JP3029305B2 - Neutral point clamp type power converter controller - Google Patents
Neutral point clamp type power converter controllerInfo
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Description
［発明の目的］ [Object of the invention]
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、交流電力を直流電力に
変換するパルス幅変調制御（ＰＷＭ制御）コンバ―タ
や、直流電力を交流電力に変換するＰＷＭ制御インバ―
タ等に適用される３レベルの出力電圧を発生する中性点
クランプ式電力変換器の制御装置に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a pulse width modulation control (PWM control) converter for converting AC power to DC power, and a PWM control inverter for converting DC power to AC power.
The present invention relates to a neutral-point-clamp-type power converter control device that generates a three-level output voltage applied to a power converter or the like.
【０００２】[0002]
【従来の技術】図４は、中性点クランプ式インバ―タの
主回路構成図を示す。図は１相分（Ｕ相分）を示し、３
相出力インバ―タの場合、Ｖ，Ｗ相も同様に構成され
る。2. Description of the Related Art FIG. 4 shows a main circuit configuration diagram of a neutral point clamp type inverter. The figure shows one phase (U phase) and 3
In the case of a phase output inverter, the V and W phases are similarly configured.
【０００３】図中、Ｖd1，Ｖd2は直流電源、Ｓ1 〜Ｓ4
は自己消弧素子、Ｄ1 〜Ｄ4 はフリ―ホイリングダイオ
―ド、Ｄ5 ，Ｄ6 はクランプ用ダイオ―ド、ＬＯＡＤば
負荷である。In the figure, V d1 and V d2 are DC power supplies, S 1 to S 4
The self-turn-off device, D 1 to D 4 is flip - wheeling diode - de, D 5, D 6 are clamping diodes - a de, LOAD if load.
【０００４】このインバ―タの出力電圧ＶU は、４つの
素子Ｓ1〜Ｓ4 をオン、オフさせることによって、次の
ように変化する。ただし、全体の直流電圧をＶd とし、
Ｖd1＝Ｖd2＝Ｖd ／２とする。即ち、 Ｓ1 とＳ2 がオンのとき、ＶU ＝＋Ｖd ／２ Ｓ2 とＳ3 がオンのとき、ＶU ＝０ Ｓ3 とＳ4 がオンのとき、ＶU ＝−Ｖd ／２ となる。この時、素子は２個ずつオンさせなければなら
ない。３個同時にオンになると、直流電源を短絡し、過
電流によって素子を破壊してしまう。The output voltage V U of this inverter changes as follows by turning on and off the four elements S 1 to S 4 . However, let the total DC voltage be Vd,
It is assumed that V d1 = V d2 = V d / 2. That is, when S 1 and S 2 are on, V U = + V d / 2 When S 2 and S 3 are on, V U = 0 When S 3 and S 4 are on, V U = −V d / It becomes 2. At this time, the elements must be turned on two by two. If all three are turned on at the same time, the DC power supply is short-circuited, and the element is destroyed by an overcurrent.
【０００５】例えば、素子Ｓ1 〜Ｓ3 にオン信号が入る
と、直流電圧Ｖd1を素子Ｓ1 ―Ｓ2―Ｓ3 ―ダイオ―ド
Ｄ6 で短絡し、過大な短絡電流が素子に流れ、素子を壊
してしまう。For example, when an ON signal is input to the elements S 1 to S 3 , the DC voltage V d1 is short-circuited by the element S 1 -S 2 -S 3 -diode D 6 and an excessive short-circuit current flows through the elements. Will break the element.
【０００６】このような直流短絡を防止するため、素子
Ｓ1 とＳ3 を逆動作させ、素子Ｓ2Ｓ4 を逆動作させて
いる。即ち、素子Ｓ1 がオンのときは素子Ｓ3 をオフさ
せ、素子Ｓ3 がオンのときは素子Ｓ1 をオフさせてい
る。同様に、素子Ｓ2 がオンのときは素子Ｓ4 をオフさ
せ、素子Ｓ4 がオンのときは、素子Ｓ2 をオフさせてい
る。図５は、中性点クランプ式インバ―タの従来のパル
ス幅変調制御法を説明するためのタイムチャ―ト図であ
る。In order to prevent such a DC short circuit, the elements S 1 and S 3 are operated in reverse, and the elements S 2 and S 4 are operated in reverse. That is, the element S 1 is turned off element S 3 when on, when element S 3 is turned on and turns off the device S 1. Similarly, when element S 2 is turned on to turn off the element S 4, element S 4 is on, and turns off the element S 2. FIG. 5 is a time chart for explaining a conventional pulse width modulation control method of the neutral point clamp type inverter.
【０００７】図中、Ｘ，ＹはＰＷＭ制御の搬送波信号
で、Ｘは＋ＥMAX 〜０の間を変化する三角波、Ｙは−Ｅ
MAX 〜０の間を変化する三角波である。また、ｅi はＰ
ＷＭ制御入力信号である。入力信号ｅi と三角波Ｘ，Ｙ
とを比較し、素子Ｓ1 〜Ｓ4 のゲ―ト信号ｇ1 ，ｇ2 を
作る。即ち、 ｅi ＞Ｘのとき、ｇ1 ＝１で、Ｓ1 はオン、Ｓ3 はオフ ｅi ≦Ｘのとき、ｇ1 ＝０で、Ｓ1 はオフ、Ｓ3 はオン ｅi ≧Ｙのとき、ｇ2 ＝０で、Ｓ4 はオフ、Ｓ2 はオン ｅi ＜Ｙのとき、ｇ2 ＝１で、Ｓ4 はオン、Ｓ2 はオフ とする。In the drawing, X and Y are carrier signals of PWM control, X is a triangular wave varying between + E MAX and 0, and Y is -E.
This is a triangular wave that changes between MAX and 0. E i is P
This is a WM control input signal. Input signal e i and triangular wave X, Y
To generate gate signals g 1 and g 2 for the elements S 1 to S 4 . That is, when e i > X, g 1 = 1, S 1 is on, and S 3 is off. When e i ≦ X, g 1 = 0, S 1 is off, and S 3 is on e i ≧ Y In this case, g 2 = 0, S 4 is off, and S 2 is on. When e i <Y, g 2 = 1, S 4 is on, and S 2 is off.
