JP2993532B2 - ホイートストンブリッジ型ロードセルの励振回路 - Google Patents
ホイートストンブリッジ型ロードセルの励振回路Info
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- JP2993532B2 JP2993532B2 JP3210693A JP21069391A JP2993532B2 JP 2993532 B2 JP2993532 B2 JP 2993532B2 JP 3210693 A JP3210693 A JP 3210693A JP 21069391 A JP21069391 A JP 21069391A JP 2993532 B2 JP2993532 B2 JP 2993532B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明はストレンゲージなどの荷
重変換要素をホイートストンブリッジ接続して構成され
るロードセルを励振する励振回路に関するものである。
重変換要素をホイートストンブリッジ接続して構成され
るロードセルを励振する励振回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】電子式はかりでは、荷重をアナログの電
気信号に変換する荷重変換部が、図６に示すように構成
されている。ロードセルは起歪体に貼着されたストレン
ゲージＲａ，Ｒｂ，Ｒｃ，Ｒｄをホイートストンブリッ
ジ接続して構成されており、このロードセルのブリッジ
回路１は、電源２をブリッジ回路１の入力端子＋ＩＮ，
−ＩＮの間に印加して励磁されている。ブリッジ回路１
の出力電圧は、平衡型入力の同相除去比の高い増幅器３
を介して、Ａ／Ｄ変換器に供給されている。
気信号に変換する荷重変換部が、図６に示すように構成
されている。ロードセルは起歪体に貼着されたストレン
ゲージＲａ，Ｒｂ，Ｒｃ，Ｒｄをホイートストンブリッ
ジ接続して構成されており、このロードセルのブリッジ
回路１は、電源２をブリッジ回路１の入力端子＋ＩＮ，
−ＩＮの間に印加して励磁されている。ブリッジ回路１
の出力電圧は、平衡型入力の同相除去比の高い増幅器３
を介して、Ａ／Ｄ変換器に供給されている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】しかし、この増幅器３
は、３個の良質な演算増幅器Ａａ，Ａｂ，Ａｃが必要
で、抵抗器Ｒ1 とＲ2 ,Ｒ3 とＲ4 ，およびＲ5 とＲ6
の各組は充分に整合がとれており、かつ利得と同相電圧
抑圧比を半固定抵抗器Ｒｖ1 ，Ｒｖ2 によって調整しな
ければならない問題がある。
は、３個の良質な演算増幅器Ａａ，Ａｂ，Ａｃが必要
で、抵抗器Ｒ1 とＲ2 ,Ｒ3 とＲ4 ，およびＲ5 とＲ6
の各組は充分に整合がとれており、かつ利得と同相電圧
抑圧比を半固定抵抗器Ｒｖ1 ，Ｒｖ2 によって調整しな
ければならない問題がある。
【０００４】この他にも次のような問題がある。 ・ 利得調整は、同相電圧が入り込まないように差動部
の抵抗器により行なっているので、系全体を帰還ループ
に入れて調整することが出来ない。
の抵抗器により行なっているので、系全体を帰還ループ
に入れて調整することが出来ない。
【０００５】・ 同相抑圧比は直流および低周波では良
好であるが、周波数の上昇とともに悪化する。 なお、これらは電源２が矩形波電圧を出力する場合も同
様である。
好であるが、周波数の上昇とともに悪化する。 なお、これらは電源２が矩形波電圧を出力する場合も同
様である。
【０００６】本発明はブリッジ回路の出力電圧をシング
ルエンデッド型増幅処理することができ、しかも同相電
圧を充分に除去できる励振回路を提供することを目的と
する。
ルエンデッド型増幅処理することができ、しかも同相電
圧を充分に除去できる励振回路を提供することを目的と
する。
【０００７】
【課題を解決するための手段】本発明の励振回路は、荷
重変換要素をホイートストンブリッジ接続して構成され
るロードセルを矩形波電圧で差動的に励振する励振回路
であって、矩形波信号を出力する信号源の一端を第１の
増幅器を介してロードセルのブリッジ回路の一方の入力
端子に接続し、矩形波信号を出力する信号源の他端を第
