して、この割
当てビット数に基づいて各バンドの信号成分の量子化を
行うようになっている。当該量子化回路10で各バンド毎
に適応的な割当てビット数で量子化されたデータが本実
施例装置の出力端子２から出力されるようになってい
る。上述のように、マスキング効果を考慮してクリティ
カルバンド毎に適応的な量子化を行うことで、ビット圧
縮されていても音質劣化を少なくすることができる。
なお、前述したフィルタ4,5は、具体的には、第４図
に示すように、入力端子20に供給されたディジタル信号
を１サンプル毎に遅延する複数の遅延器211〜21nと、予
め乗算係数が決定されている複数の乗算器220〜22nと、
各乗算器220〜22nの出力を加算する加算器24とで構成さ
れるFIR型ディジタルフィルタからなり、該加算器24の
出力が出力端子25から出力されるようになっている。上
記フィルタ４はこの第４図中のｎが64となることで64段
（次）のFIR型ディジタルフィルタとなり、フィルタ５
はｎが32となることで32段（次）のFIR型ディジタルフ
ィルタとなる。また、フィルタ４での遅延器の遅延量は
1/fsとなり、フィルタ５での遅延量は2/fsとなる。
に示すように、入力端子20に供給されたディジタル信号
を１サンプル毎に遅延する複数の遅延器211〜21nと、予
め乗算係数が決定されている複数の乗算器220〜22nと、
各乗算器220〜22nの出力を加算する加算器24とで構成さ
れるFIR型ディジタルフィルタからなり、該加算器24の
出力が出力端子25から出力されるようになっている。上
記フィルタ４はこの第４図中のｎが64となることで64段
（次）のFIR型ディジタルフィルタとなり、フィルタ５
はｎが32となることで32段（次）のFIR型ディジタルフ
ィルタとなる。また、フィルタ４での遅延器の遅延量は
1/fsとなり、フィルタ５での遅延量は2/fsとなる。
上述したように本実施例のディジタル信号符号化装置
においては、帯域分割用の複数フィルタ（フィルタ4,
5）を有し、少なくとも先のフィルタ（フィルタ４）の
出力が後のフィルタ（フィルタ５）に供給されるように
多段接続され、これらのフィルタ4,5からの各帯域の信
号成分（クリティカルバンド毎の信号成分）を各バンド
毎にマスキング効果を考慮した適応的な割当てビット数
で量子化して符号化出力を得る符号化装置であって、２
段目以降のフィルタ（フィルタ５）の次数を初段目のフ
ィルタ（フィルタ４）の次数よりも低くした（フィルタ
４の次数を64次としフィルタ５の次数を32とした）こと
により、構成を簡略化することができると共に、信号劣
化を少なくすることができるようになっている。また、
クリティカルバンド毎の信号成分をマスキング効果を考
慮した適応的な割当てビット数で量子化しているため、
音質劣化の少ない信号圧縮が可能となっている。更に、
高域でのフーリエ変換処理の際に時間分解能を上げ、低
域でのフーリエ変換の際に周波数分解能を上げた処理が
行われているため、後に聴感上良好な信号が得られるよ
うになる。
においては、帯域分割用の複数フィルタ（フィルタ4,
5）を有し、少なくとも先のフィルタ（フィルタ４）の
出力が後のフィルタ（フィルタ５）に供給されるように
多段接続され、これらのフィルタ4,5からの各帯域の信
号成分（クリティカルバンド毎の信号成分）を各バンド
毎にマスキング効果を考慮した適応的な割当てビット数
で量子化して符号化出力を得る符号化装置であって、２
段目以降のフィルタ（フィルタ５）の次数を初段目のフ
ィルタ（フィルタ４）の次数よりも低くした（フィルタ
４の次数を64次としフィルタ５の次数を32とした）こと
により、構成を簡略化することができると共に、信号劣
化を少なくすることができるようになっている。また、
クリティカルバンド毎の信号成分をマスキング効果を考
慮した適応的な割当てビット数で量子化しているため、
音質劣化の少ない信号圧縮が可能となっている。更に、
高域でのフーリエ変換処理の際に時間分解能を上げ、低
域でのフーリエ変換の際に周波数分解能を上げた処理が
行われているため、後に聴感上良好な信号が得られるよ
うになる。
本発明のディジタル信号符号化装置においては、帯域
分割用の複数フィルタを有し、少なくとも先のフィルタ
の出力が後のフィルタに供給されるように多段接続さ
れ、これらのフィルタからの各帯域の信号成分を符号化
するものであって、初段目のフィルタの次数を２段目以
降のフィルタの次数よりも高くしたことにより、構成を
簡略化することができると共に、信号劣化を少なくする
ことができるようになる。
分割用の複数フィルタを有し、少なくとも先のフィルタ
の出力が後のフィルタに供給されるように多段接続さ
れ、これらのフィルタからの各帯域の信号成分を符号化
するものであって、初段目のフィルタの次数を２段目以
降のフィルタの次数よりも高くしたことにより、構成を
簡略化することができると共に、信号劣化を少なくする