【０００８】この結果、出力電圧ＶU は、図の最下段の
ようになり、その平均値（破線で示す）は入力信号ｅi
に比例した値となる。このように、中性点クランプ式イ
ンバ―タでは、出力電圧ＶU として、３レベル（＋Ｖd
／２，０，−Ｖd ／２）の電圧が得られ、高調波成分の
少ない電圧波形となる。電動機負荷の場合は、電流の脈
動は小さくなり、トルクリップルも低減できる利点があ
る。As a result, the output voltage V U becomes as shown at the bottom of the figure, and the average value (shown by a broken line) is the input signal e i.
It becomes a value proportional to. Thus, the neutral point clamped inverter - the motor, as the output voltage V U, 3 levels (+ V d
/ 2, 0, −V d / 2), and a voltage waveform with less harmonic components is obtained. In the case of a motor load, there is an advantage that the pulsation of the current is reduced and the torque ripple can be reduced.
【０００９】[0009]
【発明が解決しようとする課題】しかし、従来の中性点
クランプ式インバ―タの制御装置には、次のような問題
点がある。図６は、図５と同様に従来のＰＷＭ制御方法
を説明するためのタイムチャ―ト図を示すもので、入力
信号ｅi が急激に変化した場合の動作を表す。However, the conventional control device of the neutral point clamp type inverter has the following problems. FIG. 6 is a time chart for explaining the conventional PWM control method similarly to FIG. 5, and shows an operation when the input signal e i changes abruptly.
【００１０】ｅi がａ点で、正から負に急変すると、ゲ
―ト信号ｇ1 は「１」から「０」に、ゲ―ト信号ｇ2 は
「０」から「１」に変化する。このゲ―ト信号に従っ
て、素子Ｓ1 〜Ｓ4 が瞬時にオン、オフできれば、出力
電圧ＶU は図示のようになり、何の問題も発生しない。[0010] e i is at a point when sudden change from positive to negative, gate - DOO signal g 1 from "1" to "0", gate - DOO signal g 2 is changed from "0" to "1" . The gate - in accordance DOO signal, on the element S 1 to S 4 is instantly, if off, the output voltage V U is as shown, does not occur any problem.
【００１１】しかし、大容量のインバ―タでは、自己消
弧素子としてＧＴＯ（ゲ―トタ―ンオフサイリスタ）な
どが使われ、タ―ンオフ時の過電圧を抑制するためスナ
バ回路が設置される。However, in a large-capacity inverter, a GTO (gate turn-off thyristor) or the like is used as a self-turn-off device, and a snubber circuit is provided to suppress an overvoltage at the time of turn-off.
【００１２】このスナバ回路のコンデンサの電圧を初期
化する（放電させる）ため、ＧＴＯをオンさせた時、一
定時間（最小オン時間：例えば１００マイクロ秒程度）
オン状態を維持しなければならない。When the GTO is turned on in order to initialize (discharge) the voltage of the capacitor of this snubber circuit, a certain time (minimum on-time: for example, about 100 microseconds)
It must be kept on.
【００１３】図７は、図６のａ点付近のゲ―ト信号の動
作を拡大したものでゲ―ト信号ｇ1＝１の幅が最小オン
時間ΔｔONより狭くなった場合を示す。素子Ｓ1 の最小
オン時間ΔｔON は素子自体を保護するために不可欠のも
のであり、最終的な素子へのゲートパルスを作る回路に
設けられ、素子には最小オン時間Δｔ ON が確保されたゲ
ート信号ｇ 1 ´が与えられる。この結果、ｇ1 ´とｇ2
とが期間δだけ重なり、素子Ｓ1 がオン、Ｓ2 がオフ、
Ｓ3 がオフ、Ｓ4 がオンとなる。FIG. 7 is an enlarged view of the operation of the gate signal near point a in FIG. 6 and shows a case where the width of the gate signal g 1 = 1 becomes smaller than the minimum on-time Δt ON . Even the minimum on-time Delta] t ON of the element S 1 is the essential to protect the element itself
In the circuit that creates the gate pulse to the final device
The device has a gate with a minimum on-time Δt ON secured.
A gate signal g 1 ′ is provided . As a result, g 1 ′ and g 2
Overlap for a period δ, the element S 1 is turned on, S 2 is turned off,
S 3 is turned off, S 4 is turned on.
【００１４】図４の主回路において、出力電流ＩU が図
の矢印の向に流れている場合、ダイオ―ドＤ3 ，Ｄ4 が
導通し、かつ素子Ｓ1 にオン信号が来ているので、素子
Ｓ2に直流全電圧Ｖd ＝Ｖd1＋Ｖd2が印加される。逆
に、出力電流ＩU が図の矢印と反対方向にながれている
場合は、ダイオ―ドＤ1 ，Ｄ2 が導通し、Ｓ4 にオン信
号が入っているので、素子Ｓ3 に全電圧Ｖd が印加され
る。中性点クランプ式インバ―タでは、各素子（各ア―
ム）の耐圧は直流電圧Ｖd の半分が印加されるものとし
て設計されており、全電圧が印加された場合、過電圧に
より素子破壊に至ってしまう。In the main circuit shown in FIG. 4, when the output current I U flows in the direction of the arrow in the figure, the diodes D 3 and D 4 conduct, and the ON signal comes to the element S 1 . , A total DC voltage V d = V d1 + V d2 is applied to the element S 2 . Conversely, when the output current I U is flowing in the direction opposite to the arrow in the figure, diode - de D 1, D 2 conducts, because it contains the ON signals to S 4, the total voltage to the device S 3 Vd is applied. In the neutral point clamp type inverter, each element (each
Breakdown voltage of the beam) is designed as a half of the DC voltage V d is applied, if the total voltage is applied, thus leading to device destruction by overvoltage.
【００１５】このように従来の中性点クランプ式インバ
―タのＰＷＭ制御装置では、入力信号ｅi が急変した場
合、素子Ｓ2 或いはＳ3 のいずれかに直流全電圧が印加
される危険があり、最悪の場合、素子破壊に至り、装置
の運転を停止せざるを得なくなる。As described above, in the conventional PWM controller of the neutral point clamp type inverter, when the input signal e i changes suddenly, there is a danger that the full DC voltage is applied to either the element S 2 or S 3. In the worst case, the device is destroyed, and the operation of the apparatus must be stopped.
