JP2982501B2 - 干渉波除去装置 - Google Patents
干渉波除去装置Info
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- JP2982501B2 JP2982501B2 JP4184873A JP18487392A JP2982501B2 JP 2982501 B2 JP2982501 B2 JP 2982501B2 JP 4184873 A JP4184873 A JP 4184873A JP 18487392 A JP18487392 A JP 18487392A JP 2982501 B2 JP2982501 B2 JP 2982501B2
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Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は干渉波除去装置に関し、
特にディジタル伝送において、干渉波が希望波に比べて
狭帯域となるD/U(希望波対干渉波比)が存在した場
合に、判定帰還形等化器を用いた誤り伝搬による発散現
象を生じさせないで干渉除去を行う干渉波除去装置に関
する。
特にディジタル伝送において、干渉波が希望波に比べて
狭帯域となるD/U(希望波対干渉波比)が存在した場
合に、判定帰還形等化器を用いた誤り伝搬による発散現
象を生じさせないで干渉除去を行う干渉波除去装置に関
する。
【0002】
【従来の技術】従来の判定帰還形等化器を用いた狭帯域
干渉波除去装置は、図3に示すように、301はN個の
遅延時間T(シンボル周期)を有する遅延素子、302
はN個の乗算器、303は加算器、304は減算器、3
05は判定器、306はN個の遅延時間T(シンボル周
期)を有する遅延素子、307はN個の乗算器、308
は加算器、309は減算器、310はタップ係数修正器
である。この従来技術に関しては、リー,ミルスタイン
著、アイ・イー・イー・イー・トランズアクション オ
ン コミュニケーション,Vol31,No4、198
3年4月ページ473「リジェクション オブ CW
インターフェアランス イン QPSKシステムズ ユ
ージング ディシジョンフィードバック フィルター
ズ」に発表されている。これによると単に線形フィルタ
をノッチフィルタとして用いた狭帯域干渉除去では、干
渉波の周波数にノッチを作って干渉波を除去するので、
希望波自身のスペクトラムまで影響を及ぼす。従って線
形フィルタだけでは誤差の自乗平均を最小化するMMS
E(Minimum Mean Square)法を用
いる限り良好な干渉除去が行えない。一方判定帰還形等
化器を用いると、構成要素301,302および303
からなる前方フィルタが希望信号スペクトラムに落ち込
み(ノッチ)を深く作っても、構成要素306,307
および308からなる後方フィルタがノッチで削られた
希望信号成分を補償するので、希望波に影響を与えるこ
となく狭帯域干渉波を十分除去できると述べられてい
る。図3において、前方フィルタおよび後方フィルタの
各タップ係数はタップ係数修正器310により判定器誤
差信号と各タップ信号とからLMSアルゴリズムにより
更新される。上記論文でCW干渉波の周波数をΩ、干渉
波電力をJ、希望波シンボル周期をT、希望波信号電力
をS、受信機雑音電力をσ2 、前方フィルタおよび後方
フィルタそれぞれのタップ数をNとすれば、前方フィル
タのタップ係数w1 および後方フィルタのタップ係数f
1 は(1),(2)式で示される。
干渉波除去装置は、図3に示すように、301はN個の
遅延時間T(シンボル周期)を有する遅延素子、302
はN個の乗算器、303は加算器、304は減算器、3
05は判定器、306はN個の遅延時間T(シンボル周
期)を有する遅延素子、307はN個の乗算器、308
は加算器、309は減算器、310はタップ係数修正器
である。この従来技術に関しては、リー,ミルスタイン
著、アイ・イー・イー・イー・トランズアクション オ
ン コミュニケーション,Vol31,No4、198
3年4月ページ473「リジェクション オブ CW
インターフェアランス イン QPSKシステムズ ユ
ージング ディシジョンフィードバック フィルター
ズ」に発表されている。これによると単に線形フィルタ
をノッチフィルタとして用いた狭帯域干渉除去では、干