２の増幅器を介してロードセルの他方の入力端子に接続
し、ロードセルのブリッジ回路の一方の出力端子を第３
の増幅器を介して前記第１，第２の増幅器の入力側に負
帰還したことを特徴とする。
重変換要素をホイートストンブリッジ接続して構成され
るロードセルを矩形波電圧で差動的に励振する励振回路
であって、矩形波信号を出力する信号源の一端を第１の
増幅器を介してロードセルのブリッジ回路の一方の入力
端子に接続し、矩形波信号を出力する信号源の他端を第
２の増幅器を介してロードセルの他方の入力端子に接続
し、ロードセルのブリッジ回路の一方の出力端子を第３
の増幅器を介して前記第１，第２の増幅器の入力側に負
帰還したことを特徴とする。
【０００８】
【作用】この構成によると、同相的にはブリッジの出力
端子の一方を接地電位とするため、大量の負帰還を施し
た反転増幅器の負入力端子が仮想接地となることを活用
する。つまり、励振電圧はフローティングキャパシタに
より差動電圧のみを保存しつつ差動の第１，第２の増幅
器に加える。この第１，第２の増幅器の同相電圧は、先
のブリッジ回路の出力の接地端子が接地電位となるよう
第３の増幅器を介して大きな負帰還を掛けることにより
制御される。ブリッジ回路の出力は他方の端子からシン
グルエンデッド出力となって出力され、初段の信号増幅
器に加えられる。
端子の一方を接地電位とするため、大量の負帰還を施し
た反転増幅器の負入力端子が仮想接地となることを活用
する。つまり、励振電圧はフローティングキャパシタに
より差動電圧のみを保存しつつ差動の第１，第２の増幅
器に加える。この第１，第２の増幅器の同相電圧は、先
のブリッジ回路の出力の接地端子が接地電位となるよう
第３の増幅器を介して大きな負帰還を掛けることにより
制御される。ブリッジ回路の出力は他方の端子からシン
グルエンデッド出力となって出力され、初段の信号増幅
器に加えられる。
【０００９】
【実施例】以下、本発明の実施例を図１〜図５に基づい
て説明する。なお、従来例と同様の作用をなすものには
同一の符号を付けて説明する。
て説明する。なお、従来例と同様の作用をなすものには
同一の符号を付けて説明する。
【００１０】図１は本発明の励磁回路を示し、ＶEXT
は、矩形波信号を出力する信号源で、同相的には導電的
に接続されてなく、浮動状態の電源である。これに同相
電位を固定化するために抵抗値が互いに等しい直列高抵
抗Ｒ1 ，Ｒ2 が並列に接続されている。電圧Ｖａは第１
の増幅器としてのバッファアンプＡ1 を介してブリッジ
回路１の入力端子＋ＩＮに印加され、電圧Ｖｂは第２の
増幅器としてのバッファアンプＡ2 を介してブリッジ回
路１の入力端子−ＩＮに印加されている。
は、矩形波信号を出力する信号源で、同相的には導電的
に接続されてなく、浮動状態の電源である。これに同相
電位を固定化するために抵抗値が互いに等しい直列高抵
抗Ｒ1 ，Ｒ2 が並列に接続されている。電圧Ｖａは第１
の増幅器としてのバッファアンプＡ1 を介してブリッジ
回路１の入力端子＋ＩＮに印加され、電圧Ｖｂは第２の
増幅器としてのバッファアンプＡ2 を介してブリッジ回
路１の入力端子−ＩＮに印加されている。
【００１１】ここではブリッジ回路１の入力端子＋ＩＮ
に電圧Ｖａが印加され、ブリッジ回路１の入力端子−Ｉ
Ｎに電圧Ｖｂが印加されて、ブリッジ回路１は Ｖａ − Ｖｂ ＝ ＶEXT により励振されている。
に電圧Ｖａが印加され、ブリッジ回路１の入力端子−Ｉ
Ｎに電圧Ｖｂが印加されて、ブリッジ回路１は Ｖａ − Ｖｂ ＝ ＶEXT により励振されている。
【００１２】ブリッジ回路１の出力端子−ＯＵＴは第３
の増幅器としての演算増幅器Ａ3 の反転入力端子（−）
に接続され、この高増幅度の演算増幅器Ａ3 の非反転入
力端子は接地に接続されている。演算増幅器Ａ3 の出力
は直列高抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 の中点Ｐに接続されている。
の増幅器としての演算増幅器Ａ3 の反転入力端子（−）
に接続され、この高増幅度の演算増幅器Ａ3 の非反転入
力端子は接地に接続されている。演算増幅器Ａ3 の出力