【００１６】本発明は、以上の問題点に鑑みてなされた
もので、ＰＷＭ制御の入力信号ｅiが急激に変化しても
１つの素子に直流全電圧が印加されることのないような
中性点クランプ式電力変換器の制御装置を提供すること
を目的とする。 ［発明の構成］[0016] The present invention has been made in view of the above problems, in such as not to input signal e i is a DC full voltage to one element is also changing rapidly in the PWM control is applied An object of the present invention is to provide a control device for a power clamped power converter. [Configuration of the Invention]
【００１７】[0017]
【課題を解決するための手段】前記目的を達成するため
に本発明は、直流端子間に接続され中性点出力端子を備
えた直流電源と、前記直流端子間に同一極性で直列接続
された４個の自己消弧素子Ｓ1 ，Ｓ2 ，Ｓ3 ，Ｓ4 と、
これらの各素子にそれぞれ逆並列接続されるフリ―ホイ
リングダイオ―ドＤ1 ，Ｄ2 ，Ｄ3 ，Ｄ4 と、直列接続
されている前記２個の自己消弧素子Ｓ2 ，Ｓ3 に逆並列
接続されるクランプ用ダイオ―ドＤ5 ，Ｄ6 の直列回路
と、前記自己消弧素子Ｓ1 とＳ3 及びＳ2 とＳ4 とが逆
動作するように最小オン・オフ時間が確保されたゲート
信号でオンオフ制御するゲート制御手段を備え、前記ク
ランプ用ダイオ―ドＤ5 ，Ｄ6 の直列接続点と前記中性
点出力端子とを接続し、前記４個の自己消弧素子Ｓ1 ，
Ｓ2 ，Ｓ3 ，Ｓ4 の直列回路の中間接続点に交流端子を
設けた中性点クランプ式電力変換器において、パルス幅
変調制御用搬送波として、１つは零と＋Ｅmax 間で変化
する三角波Ｘ、もう１つは該三角波Ｘと周波数と位相が
一致し零と−Ｅmax 間で変化する三角波Ｙを発生する手
段と、−Ｅmax ≦ｅi ≦＋Ｅmax を満すＰＷＭ制御入力
信号ｅi を発生する手段と、この２つの三角波Ｘ，Ｙと
ＰＷＭ制御入力信号ｅi とを比較し、 ｅi ＞Ｘのとき、ｇ1 ＝１ ｅi ≦Ｘのとき、ｇ1 ＝０ ｅi ≧Ｙのとき、ｇ2 ＝０ ｅi ＜Ｙのとき、ｇ2 ＝１ となる第１及び第２のゲ―ト信号ｇ1 ，ｇ2 を作る手段
と、前記第１のゲ―ト信号ｇ1 が「１」から「０」に変
化するとき素子の最少オン時間ΔｔONより長い一定時間
Δｔだけ「０」状態を保持した信号を発生する手段と、
該手段の信号に基づいて前記第２のゲ―ト信号ｇ2 を前
記時間Δｔだけ「０」の状態に固定させた新たなゲ―ト
信号ｇ22を作る手段と、前記第２のゲ―ト信号ｇ2 が
「１」から「０」に変化するとき素子の最少オン時間Δ
ｔONより長い一定時間Δｔだけ「０」状態を保持した信
号を発生する手段と、該手段の信号に基づいて前記第１
のゲ―ト信号ｇ1 を前記時間Δｔだけ「０」の状態に固
定させた新たなゲ―ト信号ｇ11を作る手段を設け、前記
新たなゲ―ト信号ｇ 11 及びｇ 22 を前記ゲート制御手段を
介して最小オン・オフ時間を確保して前記４個の自己消
弧素子Ｓ 1 ，Ｓ 2 ，Ｓ 3 ，Ｓ 4 に与え前記新たなゲ―ト
信号ｇ 11 で前記自己消弧素子Ｓ 1 とＳ 3 が、前記新たな
ゲ―ト信号ｇ 22 で前記自己消弧素子Ｓ 2 とＳ 4 とが逆動
作するようパルス幅変調制御する。According to the present invention, there is provided a DC power supply having a neutral point output terminal connected between DC terminals, and a DC power supply having the same polarity connected in series between the DC terminals. Four self-extinguishing elements S 1 , S 2 , S 3 , S 4 ,
The free-wheeling diodes D 1 , D 2 , D 3 , D 4 connected in anti-parallel to these elements, respectively, and the two self-turn-off elements S 2 , S 3 connected in series. The minimum on / off time is ensured so that the series circuit of the clamping diodes D 5 and D 6 connected in anti-parallel and the self-turn-off devices S 1 and S 3 and S 2 and S 4 operate in reverse. Gate control means for controlling the on / off state by the applied gate signal, connecting the series connection point of the clamping diodes D 5 and D 6 to the neutral point output terminal, and connecting the four self-extinguishing elements S 1 ,
In a neutral point clamp type power converter provided with an AC terminal at an intermediate connection point of the series circuit of S 2 , S 3 , and S 4 , one is a triangular wave varying between zero and + Emax as a carrier for pulse width modulation control. X, and one means for generating a triangular wave Y of the triangular wave X and the frequency and phase changes between matched zero and -Emax, the -Emax ≦ e i ≦ + Emax the full to PWM control input signal e i generated And the two triangular waves X and Y are compared with the PWM control input signal e i . When e i > X, g 1 = 1 e i ≦ X, and g 1 = 0 e i ≧ Y When g 2 = 0 e i <Y, means for producing first and second gate signals g 1 and g 2 satisfying g 2 = 1, and the first gate signal g 1 is generating a signal held long predetermined time Delta] t to "0" state from the minimum on-time Delta] t oN of the device when changing from "1" to "0" And the stage,
Said means signal Based on the second gate of the - DOO signal g 2 only the time Δt "0" new gate was fixed in a state of - means for making bets signals g 22, the second gate - minimum on-time of the device when the Doo signal g 2 is changed from "1" to "0" Δ
means for generating a signal that maintains a "0" state for a fixed time Δt longer than t ON;
The gate - DOO signal g 1 only the time Δt "0" state to a new gate was fixed - a means to make bets signals g 11, wherein
New gate - the door signal g 11 and g 22 of the gate control means
The minimum on / off time is ensured through
The new gate given to the arc elements S 1 , S 2 , S 3 , S 4
Signal the self-turn-off devices in g 11 S 1 and S 3 is the new
Gate - said in preparative signal g 22 self-turn-off device S 2 and S 4 and the reversing
Pulse-width modulation control to work.