ことができるようになる。
第１図は本発明実施例のディジタル信号符号化装置の概
略構成を示すブロック回路図、第２図は初段目のフィル
タの周波数特性を示す特性図、第３図は２段目のフィル
タの周波数特性を示す特性図、第４図はFIR型ディジタ
ルフィルタの構成を示す回路図である。 4,5…フィルタ ６〜８…FFT回路 ９…マスキング量演算回路 10…量子化回路 11…1/2分周器
略構成を示すブロック回路図、第２図は初段目のフィル
タの周波数特性を示す特性図、第３図は２段目のフィル
タの周波数特性を示す特性図、第４図はFIR型ディジタ
ルフィルタの構成を示す回路図である。 4,5…フィルタ ６〜８…FFT回路 ９…マスキング量演算回路 10…量子化回路 11…1/2分周器
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭63−201700（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−263925（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−263926（ＪＰ，Ａ) 特開 平61−220519（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−256403（ＪＰ，Ａ) 特表 平２−501507（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H03M 7/30
Claims (1)
- 【請求項１】入力ディジタル信号を複数の帯域に分割す
るための複数のフィルタ手段と、 上記複数の帯域に分割されたディジタル信号の各々を変
換符号化する複数の変換手段と、 上記複数の変換手段からのデータに基づいて各帯域毎の
マスキング量を演算する演算手段と、 上記演算手段にて演算した各帯域毎のマスキング量に基
づいて、複数の変換手段からの出力される格帯域毎の信
号成分に対して量子化を行う量子化手段とを備えたディ
ジタル信号符号化装置において、 上記複数のフィルタ手段のうち先段のフィルタにて分割
された一の帯域を有するディジタル信号が次段のフィル
タ手段に入力されるように上記先段のフィルタ手段と次
段のフィルタ手段は多段縦続接続され、 上記複数のフィルタ手段のうち初段に位置するフィルタ
手段の次数を２段目以降のフィルタ手段の次数に対して
高くしたことを特徴とするディジタル信号符号化装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2221368A JP3033158B2 (ja) | 1990-08-24 | 1990-08-24 | デイジタル信号符号化装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2221368A JP3033158B2 (ja) | 1990-08-24 | 1990-08-24 | デイジタル信号符号化装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04104606A JPH04104606A (ja) | 1992-04-07 |
| JP3033158B2 true JP3033158B2 (ja) | 2000-04-17 |
Family
ID=16765702
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2221368A Expired - Fee Related JP3033158B2 (ja) | 1990-08-24 | 1990-08-24 | デイジタル信号符号化装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3033158B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5300718B2 (ja) * | 2007-05-28 | 2013-09-25 | 株式会社アドバンテスト | 測定装置 |
-
1990
- 1990-08-24 JP JP2221368A patent/JP3033158B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH04104606A (ja) | 1992-04-07 |
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Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080218 Year of fee payment: 8 |
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