は直列高抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 の中点Ｐに接続されている。
【００１３】ブリッジ回路１の出力端子＋ＯＵＴは、シ
ングルエンデッド出力となって出力され、初段の信号増
幅器Ａ4 に加えられている。ここで、励振電圧を無視
し、バッファーアンプＡ1 ，Ａ2 と差動増幅器Ａ3 より
なる帰還ループを省略して書くと図１に示した回路は図
２のように表せる。さらに、差動増幅器Ａ3 より見れ
ば、抵抗器Ｒ1 とバッファーアンプＡ1 とストレンゲー
ジＲｃとで構成される信号経路と、抵抗器Ｒ2 とバッフ
ァーアンプＡ2 とストレンゲージＲｄとで構成される信
号経路とは、同一の伝達特性を持った回路と見做せるた
め、省略して図３に示すように表せる。
ングルエンデッド出力となって出力され、初段の信号増
幅器Ａ4 に加えられている。ここで、励振電圧を無視
し、バッファーアンプＡ1 ，Ａ2 と差動増幅器Ａ3 より
なる帰還ループを省略して書くと図１に示した回路は図
２のように表せる。さらに、差動増幅器Ａ3 より見れ
ば、抵抗器Ｒ1 とバッファーアンプＡ1 とストレンゲー
ジＲｃとで構成される信号経路と、抵抗器Ｒ2 とバッフ
ァーアンプＡ2 とストレンゲージＲｄとで構成される信
号経路とは、同一の伝達特性を持った回路と見做せるた
め、省略して図３に示すように表せる。
【００１４】図３において、Ａ12はバッファーアンプＡ
1 ，Ａ2 を示し、ＣS1はＶEXT 発生回路や配線により生
ずる浮遊容量であり、ＣS2はブリッジやコード等により
生ずる浮遊容量で、これらは差動増幅器Ａ3 により形成
される高ループゲイン帰還回路において、ときには発振
や不安定現像を起す。このため実際の回路では図４のよ
うな位相補償回路Ｎｗを挿入する必要がある。
1 ，Ａ2 を示し、ＣS1はＶEXT 発生回路や配線により生
ずる浮遊容量であり、ＣS2はブリッジやコード等により
生ずる浮遊容量で、これらは差動増幅器Ａ3 により形成
される高ループゲイン帰還回路において、ときには発振
や不安定現像を起す。このため実際の回路では図４のよ
うな位相補償回路Ｎｗを挿入する必要がある。
【００１５】図４において差動増幅器Ａ3 の反転入力端
子（−）の電位は先ににふれたようにＡ3 の高増幅度の
故に＋入力端子、つまり接地電位に極く近い。差動増幅
器Ａ 3 の反転入力端子（−）はブリッジ回路１の出力端
子−ＯＵＴであるから、出力端子＋ＯＵＴはブリッジ回
路の出力電圧ＶSIG であり、完全なシングルエンデッド
型として信号増幅器Ａ4 に加えられる。
子（−）の電位は先ににふれたようにＡ3 の高増幅度の
故に＋入力端子、つまり接地電位に極く近い。差動増幅
器Ａ 3 の反転入力端子（−）はブリッジ回路１の出力端
子−ＯＵＴであるから、出力端子＋ＯＵＴはブリッジ回
路の出力電圧ＶSIG であり、完全なシングルエンデッド
型として信号増幅器Ａ4 に加えられる。
【００１６】図５は図１に示した励磁回路の具体的な回
路を示す。この具体例では、信号源ＶEXT がコンデンサ
Ｃ1 ，Ｃ2 とスイッチＳ1 〜Ｓ4とで構成されている。
スイッチＳ1 とスイッチＳ2 は互いに連動して切り替わ
る。スイッチＳ3 とスイッチＳ4 も互いに連動して切り
替わる。
路を示す。この具体例では、信号源ＶEXT がコンデンサ
Ｃ1 ，Ｃ2 とスイッチＳ1 〜Ｓ4とで構成されている。
スイッチＳ1 とスイッチＳ2 は互いに連動して切り替わ
る。スイッチＳ3 とスイッチＳ4 も互いに連動して切り
替わる。
【００１７】コンデンサＣ1 は接点ｂの側に接続されて
直流電源電圧ＶC によって充電され、接点ａの側に接続
されてコンデンサＣ2 を充電する。電圧ＶC ′に充電さ
れたコンデンサＣ2 の端子電圧は、第１，第２のタイミ
ング接点ｃ，ｄの側に繰り返し切り替わるスイッチＳ
3 ，Ｓ4 を介してバッファーアンプＡ1 ，Ａ2 に印加さ
れる。スイッチＳ3 ，Ｓ4を接点ｃの側から接点ｄの側
に、接点ｄの側から接点ｃの側に切り換えるたびにブリ
ッジ回路の入力端子＋ＩＮと−ＩＮに間に印加される励
磁電圧の極性が切り替わる。このスイッチＳ3 ，Ｓ4 の
切り換えに同期してスイッチＳ1 ，Ｓ2 の切り換えが繰
り返し実施されて、コンデンサＣ2 が常に電圧ＶC ′に