【００１８】[0018]
【作用】前述のように構成することにより、ＰＷＭ制御
の入力信号ｅi が急変し、ゲ―ト信号ｇ1 が「１」から
「０」に、ｇ2 が「０」から「１」に、それぞれ変化し
た場合、当該信号ｇ1 の立下がり、（１から０）から一
定時間Δｔだけｇ22＝０とし、その後、ｇ22＝ｇ2 とな
るような新たなゲ―ト信号ｇ22を作り、素子Ｓ2及びＳ
4 をオン、オフさせる。By constructing as [action] described above, to change suddenly the input signal e i of the PWM control, gate - to "0" DOO signal g 1 from "1", "1" g 2 from "0" , when each change, falls of the signals g 1, by a predetermined time Δt from (1 0) and g 22 = 0, then, g 22 = g 2 become such a new gate - the door signal g 22 Make the elements S 2 and S
Turn 4 on and off.
【００１９】又、ゲ―ト信号ｇ2 が「１」から「０」に
ゲ―ト信号ｇ1 が「０」から「１」にそれぞれ変化した
場合、当該信号ｇ2 立下がり（１から０）から一定時間
Δｔだけｇ11＝０とし、その後、ｇ11＝ｇ1 となるよう
な新たなゲ―ト信号ｇ11を作り、素子Ｓ1 ，Ｓ3 をオ
ン、オフさせる。前記時間Δｔは素子の最小オン時間な
どを考慮して定める。[0019] Further, gate - DOO signal gate g 2 from "1" to "0" - If DOO signal g 1 is changed respectively to "1" from "0", 0 from the signal g 2 Fall (1 ), G 11 = 0 for a fixed time Δt, and then a new gate signal g 11 that satisfies g 11 = g 1 is generated to turn on and off the elements S 1 and S 3 . The time Δt is determined in consideration of the minimum on-time of the element and the like.
【００２０】この結果、新たなゲ―ト信号は、ｇ11＝１
からｇ22＝１に移るとき、及びｇ22＝１からｇ11＝１に
移る時、その間に必ずｇ11＝０、ｇ22＝０のモ―ドを介
在するようになる。言い代えると、素子Ｓ1 とＳ2 がオ
ンの状態から、素子Ｓ3 とＳ4 がオンになる状態に直接
移ることはなくなり、必ず素子Ｓ2 とＳ3 がオン（Ｓ1
とＳ4 はオフ）になるモ―ドを介してゲ―ト信号が与え
られる。従って、素子の最小オン時間などによりパルス
幅が広げられてゲ―ト信号が与えられても、Ｓ1 がオン
で、Ｓ2 がオフとなるモ―ド（或いはＳ4 がオンで、Ｓ
3 がオフとなるモ―ド）はなくなり、素子Ｓ2 或いはＳ
3 に直流全電圧Ｖd が印加されることはなくなり、従来
の問題点を解決することができる。As a result, the new gate signal is g 11 = 1
When g <b> 22 = 1 and g <b> 22 = 1 to g <b> 11 = 1, a mode of g 11 = 0 and g 22 = 0 always intervenes between them. In other words, the state where the elements S 1 and S 2 are on is not directly shifted to the state where the elements S 3 and S 4 are on, and the elements S 2 and S 3 are always on (S 1
And S 4 are motor turned off) - DOO signal is given - gate through the de. Thus, the pulse width is widened due minimum on time of the device gate - even given a preparative signals, S 1 is turned on, S 2 is off mode - de (or S 4 is on, S
3 is turned off), and the element S 2 or S
3 DC full voltage V d is not being applied, it is possible to solve the conventional problems.
【００２１】[0021]
【実施例】図１は、本発明の中性点クランプ式インバ―
タの制御装置を説明するための主回路構成図および制御
装置のブロック図の一実施例を示す。FIG. 1 shows a neutral point clamp type inverter according to the present invention.
FIG. 1 shows an embodiment of a main circuit configuration diagram for explaining a control device of a controller and a block diagram of the control device.
【００２２】図中、Ｖd1，Ｖd2は直流電源、Ｓ1 ，
Ｓ2 ，Ｓ3 ，Ｓ4 は自己消弧素子、Ｄ1Ｄ2 ，Ｄ3 ，Ｄ
4 はフリ―ホイリングダイオ―ド、Ｄ5 ，Ｄ6 はクラン
プ用ダイオ―ド、ＬＯＡＤは負荷、ＣＴU は電流検出器
である。又、制御回路として、比較器ＣU ，Ｃ1 ，
Ｃ2 、電流制御補償回路ＧU (s) 、三角波発生器ＴＲ
Ｇ、シュミット回路ＳＨ1 ，ＳＨ2 、モノマルチ回路Ｍ
Ｍ1 ，ＭＭ2 、論理積回路ＡＮＤ1 ，ＡＮＤ2 が設けら
れている。この図は１相分（Ｕ相分）のみを示している
が、３相負荷の場合、他の２相（Ｖ相，Ｗ相）も同様に
構成される。In the figure, V d1 and V d2 are DC power supplies, S 1 and
S 2 , S 3 , S 4 are self-extinguishing elements, D 1 D 2 , D 3 , D
4 flip - wheeling diode - de, D 5, D 6 are clamping diodes - de, LOAD is the load, CT U is a current detector. In addition, comparators C U , C 1 ,
C 2 , current control compensation circuit G U (s), triangular wave generator TR
G, Schmitt circuits SH 1 , SH 2 , mono-multi circuit M
M 1 , MM 2 and AND circuits AND 1 , AND 2 are provided. This figure shows only one phase (U phase), but in the case of a three-phase load, the other two phases (V phase, W phase) are similarly configured.
【００２３】Ｕ相の負荷電流ＩU を電流検出器ＣＴU に
より検出し、電流制御回路の比較器ＣU に入力する。比
較器ＣU は電流指令値ＩU * と電流検出値ＩU とを比較
し、偏差εU ＝ＩU * −ＩU を求める。当該偏差εU を
次の制御補償回路ＧU (s) で増幅し、ＰＷＭ制御の入力
信号ｅi とする。[0023] The load current I U of the U-phase detected by the current detector CT U, is input to a comparator C U of the current control circuit. The comparator C U has a current command value I U * And the detected current value I U, and the deviation ε U = I U * Seek -I U. The deviation εU is amplified by the next control compensation circuit G U (s) and used as an input signal e i for PWM control.