渉波の周波数にノッチを作って干渉波を除去するので、
希望波自身のスペクトラムまで影響を及ぼす。従って線
形フィルタだけでは誤差の自乗平均を最小化するMMS
E(Minimum Mean Square)法を用
いる限り良好な干渉除去が行えない。一方判定帰還形等
化器を用いると、構成要素301,302および303
からなる前方フィルタが希望信号スペクトラムに落ち込
み(ノッチ)を深く作っても、構成要素306,307
および308からなる後方フィルタがノッチで削られた
希望信号成分を補償するので、希望波に影響を与えるこ
となく狭帯域干渉波を十分除去できると述べられてい
る。図3において、前方フィルタおよび後方フィルタの
各タップ係数はタップ係数修正器310により判定器誤
差信号と各タップ信号とからLMSアルゴリズムにより
更新される。上記論文でCW干渉波の周波数をΩ、干渉
波電力をJ、希望波シンボル周期をT、希望波信号電力
をS、受信機雑音電力をσ2 、前方フィルタおよび後方
フィルタそれぞれのタップ数をNとすれば、前方フィル
タのタップ係数w1 および後方フィルタのタップ係数f
1 は(1),(2)式で示される。
【0003】
【0004】このタップ係数は誤差信号と各タップでの
信号との直交条件より導出された理想解である。ここで
はマルチパスフェージングによる波形歪に関しては考慮
されていない。
信号との直交条件より導出された理想解である。ここで
はマルチパスフェージングによる波形歪に関しては考慮
されていない。
【0005】
【発明が解決しようとする課題】上述した従来の干渉波
除去装置は、判定器誤差と適応アルゴリズムを用いて判
定帰還形等化器を動作させているので、干渉波レベルが
強くD/Uをマイナスとするような場合に、判定帰還形
等化器が適応収束しようとしても判定誤りが生じ、これ
が後方フィルタを経由して判定器に帰還されるという誤
り伝搬現象によりタップ係数の修正において発散が生じ
るという欠点がある。通常この問題を解決するために
は、データ信号にトレーニング・バースト信号を割当て
初期引き込みを行わせているが、データ伝送効率が下が
るという欠点がある。
除去装置は、判定器誤差と適応アルゴリズムを用いて判
定帰還形等化器を動作させているので、干渉波レベルが
強くD/Uをマイナスとするような場合に、判定帰還形
等化器が適応収束しようとしても判定誤りが生じ、これ
が後方フィルタを経由して判定器に帰還されるという誤
り伝搬現象によりタップ係数の修正において発散が生じ
るという欠点がある。通常この問題を解決するために
は、データ信号にトレーニング・バースト信号を割当て
初期引き込みを行わせているが、データ伝送効率が下が
るという欠点がある。
【0006】本発明の目的は、判定帰還形等化器固有の
誤り伝搬現象の影響を受けずに適応収束でき、さらに初
期引き込み用のトレーニング信号を用いないで任意のD
/Uでの狭帯域干渉波を除去する干渉波除去装置を提供
することにある。
誤り伝搬現象の影響を受けずに適応収束でき、さらに初
期引き込み用のトレーニング信号を用いないで任意のD
/Uでの狭帯域干渉波を除去する干渉波除去装置を提供
することにある。
【0007】
【課題を解決するための手段】本発明の干渉波除去装置
は、トランスバーサルフィルタで構成される前方フィル
タと後方フィルタとを有する干渉波除去装置において、
ディジタル伝送系の希望波信号と干渉波信号とを含む受
信信号を前記前方フィルタに入力し各タップ信号を出力
する第1の手段と、前記受信信号を基準として前記各タ
ップ信号との相関をとる第2の手段と、この第2の手段
による相関値の振幅をそれぞれ前記前方フィルタのタッ
プ数の逆数に正規化する第3の手段と、前記前方フィル
タ出力から前記後方フィルタ出力を減じる減算手段と、
この減算手段の出力結果を判定する判定手段と、この判
定手段の出力信号を後方フィルタに入力する手段と、前
記第3の手段の出力を前方フィルタおよび後方フィルタ
のそれぞれの各タップ係数として供給する第4の手段と
を有する。
は、トランスバーサルフィルタで構成される前方フィル
タと後方フィルタとを有する干渉波除去装置において、
ディジタル伝送系の希望波信号と干渉波信号とを含む受
信信号を前記前方フィルタに入力し各タップ信号を出力
する第1の手段と、前記受信信号を基準として前記各タ
ップ信号との相関をとる第2の手段と、この第2の手段