充電されている。
直流電源電圧ＶC によって充電され、接点ａの側に接続
されてコンデンサＣ2 を充電する。電圧ＶC ′に充電さ
れたコンデンサＣ2 の端子電圧は、第１，第２のタイミ
ング接点ｃ，ｄの側に繰り返し切り替わるスイッチＳ
3 ，Ｓ4 を介してバッファーアンプＡ1 ，Ａ2 に印加さ
れる。スイッチＳ3 ，Ｓ4を接点ｃの側から接点ｄの側
に、接点ｄの側から接点ｃの側に切り換えるたびにブリ
ッジ回路の入力端子＋ＩＮと−ＩＮに間に印加される励
磁電圧の極性が切り替わる。このスイッチＳ3 ，Ｓ4 の
切り換えに同期してスイッチＳ1 ，Ｓ2 の切り換えが繰
り返し実施されて、コンデンサＣ2 が常に電圧ＶC ′に
充電されている。
【００１８】さらに、励振方法は図５に示した直流電源
電圧ＶC の極性が正負いずれであってもスイッチＳ3 ，
Ｓ4 の切り換え時期を反転することによって全く同様の
効果が得られるとともに、直流電源電圧ＶC の一端が接
地されていてもよい。これはＡ−Ｄ変換器の基準電圧と
して使用する際に有効である。例えば、二重積分型Ａ−
Ｄ変換器は正の信号入力に対しては負の基準電圧を入力
する必要があり、正確なＡ−Ｄ変換は信号電圧を基準電
圧によって正規化して行うことを常としているので、本
発明における負の対地基準電圧は非常に大きな利点であ
る。また、Ａ−Ｄ変換器に入力する基準電圧を直流電源
電圧ＶC に比例した電圧とする場合もあるが、直流電源
電圧ＶC が対地電圧であるため容易に直流電源電圧ＶC
の整数比電圧を得ることができる。
電圧ＶC の極性が正負いずれであってもスイッチＳ3 ，
Ｓ4 の切り換え時期を反転することによって全く同様の
効果が得られるとともに、直流電源電圧ＶC の一端が接
地されていてもよい。これはＡ−Ｄ変換器の基準電圧と
して使用する際に有効である。例えば、二重積分型Ａ−
Ｄ変換器は正の信号入力に対しては負の基準電圧を入力
する必要があり、正確なＡ−Ｄ変換は信号電圧を基準電
圧によって正規化して行うことを常としているので、本
発明における負の対地基準電圧は非常に大きな利点であ
る。また、Ａ−Ｄ変換器に入力する基準電圧を直流電源
電圧ＶC に比例した電圧とする場合もあるが、直流電源
電圧ＶC が対地電圧であるため容易に直流電源電圧ＶC
の整数比電圧を得ることができる。
【００１９】
【発明の効果】以上のように本発明によると、荷重変換
要素をホイートストンブリッジ接続して構成されるロー
ドセルを矩形波電圧で差動的に励振する励振回路であっ
て、矩形波信号を出力する信号源の一端を第１の増幅器
を介してロードセルのブリッジ回路の一方の入力端子に
接続し、矩形波信号を出力する信号源の他端を第２の増
幅器を介してロードセルの他方の入力端子に接続し、ロ
ードセルのブリッジ回路の一方の出力端子を第３の増幅
器を介して前記第１，第２の増幅器の入力側に負帰還し
たため、励振電圧に影響を与えることなく、ブリッジ回
路の出力電圧だけが純粋に同相電圧となり、次のような
効果が達成される。
要素をホイートストンブリッジ接続して構成されるロー
ドセルを矩形波電圧で差動的に励振する励振回路であっ
て、矩形波信号を出力する信号源の一端を第１の増幅器
を介してロードセルのブリッジ回路の一方の入力端子に
接続し、矩形波信号を出力する信号源の他端を第２の増
幅器を介してロードセルの他方の入力端子に接続し、ロ
ードセルのブリッジ回路の一方の出力端子を第３の増幅
器を介して前記第１，第２の増幅器の入力側に負帰還し
たため、励振電圧に影響を与えることなく、ブリッジ回
路の出力電圧だけが純粋に同相電圧となり、次のような
効果が達成される。
【００２０】(1) ブリッジ出力電圧をシングルエンデ
ッド型増幅処理できる。 (2) 同相雑音電圧と無関係となる。 (3) 系全体を単一の帰還ループ内に入れて処理でき
る。
ッド型増幅処理できる。 (2) 同相雑音電圧と無関係となる。 (3) 系全体を単一の帰還ループ内に入れて処理でき
る。
【００２１】(4) 温度変化や経年変化に対する対策が
容易である。 (5) 安価に実現でき、経済性が高い。 (6) 基準電圧と励振電圧との関係を正確に比例させ易
い。
容易である。 (5) 安価に実現でき、経済性が高い。 (6) 基準電圧と励振電圧との関係を正確に比例させ易