【００２４】三角波発生器ＴＲＧは２つの三角波Ｘ，Ｙ
を発生し、比較器Ｃ1 ，Ｃ2 に入力する。比較器Ｃ1 は
三角波Ｘと前記入力信号ｅi を比較しシュミット回路Ｓ
Ｈ1を介して第１のゲ―ト信号ｇ1 （以下単にゲ―ト信
号ｇ 1 と記す）を作る。又、比較器Ｃ2 は三角波Ｙと前
記入力信号ｅi を比較し、シュミット回路ＳＨ2 を介し
て第２のゲ―ト信号ｇ2 （以下単にゲ―ト信号ｇ 2 と記
す）を作る。The triangular wave generator TRG has two triangular waves X and Y.
Is generated and input to the comparators C 1 and C 2 . The comparator C 1 compares the triangular wave X with the input signal e i and determines the Schmitt circuit S
The first gate via the H 1 - DOO signal g 1 (hereinafter simply gate - DOO Shin
Make the No. g 1 hereinafter). Further, the comparator C 2 compares the input signal e i a triangular wave Y, the second through the Schmitt circuit SH 2 gate - DOO signal g 2 (hereinafter simply gate - and preparative signal g 2 serial
Make ) .
【００２５】ゲ―ト信号ｇ1 の立下がりをトリガとして
モノマルチ回路ＭＭ1 を動作させる。モノマルチ回路Ｍ
Ｍ1 の出力は素子の最小オン時間Δｔ ON 時間より長い一
定時間Δｔの間「０」となる。同様に、ゲ―ト信号ｇ2
の立下がりをトリガとしてモノマルチ回路ＭＭ2 を動作
させる。モノマルチ回路ＭＭ2 の出力は素子の最小オン
時間Δｔ ON 時間より長い一定時間Δｔの間「０」とな
る。The gate - operating the mono-multi circuit MM 1 falling bets signals g 1 as a trigger. Mono-multi circuit M
The output of the M 1 is longer than the minimum on-time Delta] t ON time-element
It becomes “0” during the fixed time Δt. Similarly, the gate signal g 2
The fall of the trigger operating the mono-multi circuit MM 2. The output of the multivibrator circuit MM 2 is minimum on the element
It becomes “0” for a fixed time Δt longer than the time Δt ON time .
【００２６】論理積回路ＡＮＤ1 により、ゲ―ト信号ｇ
1 とモノマルチ回路ＭＭ2 の出力信号の論理積をとり、
ゲ―ト信号ｇ 2 が「１」から「０」に変化するとき素子
の最小オン時間Δｔ ON 時間より長い一定時間Δｔだけゲ
―ト信号ｇ 1 を「０」の状態に固定させた新たなゲ―ト
信号ｇ11を作る。即ち、当該ゲ―ト信号ｇ11はモノマル
チ回路ＭＭ2 の出力が「０」の間、ｇ11＝０となり、他
はｇ11＝ｇ1 となる。[0026] The AND circuit the AND 1, gate - DOO signal g
AND the output signal of 1 and the mono-multi circuit MM 2 and
Element when the gate signal g 2 changes from “1” to “0”
For a fixed time Δt longer than the minimum ON time Δt ON
- a new gate was fixed the door signal g 1 in the state of "0" - make a door signal g 11. That is, the gate - Conclusions signal g 11 output of the multivibrator circuit MM 2 is "0", g 11 = 0, and the other is the g 11 = g 1.
【００２７】又、論理積回路ＡＮＤ2 により、ゲ―ト信
号ｇ2 とモノマルチ回路ＭＭ1 の出力信号の論理積をと
り、ゲ―ト信号ｇ 1 が「１」から「０」に変化するとき
素子の最小オン時間Δｔ ON 時間より長い一定時間Δｔだ
けゲ―ト信号ｇ 2 を「０」の状態に固定させた新たなゲ
―ト信号ｇ22を作る。即ち、当該ゲ―ト信号ｇ22はモノ
マルチ回路ＭＭ1 の出力が「０」の間、ｇ22＝０とな
り、他はｇ22＝ｇ2 となる。図２は、本発明の動作を説
明するためのタイムチャ―ト図である。[0027] Furthermore, the AND circuit the AND 2, gate - takes the logical product of the output signal of the preparative signal g 2 and mono-multi circuit MM 1, gate - DOO signal g 1 is changed from "1" to "0" When
It is a fixed time Δt longer than the minimum ON time Δt ON time of the device
Only gate - door signal g 2 new gate was secured to the state of "0" - make a door signal g 22. That is, the gate - Conclusions signal g 22 output of the multivibrator circuit MM 1 is "0", g 22 = 0, and the other is the g 22 = g 2. FIG. 2 is a time chart for explaining the operation of the present invention.
【００２８】ＰＷＭ制御の搬送波Ｘは０〜＋ＥMAX の間
で変化する一定周波数の三角波である。又、搬送波Ｙは
０〜−ＥMAX の間で変化する一定周波数の三角波で、搬
送波Ｘと同相になっている。ＰＷＭ制御入力信号ｅi が
ａ点でステップ状に変化した場合を考える。ＰＷＭ制御
入力信号ｅi と上記三角波Ｘ，Ｙとを比較し、ゲ―ト信
号ｇ1 ｇ2を作る。即ち、 ｅi ＞Ｘのとき、ｇ1 ＝１ ｅi ≦Ｘのとき、ｇ1 ＝０ ｅi ≧Ｙのとき、ｇ2 ＝０ ｅi ＜Ｙのとき、ｇ2 ＝１ とする。モノマルチ回路ＭＭ1 はゲ―ト信号ｇ1 の立下
がりによって動作し、Δｔの時間「０」を出力する。同
様に、モノマルチ回路ＭＭ2 はゲ―ト信号ｇ2 の立下が
りによって動作し、Δｔの時間「０」を出力する。The carrier X of the PWM control is a triangular wave of a constant frequency varying between 0 to + E MAX. Further, the carrier Y is a triangle wave of a predetermined frequency varying between 0 to-E MAX, which is a carrier wave X in phase. Consider a case where the PWM control input signal e i changes stepwise at point a. The PWM control input signal e i is compared with the triangular waves X and Y to generate a gate signal g 1 g 2 . That is, when e i > X, g 1 = 1 when e i ≦ X, g 1 = 0 e i ≧ Y, g 2 = 0, and when e i <Y, g 2 = 1. Mono-multi circuit MM 1 is gate - operated by the fall of bets signals g 1, and outputs the time "0" of Delta] t. Similarly, the multivibrator circuit MM 2 gate - operated by the fall of bets signals g 2, and outputs the time "0" of Delta] t.