による相関値の振幅をそれぞれ前記前方フィルタのタッ
プ数の逆数に正規化する第3の手段と、前記前方フィル
タ出力から前記後方フィルタ出力を減じる減算手段と、
この減算手段の出力結果を判定する判定手段と、この判
定手段の出力信号を後方フィルタに入力する手段と、前
記第3の手段の出力を前方フィルタおよび後方フィルタ
のそれぞれの各タップ係数として供給する第4の手段と
を有する。
【0008】
【実施例】次に、本発明について図面を参照して説明す
る。図1は本発明の第1の実施例の構成図である。図1
において、101はN個の遅延時間T(シンボル周期)
を有する遅延素子、102はN個の乗算器、103は加
算器、104は減算器、105は判定器、106はN個
の遅延時間T(シンボル周期)を有する遅延素子、10
7はN個の乗算器、108は加算器、109はN個の相
関器、110はN個のAGC増幅器である。今受信信号
r(t)を(3)式とする。
る。図1は本発明の第1の実施例の構成図である。図1
において、101はN個の遅延時間T(シンボル周期)
を有する遅延素子、102はN個の乗算器、103は加
算器、104は減算器、105は判定器、106はN個
の遅延時間T(シンボル周期)を有する遅延素子、10
7はN個の乗算器、108は加算器、109はN個の相
関器、110はN個のAGC増幅器である。今受信信号
r(t)を(3)式とする。
【0009】 r(t)=d(t)+n(t)+√Jexp(jΩt)……(3) ここでd(t)は希望波、n(t)は受信機雑音、Jは
干渉波電力、ΩはCW干渉波の角周波数である。この場
合に前方フィルタの各タップ上の受信信号は(4)〜
(7)式のように示される。
干渉波電力、ΩはCW干渉波の角周波数である。この場
合に前方フィルタの各タップ上の受信信号は(4)〜
(7)式のように示される。
【0010】 u0 =r(t)=d(t)+n(t)+√Jexp(jΩt)……(4) u1 =r(t−T)=d(t−T)+n(t−T)+√Jexp(jΩ(t− T))……(5) u2 =r(t−2T)=d(t−2T)+n(t−2T)+√Jexp(jΩ (t−2T))……(6) uN =r(t−NT)=d(t−NT)+n(t−NT)+√Jexp(jΩ (t−NT))……(7) N個の相関器109は(4)式のu0 を基準信号として
(5)式から(7)式で示された前方フィルタタップ信
号ui (i=1,…N)と相関を取る。ここで相関処理
はui (i=1,…N)に対しては複素共役を取り、こ
れを基準信号のu0 と乗じて平均化を行うものとする。
希望波成分d(t−iT)と雑音成分n(t−iT)に
関しては1シンボル周期のT以上離れたところの時間相
互相関係数は零になるので、上記相関操作では希望波お
よび雑音に関する相関値は出力されない。一方干渉波に
関しては、各タップ間で正弦振動という強い相関性を見
せる。すなわち各タップ受信信号と前方フィルタ入力受
信信号との相関結果は(8)〜(10)式のようにな
る。
(5)式から(7)式で示された前方フィルタタップ信
号ui (i=1,…N)と相関を取る。ここで相関処理
はui (i=1,…N)に対しては複素共役を取り、こ
れを基準信号のu0 と乗じて平均化を行うものとする。
希望波成分d(t−iT)と雑音成分n(t−iT)に
関しては1シンボル周期のT以上離れたところの時間相
互相関係数は零になるので、上記相関操作では希望波お
よび雑音に関する相関値は出力されない。一方干渉波に
関しては、各タップ間で正弦振動という強い相関性を見
せる。すなわち各タップ受信信号と前方フィルタ入力受
信信号との相関結果は(8)〜(10)式のようにな
る。
【0011】 E[u0 ・u1 * ]=Jexp(jΩt)……(8) E[u2 ・u2 * ]=Jexp(j2Ωt)……(9) E[u0 ・uN * ]=Jexp(jNΩt)……(10) ここではE[]は平均操作を、*は複素共役を示す。デ
ジタルマイクロ波伝送などにおいてはS/N比が比較的
高い。このような場合は雑音電力σ2 は希望波レベルお
よび干渉波レベルに比べ十分小さくなる。その場合、従
来技術で述べたCW干渉除去のための判定帰還形等化器
理想解の(1)式は(11)式のように近似できる。
ジタルマイクロ波伝送などにおいてはS/N比が比較的
高い。このような場合は雑音電力σ2 は希望波レベルお