い。
【００２２】(7) 矩形波励振が容易に出来るので、増
幅器などのオフセットや零点移動を極めて小さくするこ
とが出来る。
幅器などのオフセットや零点移動を極めて小さくするこ
とが出来る。
【図１】本発明の励振回路の基本構成の説明図である。
【図２】同説明図を同相電圧制御のみに着目して簡略化
した回路図である。
した回路図である。
【図３】同回路図をフィードバック回路を単一にして簡
略化した回路図である。
略化した回路図である。
【図４】同励振回路の安定化を図って位相補償回路を挿
入した構成図である。
入した構成図である。
【図５】本発明の励振回路の具体的な構成図である。
【図６】従来の電子式はかりの入力段の構成図である。
１ ブリッジ回路 Ａ1 バッファアンプ〔第１の増幅器〕 Ａ2 バッファアンプ〔第２の増幅器〕 Ａ3 演算増幅器〔第３の増幅器〕 ＶEXT 矩形波信号を出力する信号源 Ｒ1 ，Ｒ2 高抵抗 ＋ＩＮ，−ＩＮ ブリッジ回路の入力端子 ＋ＯＵＴ，−ＯＵＴ ブリッジ回路の出力端子
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) G01L 1/22 G01B 7/18
Claims (1)
- 【請求項１】 荷重変換要素をホイートストンブリッジ
接続して構成されるロードセルを矩形波電圧で差動的に
励振する励振回路であって、矩形波信号を出力する信号
源の一端を第１の増幅器を介してロードセルのブリッジ
回路の一方の入力端子接続し、矩形波信号を出力する信
号源の他端を第２の増幅器を介してロードセルの他方の
入力端子に接続し、ロードセルのブリッジ回路の一方の
出力端子を第３の増幅器を介して前記第１，第２の増幅
器の入力側に負帰還したホイートストンブリッジ型ロー
ドセルの励振回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3210693A JP2993532B2 (ja) | 1991-08-22 | 1991-08-22 | ホイートストンブリッジ型ロードセルの励振回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3210693A JP2993532B2 (ja) | 1991-08-22 | 1991-08-22 | ホイートストンブリッジ型ロードセルの励振回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0552677A JPH0552677A (ja) | 1993-03-02 |
| JP2993532B2 true JP2993532B2 (ja) | 1999-12-20 |
Family
ID=16593542
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3210693A Expired - Lifetime JP2993532B2 (ja) | 1991-08-22 | 1991-08-22 | ホイートストンブリッジ型ロードセルの励振回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2993532B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5669551B2 (ja) * | 2010-12-14 | 2015-02-12 | 大和製衡株式会社 | ロードセルの故障診断装置 |
| US11012044B2 (en) | 2018-09-19 | 2021-05-18 | Sensata Technologies, Inc. | Amplifier with common mode detection |
-
1991
- 1991-08-22 JP JP3210693A patent/JP2993532B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0552677A (ja) | 1993-03-02 |
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