【００２９】論理積回路ＡＮＤ1 により、ゲ―ト信号ｇ
1 とモノマルチ回路ＭＭ2 の出力信号 ｍ2 との論理積
をとり、新たなゲ―ト信号ｇ11を得る。又、論理積回路
ＡＮＤ2 により、ゲ―ト信号ｇ2 とモノマルチ回路ＭＭ
1 の出力信号ｍ1 との論理積をとり、新たなゲ―ト信号
ｇ22を得る。即ち、 ｇ11＝ｇ1 ・ｍ2 ，ｇ22＝ｇ2 ・ｍ1 となる。インバ―タを構成する素子Ｓ1 ，Ｓ2 ，Ｓ3，
Ｓ4 は新しいゲ―ト信号ｇ11およびｇ22によって次のよ
うにオン、オフ制御される。即ち、 ｇ11＝１のとき、素子Ｓ1 をオン（素子Ｓ3 をオフ） ｇ11＝０のとき、素子Ｓ3 をオン（素子Ｓ1 をオフ） ｇ22＝０のとき、素子Ｓ2 をオン（素子Ｓ4 をオフ） ｇ22＝１のとき、素子Ｓ4 をオン（素子Ｓ2 をオフ） となる。[0029] The AND circuit the AND 1, gate - DOO signal g
Takes a 1 and a logic product of the output signal m 2 of the multivibrator circuit MM 2, new gate - get DOO signal g 11. The gate signal g 2 and the mono-multi circuit MM are output by the AND circuit AND 2.
ANDs the first output signal m 1, a new gate - get DOO signal g 22. That is, g 11 = g 1 · m 2 and g 22 = g 2 · m 1 . The elements S 1 , S 2 , S 3 ,
S 4 new gate - one as follows by preparative signals g 11 and g 22, are off-controlled. That is, when g 11 = 1, the element S 1 is turned on (the element S 3 is turned off). When g 11 = 0, the element S 3 is turned on (the element S 1 is turned off). When g 22 = 0, the element S 2 is turned on. Is turned on (the element S 4 is turned off). When g 22 = 1, the element S 4 is turned on (the element S 2 is turned off).
【００３０】又、インバ―タの出力電圧ＶU は、素子Ｓ
1 ，Ｓ2 ，Ｓ3 ，Ｓ4 のオン、オフにより、次のように
変化する。但し、全体の直流電圧をＶd とし、Ｖd1＝Ｖ
d2＝Ｖd ／２とする。即ち、 素子Ｓ1 とＳ2 がオンのとき、ＶU ＝＋Ｖd ／２ 素子Ｓ2 とＳ3 がオンのとき、ＶU ＝０ 素子Ｓ3 とＳ4 がオンのとき、ＶU ＝−Ｖd ／２ となり、３レベルの出力電圧となる。その平均値ＶU は
上記入力信号ｅi に比例位した値となる。The output voltage V U of the inverter is the same as that of the element S.
1, on the S 2, S 3, S 4 , the off varies as follows. Here, the entire DC voltage is V d, and V d1 = V
It is assumed that d2 = Vd / 2. That is, when the elements S 1 and S 2 are on, V U = + V d / 2, when the elements S 2 and S 3 are on, V U = 0 When the elements S 3 and S 4 are on, V U = − Vd / 2, which is a three-level output voltage. The average value V U is a value proportional to the input signal e i .
【００３１】今、ａ点で入力信号ｅ1 が急変した場合を
考える。ゲート信号ｇ1 の幅が素子Ｓ1 の最小オン時間
Δｔonより短くなるが、新しいゲート信号ｇ11は、図示
しない回路にて、最終的に当該素子の最小オン時間Δｔ
onを確保するように破線で示す信号となる。Now, consider a case where the input signal e 1 changes suddenly at the point a. Although the width of the gate signal g 1 is shorter than the minimum on-time Δt on of the element S 1 , a new gate signal g 11 is shown in FIG.
Finally, the minimum on-time Δt of the device
The signal is indicated by a broken line so that on is secured.
【００３２】一方、ゲート信号ｇ 2 はａの時点で「１」
に変化するがモノマルチ回路ＭＭ 1 の出力ｍ 1 が「０」
になるため、新しいゲート信号ｇ 22 はモノマルチ回路Ｍ
Ｍ 1 の設定時間Δｔだけ「０」の状態を保つ。 On the other hand, the gate signal g 2 becomes “1” at the time of a.
"0" is changed to the output m 1 of the multivibrator circuit MM 1 is
, The new gate signal g 22 is converted to the mono-multi circuit M
The state of “0” is maintained for the set time Δt of M 1 .
【００３３】図３は、図２のａ点付近を拡大したもので
ある。ａ点でモノマルチ回路ＭＭ1が動作し、Δｔの時
間だけｍ1 ＝０となり、前のゲ―ト信号ｇ2 がａ点で
「０」から「１」に変っても、新しいゲ―ト信号ｇ22は
「０」の状態を保っていることを示す。もう一方の新し
いゲ―ト信号ｇ11は素子最小オン時間ΔｔONだけパルス
幅が広げられるが、Δｔ＞ΔｔONに選ぶことにより、従
来問題となっていたモ―ドの発生はなくなる。FIG. 3 is an enlarged view of the vicinity of the point a in FIG. mono-multi circuit MM 1 operates at a point of time only m 1 = 0 next to Delta] t, the previous gate - also Hen' preparative signal g 2 from "0" at a point "1", a new gate - DOO signal g 22 indicates that retain the state of "0". The other new gate - DOO signal g 11 but the pulse width is widened by a minimum on-time Delta] t ON elements, by selecting the Delta] t> Delta] t ON, motor has conventionally been a problem - the generation of de will not.
【００３４】即ち、ｇ11＝１のとき、素子Ｓ1 はオンに
なるが、図３からも解るようにｇ11＝１のときは必ずｇ
22＝０となり、素子Ｓ1 がオンのときＳ2 も必ずオンと
なり直流全電圧が素子Ｓ2 に印加されることはなくな
る。同様に、ｇ22＝１となるとときは必ずｇ11＝０とな
り、素子Ｓ3 がオンのときＳ4 も必ずオンとなって、直
流全電圧が素子Ｓ3 に印加されることはなくなる。[0034] That is, when g 11 = 1, while element S 1 is turned on, always g when g 11 = 1 as can be seen from FIG. 3
22 = 0, and when the element S 1 is on, S 2 is always on, and the full DC voltage is not applied to the element S 2 . Similarly, when g 22 = 1, g 11 = 0 always, and when element S 3 is on, S 4 is also always on, so that the full DC voltage is not applied to element S 3 .