よび干渉波レベルに比べ十分小さくなる。その場合、従
来技術で述べたCW干渉除去のための判定帰還形等化器
理想解の(1)式は(11)式のように近似できる。
【0012】
【0013】また従来技術で述べた(2)式の後方フィ
ルタ・タップ係数は前方フィルタ出力に後方フィルタ出
力を加算するという条件で求められた解である。従っ
て、図1の減算器104により前方フィルタ出力から後
方フィルタ出力を減ずるように構成すれば(2)式は
(12)式となる。
ルタ・タップ係数は前方フィルタ出力に後方フィルタ出
力を加算するという条件で求められた解である。従っ
て、図1の減算器104により前方フィルタ出力から後
方フィルタ出力を減ずるように構成すれば(2)式は
(12)式となる。
【0014】
【0015】前方フィルタおよび後方フィルタのタップ
係数は同じ値を取る。ここで図1の相関器出力であると
ころの(8),(9)および(10)式の相関結果の振
幅Jをそれぞれ−1/Nに正規化すると(11)および
(12)式の理想解と一致する。すなわち判定器誤差信
号を用いたタップ係数修正を行わなくても干渉除去のた
めのタップ係数が得られる。従って図1のAGC増幅器
110は、相関器109出力の振幅をそれぞれJから−
1/Nに正規化する。(8),(9)および(10)式
に対応する正規化相関値はそれぞれw1 ,w2 …wN と
して前方フィルタおよび後方フィルタのタップ係数とし
て供給される。以上の動作により判定帰還形等化器のタ
ップ係数設定に関して、判定器誤差信号を用いておら
ず、判定誤りによる影響は皆無である。従って判定帰還
形等化器でしばしば問題となる誤り伝搬による適応収束
の発散という現象は回避できる。
係数は同じ値を取る。ここで図1の相関器出力であると
ころの(8),(9)および(10)式の相関結果の振
幅Jをそれぞれ−1/Nに正規化すると(11)および
(12)式の理想解と一致する。すなわち判定器誤差信
号を用いたタップ係数修正を行わなくても干渉除去のた
めのタップ係数が得られる。従って図1のAGC増幅器
110は、相関器109出力の振幅をそれぞれJから−
1/Nに正規化する。(8),(9)および(10)式
に対応する正規化相関値はそれぞれw1 ,w2 …wN と
して前方フィルタおよび後方フィルタのタップ係数とし
て供給される。以上の動作により判定帰還形等化器のタ
ップ係数設定に関して、判定器誤差信号を用いておら
ず、判定誤りによる影響は皆無である。従って判定帰還
形等化器でしばしば問題となる誤り伝搬による適応収束
の発散という現象は回避できる。
【0016】次に本発明の第2の実施例を図2により説
明する。第1の実施例においては、S/N比が比較的高
いという条件であったが実際にS/N比がそれほど高く
ない場合には、(8),(9)および(10)式により
近似値と理想解との間にずれが生じる。そこで初期引き
込み時にのみ相関値による近似解を用いて、ある程度自
乗平均誤差が小さくなってから従来技術通りのMMSE
法による適応動作を開始させる。図2の第2の実施例に
おいて、201はN個の遅延時間T(シンボル周期)を
有する遅延素子、202はN個の乗算器、203は加算
器、204は減算器、205は判定器、206はN個の
遅延時間T(シンボル周期)を有する遅延素子、207
はN個の乗算器、208は加算器、209はN個の相関
器、210はN個のAGC増幅器で第1の実施例と同様
に初期引き込み時に使用される。第2の実施例では、減
算器211、タップ係数修正器212、切替器213、
制御器214が設けられる。
明する。第1の実施例においては、S/N比が比較的高
いという条件であったが実際にS/N比がそれほど高く
ない場合には、(8),(9)および(10)式により
近似値と理想解との間にずれが生じる。そこで初期引き
込み時にのみ相関値による近似解を用いて、ある程度自
乗平均誤差が小さくなってから従来技術通りのMMSE
法による適応動作を開始させる。図2の第2の実施例に
おいて、201はN個の遅延時間T(シンボル周期)を
有する遅延素子、202はN個の乗算器、203は加算
器、204は減算器、205は判定器、206はN個の
遅延時間T(シンボル周期)を有する遅延素子、207
はN個の乗算器、208は加算器、209はN個の相関
器、210はN個のAGC増幅器で第1の実施例と同様
に初期引き込み時に使用される。第2の実施例では、減
算器211、タップ係数修正器212、切替器213、
制御器214が設けられる。
【0017】次に第2の実施例の動作を説明する。制御
器214は減算器211出力の判定器誤差信号の自乗平
均を監視しており、ある値以下となると切替器213に
対してタップ修正器212からの係数を選択出力させ
る。タップ係数修正器212は判定器誤差信号εと前方
フィルタのタップ信号u1 ,u2 …uN および後方フィ
ルタのタップ信号v1 ,v2 …vN とからLMS(Le
ast Mean Square)アルゴリズムなどに
より更新を行う。そして前方フィルタ用タップ係数とし
てp1 ,p2 …pN を、後方フィルタ用タップ係数とし
てq1 ,q2 …qN を出力する。すなわち初期引き込み
時には切替器213出力のw1 ,w2 …wN および
f1 ,f2 …fN にはそれぞれN個の相関器出力の
R1 ,R2 …RN が出力される。干渉波が十分除去され
始め自乗平均誤差が小さくなれば切替器213出力のw
1 ,w2 …wN にはタップ係数修正器213出力の
p1 ,p2 …pNが、f1 ,f2 …fN にはq1 ,q2
…qN が出力される。
器214は減算器211出力の判定器誤差信号の自乗平
均を監視しており、ある値以下となると切替器213に
対してタップ修正器212からの係数を選択出力させ
る。タップ係数修正器212は判定器誤差信号εと前方
フィルタのタップ信号u1 ,u2 …uN および後方フィ
ルタのタップ信号v1 ,v2 …vN とからLMS(Le
ast Mean Square)アルゴリズムなどに
より更新を行う。そして前方フィルタ用タップ係数とし
てp1 ,p2 …pN を、後方フィルタ用タップ係数とし
てq1 ,q2 …qN を出力する。すなわち初期引き込み
時には切替器213出力のw1 ,w2 …wN および
f1 ,f2 …fN にはそれぞれN個の相関器出力の
R1 ,R2 …RN が出力される。干渉波が十分除去され
始め自乗平均誤差が小さくなれば切替器213出力のw
1 ,w2 …wN にはタップ係数修正器213出力の
p1 ,p2 …pNが、f1 ,f2 …fN にはq1 ,q2
…qN が出力される。
【0018】以上述べたように初期引き込み時に強力な
干渉波が存在しても、判定帰還形等化器の誤り伝搬現象
による影響を受けずに、また判定帰還形等化器固有の適
応収束特性に依存することなく、干渉を除去する動作が
開始される。このことは従来のようなトレーニング信号
を用いることなく初期引き込みできる。
干渉波が存在しても、判定帰還形等化器の誤り伝搬現象
による影響を受けずに、また判定帰還形等化器固有の適
応収束特性に依存することなく、干渉を除去する動作が
開始される。このことは従来のようなトレーニング信号
を用いることなく初期引き込みできる。
【0019】
【発明の効果】以上説明したように本発明は、判定帰還
形等化器の前方フィルタ・タップ間での受信信号に対し
て相関を取ることにより、干渉除去のためのタップ係数
の近似解を得ることができる。SN比の高い回線に対し
てはこれをそのままタップ係数として採用することによ
り、誤り伝搬の影響を受けない適応動作が可能となる効
果がある。また上記の近似が出来ない回線に対しては相
関値を判定帰還形等化器の初期引き込み時に利用するこ
とでトレーニング信号を用いないで良好な適応収束が可
能となる効果がある。
形等化器の前方フィルタ・タップ間での受信信号に対し
て相関を取ることにより、干渉除去のためのタップ係数
の近似解を得ることができる。SN比の高い回線に対し
てはこれをそのままタップ係数として採用することによ
り、誤り伝搬の影響を受けない適応動作が可能となる効
果がある。また上記の近似が出来ない回線に対しては相
関値を判定帰還形等化器の初期引き込み時に利用するこ
とでトレーニング信号を用いないで良好な適応収束が可
能となる効果がある。
【図1】本発明の第1の実施例の構成図である。
【図2】本発明の第2の実施例の構成図である。
【図3】従来の干渉波除去装置の構成図である。
101,106,201,206 遅延素子 102,107,202,207 乗算器 103,108,203,208 加算器 104,204,211 減衰器 105,205 判定器 109,209 相関器 110,210 AGC増幅器 212 タップ係数修正器 213 切替器 214 制御器
Claims (2)