【００３５】これを言い代えると、素子Ｓ2 がオフのと
き素子Ｓ1 もオフとなっており、図１の出力電流ＩU が
矢印の向きに流れている場合、ダイオ―ドＤ3 ，Ｄ4 が
導通し、全電圧Ｖd が素子Ｓ1 とＳ2 の直列回路に印加
されるが、両者ともオフなので、各素子にはＶd ／２の
電圧が印加される。同様に、素子Ｓ3 がオフのときは素
子Ｓ4 もオフとなっており、やはり各素子にはＶd ／２
以上の電圧は印加されない。In other words, when the element S 1 is off when the element S 2 is off, and when the output current I U of FIG. 1 is flowing in the direction of the arrow, the diodes D 3 and D 3 4 is rendered conductive, the entire voltage V d is applied to the series circuit of elements S 1 and S 2, since off both, each element voltage V d / 2 is applied. Similarly, element S 4 when element S 3 is turned off is also turned off, also the respective elements V d / 2
The above voltage is not applied.
【００３６】即ち、従来のＰＷＭ制御装置によると、入
力信号ｅi が急激に変化すると、４つの素子Ｓ1 ，
Ｓ2 ，Ｓ3 ，Ｓ4 のうち、内側の素子Ｓ2 かＳ3 のいず
れかに直流全電圧がＶd が印加される危険があったが、
本発明によれば、その危険をなくすることができるよに
なる。That is, according to the conventional PWM controller, when the input signal e i changes rapidly, the four elements S 1 ,
Among the S 2 , S 3 , and S 4 , there was a danger that the full DC voltage Vd was applied to either the inner element S 2 or S 3 ,
According to the present invention, the danger can be eliminated.
【００３７】以上はＵ相分のインバ―タについて説明し
たが、Ｖ相、Ｗ相も同様に制御され、従来の問題点は解
決される。又、３相３線式の負荷にも同様に適用できる
ことは言うまでもない。The inverters for the U-phase have been described above. However, the V-phase and the W-phase are similarly controlled to solve the conventional problems. Needless to say, the present invention can be similarly applied to a three-phase three-wire load.
【００３８】又、図１の制御回路は説明を分り易くする
ため、モノマルチ回路ＭＭ１，ＭＭ２やアンド回路ＡＮ
Ｄ１，ＡＮＤ２等を用いてハードウェアの制御ブロック
図として表わしたが、マイクロコンピータ等を用いて本
発明をソフトウェアによる演算で行なうことができるこ
とは言うまでもない。The control circuit shown in FIG. 1 uses the mono-multi circuits MM1 and MM2 and the AND circuit AN for easy understanding.
Although the control block diagram of the hardware is shown using D1, AND2, etc., it is needless to say that the present invention can be performed by a software operation using a microcomputer or the like.
【００３９】以上は直流電力を交流電力に変換するイン
バ―タについて説明したが、交流電力を直流電力に変換
するコンバ―タについても同様に適用することができる
ことは言うまでもない。Although the inverter for converting DC power into AC power has been described above, it is needless to say that the same can be applied to a converter for converting AC power into DC power.
【００４０】[0040]
【発明の効果】以上説明のように、本発明の中性点クラ
ンプ式電力変換器の制御装置によれば、ＰＷＭ制御の入
力信号が急変しても、１つの素子に直流全電圧が印加さ
れるようなモ―ドを避けることができ、素子破壊の危険
をなくすることが可能となる。As described above, according to the controller of the neutral point clamp type power converter of the present invention, even if the input signal of the PWM control changes suddenly, the full DC voltage is applied to one element. Such a mode can be avoided, and the danger of element destruction can be eliminated.
【図１】本発明の中性点クランプ式電力変換器の制御装
置の一実施例を示す主回路構成図と制御装置のブロック
図。FIG. 1 is a main circuit configuration diagram showing a control device of a neutral point clamp type power converter according to an embodiment of the present invention, and a block diagram of the control device.
【図２】本発明の動作を説明するためのタイムチャ―ト
図。FIG. 2 is a time chart for explaining the operation of the present invention.
【図３】本発明の動作を説明するための［図２］のタイ
ムチャ―ト図の一部拡大図。FIG. 3 is a partially enlarged view of the time chart of FIG. 2 for explaining the operation of the present invention.
【図４】本発明が適用される中性点クランプ式電力変換
器の主回路構成図。FIG. 4 is a main circuit configuration diagram of a neutral point clamp type power converter to which the present invention is applied.
【図５】従来の中性点クランプ式電力変換器の制御装置
の動作を説明するためのタイムチャ―ト図。FIG. 5 is a time chart for explaining the operation of a conventional control device for a neutral point clamp type power converter.
【図６】従来の中性点クランプ式電力変換器の制御装置
において、ＰＷＭ制御入力信号を急変させた場合のタイ
ムチャ―ト図。FIG. 6 is a time chart when a PWM control input signal is suddenly changed in a conventional neutral point clamp type power converter control device.
【図７】従来の中性点クランプ式電力変換器の制御装置
の動作を説明するための［図６］のタイムチャ―ト図の
一部拡大図。FIG. 7 is a partial enlarged view of the time chart of FIG. 6 for explaining the operation of the control device of the conventional neutral point clamp type power converter.
Ｖd1，Ｖd2…直流電源、Ｓ1 ，Ｓ2 ，Ｓ3 ，Ｓ4 …自己
消弧素子、Ｄ1 ，Ｄ2，Ｄ3 ，Ｄ4 …フリ―ホイリング
ダイオ―ド、Ｄ5 ，Ｄ6 …クランプ用ダイオ―ド、ＬＯ
ＡＤ…負荷、ＣＴU …電流検出器、ＣU ，Ｃ1 ，Ｃ2 …
比較器、ＧU (s)…電流制御補償回路、ＴＲＧ…三角波
発生器、ＳＨ1 ，ＳＨ2 …シュミット回路、ＭＭ1 ，Ｍ
Ｍ2 …モノマルチ回路、ＡＮＤ1 ，ＡＮＤ2 …論理積回
路。V d1, V d2 ... DC power source, S 1, S 2, S 3, S 4 ... self-turn-off device, D 1, D 2, D 3, D 4 ... flip - wheeling diode - de, D 5, D 6 ... clamp diode, LO
AD ... load, CT U ... current detector, C U, C 1, C 2 ...