- 【請求項1】 トランスバーサルフィルタで構成される
前方フィルタと後方フィルタとを有する干渉波除去装置
において、 ディジタル伝送系の希望波信号と干渉波信号とを含む受
信信号を前記前方フィルタに入力し各タップ信号を出力
する第1の手段と、前記受信信号を基準として前記各タ
ップ信号との相関をとる第2の手段と、この第2の手段
による相関値の振幅をそれぞれ前記前方フィルタのタッ
プ数の逆数に正規化する第3の手段と、前記前方フィル
タ出力から前記後方フィルタ出力を減じる減算手段と、
この減算手段の出力結果を判定する判定手段と、この判
定手段の出力信号を後方フィルタに入力する手段と、前
記第3の手段の出力を前方フィルタおよび後方フィルタ
のそれぞれの各タップ係数として供給する第4の手段と
を有することを特徴とする干渉波除去装置。 - 【請求項2】 前記判定手段の入力および出力の信号か
ら誤差信号を求める手段と、前記誤差信号,前記前方フ
ィルタの各タップ信号および前記後方フィルタの各タッ
プ信号を入力し前記前方フィルタおよび前記後方フィル
タのタップ係数の修正値を出力する手段と、前記誤差信
号の自乗平均値を監視し制御信号を出力する手段と、前
記制御信号の制御により前記第3の手段の正規化された
相関値と前記タップ係数の修正値とを切り替えて前記前
方フィルタおよび前記後方フィルタに供給する手段とを
有することを特徴とする請求項1記載の干渉波除去装
置。
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP4184873A JP2982501B2 (ja) | 1992-07-13 | 1992-07-13 | 干渉波除去装置 |
US08/086,554 US5398259A (en) | 1992-07-01 | 1993-07-01 | Decision-feedback equalizer for cancelling CW interference |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP4184873A JP2982501B2 (ja) | 1992-07-13 | 1992-07-13 | 干渉波除去装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0629886A JPH0629886A (ja) | 1994-02-04 |
JP2982501B2 true JP2982501B2 (ja) | 1999-11-22 |
Family
ID=16160809
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP4184873A Expired - Fee Related JP2982501B2 (ja) | 1992-07-01 | 1992-07-13 | 干渉波除去装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2982501B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
GB2422989A (en) * | 2005-02-03 | 2006-08-09 | Agilent Technologies Inc | Correlating a received data signal with a time delayed version of the signal to obtain a measurement of inter-symbol interference |
-
1992
- 1992-07-13 JP JP4184873A patent/JP2982501B2/ja not_active Expired - Fee Related
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Publication number | Publication date |
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JPH0629886A (ja) | 1994-02-04 |
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