Comparator, G U (s) ... current control compensation circuit, TRG ... triangular wave generator, SH 1, SH 2 ... Schmitt circuit, MM 1, M
M 2 : mono-multi circuit, AND 1 , AND 2 : AND circuit
Claims (1)
備えた直流電源と、前記直流端子間に同一極性で直列接
続された４個の自己消弧素子Ｓ1 ，Ｓ2 ，Ｓ3 ，Ｓ
4 と、これらの各素子にそれぞれ逆並列接続されるフリ
―ホイリングダイオ―ドＤ1 ，Ｄ2 ，Ｄ3 ，Ｄ4 と、直
列接続されている前記２個の自己消弧素子Ｓ2，Ｓ3 に
逆並列接続されるクランプ用ダイオ―ドＤ5 ，Ｄ6 の直
列回路と、前記自己消弧素子Ｓ1 とＳ3 及びＳ2 とＳ4
とが逆動作するように最小オン・オフ時間が確保された
ゲート信号でオンオフ制御するゲート制御手段を備え、
前記クランプ用ダイオ―ドＤ5 ，Ｄ6 の直列接続点と前
記中性点出力端子とを接続し、前記４個の自己消弧素子
Ｓ1 ，Ｓ2 ，Ｓ3 ，Ｓ4 の直列回路の中間接続点に交流
端子を設けた中性点クランプ式電力変換器において、 パルス幅変調制御用搬送波として、１つは零と＋Ｅmax
間で変化する三角波Ｘ、もう１つは該三角波Ｘと周波数
と位相が一致し零と−Ｅmax 間で変化する三角波Ｙを発
生する手段と、−Ｅmax ≦ｅi ≦＋Ｅmax を満すＰＷＭ
制御入力信号ｅi を発生する手段と、 この２つの三角波Ｘ，ＹとＰＷＭ制御入力信号ｅi とを
比較し、 ｅi ＞Ｘのとき、ｇ1 ＝１ ｅi ≦Ｘのとき、ｇ1 ＝０ ｅi ≧Ｙのとき、ｇ2 ＝０ ｅi ＜Ｙのとき、ｇ2 ＝１ となる第１及び第２のゲ―ト信号ｇ1 ，ｇ2 を作る手段
と、 前記第１のゲ―ト信号ｇ1 が「１」から「０」に変化す
るとき素子の最少オン時間ΔｔONより長い一定時間Δｔ
だけ「０」状態を保持した信号を発生する手段と、該手
段の信号に基づいて前記第２のゲ―ト信号ｇ2 を前記時
間Δｔだけ「０」の状態に固定させた新たなゲ―ト信号
ｇ22を作る手段と、 前記第２のゲ―ト信号ｇ2 が「１」から「０」に変化す
るとき素子の最少オン時間ΔｔONより長い一定時間Δｔ
だけ「０」状態を保持した信号を発生する手段と、該手
段の信号に基づいて前記第１のゲ―ト信号ｇ1 を前記時
間Δｔだけ「０」の状態に固定させた新たなゲ―ト信号
ｇ11を作る手段を設け、前記新たなゲ―ト信号ｇ 11 及び
ｇ 22 を前記ゲート制御手段を介して最小オン・オフ時間
を確保し て前記４個の自己消弧素子Ｓ 1 ，Ｓ 2 ，Ｓ 3 ，
Ｓ 4 に与え前記新たなゲ―ト信号ｇ 11 で前記自己消弧素
子Ｓ 1 とＳ 3 が、前記新たなゲ―ト信号ｇ 22 で前記自己
消弧素子Ｓ 2 とＳ 4 とが逆動作するようパルス幅変調制
御するようにしたことを特徴とする中性点クランプ式電
力変換器の制御装置。1. A DC power supply connected between DC terminals and having a neutral point output terminal, and four self-extinguishing elements S 1 , S 2 and S 3 connected in series with the same polarity between the DC terminals. , S
4 , free-wheeling diodes D 1 , D 2 , D 3 , D 4 connected in anti-parallel to these elements, respectively, and the two self-turn-off elements S 2 , connected in series. A series circuit of clamping diodes D 5 and D 6 connected in anti-parallel to S 3 , and the self-extinguishing elements S 1 and S 3 and S 2 and S 4
And gate control means for performing on / off control with a gate signal for which a minimum on / off time is secured so that the reverse operation is performed,
Said clamping diode - de D 5, connected in series connection point D 6 between the said neutral point output terminal, the series circuit of the four self-turn-off devices S 1, S 2, S 3 , S 4 In a neutral point clamp type power converter provided with an AC terminal at an intermediate connection point, one is zero and + Emax as a carrier for pulse width modulation control.
Triangular wave X which varies between, and one means for generating a triangular wave Y which varies between the triangular wave X and the frequency and phase match zero and -Emax, fully to PWM the -Emax ≦ e i ≦ + Emax
Comparing means for generating a control input signal e i, the two triangular wave X, and Y and the PWM control input signal e i, when e i> X, when g 1 = 1 e i ≦ X , g 1 Means for generating first and second gate signals g 1 and g 2 satisfying g 2 = 1 when g 2 = 0 e i <Y when = 0 e i ≧ Y; When the gate signal g 1 changes from “1” to “0”, a fixed time Δt longer than the minimum ON time Δt ON of the element
Only "0" state and the means for generating a held signal and on the basis of the signal of the unit the second gate - DOO signal g 2 only the time Δt "0" new gate which is fixed to the state - means for making bets signals g 22, the second gate - DOO signal g 2 is "1" from "0" to change long predetermined time than the minimum on-time Delta] t oN of the device when Delta] t
Only "0" state and the means for generating a held signal and on the basis of the signal of said means first gate - DOO signal g 1 only the time Δt "0" new gate which is fixed to the state - means for making bets signals g 11 provided, the new gate - DOO signals g 11 and
minimum on off time of g 22 via the gate control means
And the four self-extinguishing elements S 1 , S 2 , S 3 ,
The new gate applied to S 4 - the in preparative signal g 11 self Shokomoto
Child S 1 and S 3, the new gate - the self by preparative signal g 22
Controller of the neutral point clamped power converter, characterized in that the extinguishing element S 2 and S 4 is such that the pulse width modulation control to reverse action.
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