JP2569902B2 - 干渉波除去装置 - Google Patents
干渉波除去装置Info
- Publication number
- JP2569902B2 JP2569902B2 JP2142236A JP14223690A JP2569902B2 JP 2569902 B2 JP2569902 B2 JP 2569902B2 JP 2142236 A JP2142236 A JP 2142236A JP 14223690 A JP14223690 A JP 14223690A JP 2569902 B2 JP2569902 B2 JP 2569902B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- interference wave
- estimated
- impulse response
- output
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Lifetime
Links
Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Noise Elimination (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は干渉波除去装置に関し、特にマルチパスフェ
ージング回線において強い干渉波が存在した場合に、フ
ェージングによる波形歪の適応等化および干渉波の除去
を行う干渉波除去装置に関する。
ージング回線において強い干渉波が存在した場合に、フ
ェージングによる波形歪の適応等化および干渉波の除去
を行う干渉波除去装置に関する。
（従来の技術） 従来、PSKやQAMを用いたディジタルマイクロ波回線に
対しFM回線による干渉が問題となることがある。特にデ
ィジタル伝送が高速の場合、FM干渉波は狭帯域干渉波と
見なされる。また、強度のマルチパスフェージング回線
においては適応等化技術が不可欠であり、見通し外通信
のように伝搬距離が大きな回線では整合フィルタ（MF）
と判定帰還形等化器（DFE）とを用いた受信機が必要と
なる。マルチパスフェージング環境下での狭帯域干渉波
の除去を行う従来の干渉波除去装置の一例を第４図に示
す。
対しFM回線による干渉が問題となることがある。特にデ
ィジタル伝送が高速の場合、FM干渉波は狭帯域干渉波と
見なされる。また、強度のマルチパスフェージング回線
においては適応等化技術が不可欠であり、見通し外通信
のように伝搬距離が大きな回線では整合フィルタ（MF）
と判定帰還形等化器（DFE）とを用いた受信機が必要と
なる。マルチパスフェージング環境下での狭帯域干渉波
の除去を行う従来の干渉波除去装置の一例を第４図に示
す。
第４図において、41はトランスバーサルフィルタ、42
は整合フィルタ（MF）、43は判定帰還形等化器（DFE）
であり、44から51はこの従来の干渉波除去装置の各部分
における信号スペクトラムの様子を示す。
は整合フィルタ（MF）、43は判定帰還形等化器（DFE）
であり、44から51はこの従来の干渉波除去装置の各部分
における信号スペクトラムの様子を示す。
狭帯域干渉波の除去には、通常トランスバーサルフィ
ルタが用いられる。これは、トランスバーサルフィルタ
の振幅特性を干渉波の周波数において落ち込ませること
により干渉波を除去しようとするものである。また、ト
ランスバーサルフィルタのタップ係数の制御は、判定器
から出力される誤差信号の自乗平均値が最小となるよう
にLMSアルゴリズムまたはカルマンアルゴリズムなどに
より行われる。しかし、トランスバーサルフィルタ41に
よる干渉波の除去は基本的に周波数領域におけるフィル
タリングであり干渉波を十分除去させようとすると、希
望信号の干渉波と同じ周波数成分を除去することにな
り、伝送路で生じるマルチパス歪以外に強い波形歪を生
じさせることになる。
ルタが用いられる。これは、トランスバーサルフィルタ
の振幅特性を干渉波の周波数において落ち込ませること
により干渉波を除去しようとするものである。また、ト
ランスバーサルフィルタのタップ係数の制御は、判定器
から出力される誤差信号の自乗平均値が最小となるよう
にLMSアルゴリズムまたはカルマンアルゴリズムなどに
より行われる。しかし、トランスバーサルフィルタ41に
よる干渉波の除去は基本的に周波数領域におけるフィル
タリングであり干渉波を十分除去させようとすると、希
望信号の干渉波と同じ周波数成分を除去することにな
り、伝送路で生じるマルチパス歪以外に強い波形歪を生
じさせることになる。
第４図（ａ）に希望信号に干渉波が重なった受信信号
からの干渉波除去の様子を示す。トランスバーサルフィ
ルタ41に入力する受信信号は、44に示すように希望信号
Ｓに干渉波Ｊが重なっている。トランスバーサルフィル
タ41は干渉波Ｊを除去するために、そのフィルタの周波
数特性の干渉波の周波数帯域に深いディップを生じさせ
る。従って、トランスバーサルフィルタ41の出力におい
ては45のように干渉波は除去されるが、希望信号成分の
周波数特性が削られる。この信号スペクトラム45のよう
に周波数軸上にノッチが生じることは、インパルス応答
が２波モデルのように分散していることと等価である。
すなわち、この状態はマルチパス状態に近似される。整
合フィルタ42は分散したインパルス応答を対称化し、遅
延分散したエコー成分を主波に同相合成しようとする。
従って、主波に対するエコー波の比率が減少し、45のよ
うにノッチを有する信号は整合フィルタ42を通過するこ
とにより46のようにノッチが浅くなる。整合フィルタ42
の出力は判定帰還形等化器43に入力されてマルチパス歪
が除去され、47のように希望信号波Ｓが出力される。以
上のように第４図（ａ）においては受信信号に含まれる
干渉波が十分除去されて希望信号が正確に等化される。
からの干渉波除去の様子を示す。トランスバーサルフィ
ルタ41に入力する受信信号は、44に示すように希望信号
Ｓに干渉波Ｊが重なっている。トランスバーサルフィル
タ41は干渉波Ｊを除去するために、そのフィルタの周波
数特性の干渉波の周波数帯域に深いディップを生じさせ
る。従って、トランスバーサルフィルタ41の出力におい
ては45のように干渉波は除去されるが、希望信号成分の
周波数特性が削られる。この信号スペクトラム45のよう
に周波数軸上にノッチが生じることは、インパルス応答
が２波モデルのように分散していることと等価である。
すなわち、この状態はマルチパス状態に近似される。整
合フィルタ42は分散したインパルス応答を対称化し、遅
延分散したエコー成分を主波に同相合成しようとする。
従って、主波に対するエコー波の比率が減少し、45のよ
うにノッチを有する信号は整合フィルタ42を通過するこ
とにより46のようにノッチが浅くなる。整合フィルタ42
の出力は判定帰還形等化器43に入力されてマルチパス歪
が除去され、47のように希望信号波Ｓが出力される。以
上のように第４図（ａ）においては受信信号に含まれる
干渉波が十分除去されて希望信号が正確に等化される。
第４図（ｂ）にマルチパス歪が生じた希望信号に干渉
波が重なった受信信号からの干渉波除去の様子を示す。
波が重なった受信信号からの干渉波除去の様子を示す。
第４図（ｂ）においてトランスバーサルフィルタ41に
入力する受信信号は、伝送路ですでに希望信号Ｓに対し
てマルチパス歪が生じ、その希望信号Ｓに干渉波Ｊが重
なった信号である。トランスバーサルフィルタ41は干渉
波Ｊを除去するために、そのフィルタの周波数特性の干
渉波の周波数帯域にノッチを生じさせる。ところで、す
でに伝搬路にて生じたマルチパスによるノッチ周波数と
干渉波の周波数とが異なる場合、整合フィルタ42に入力
する信号は信号帯域に複数のノッチを有することにな
る。すなわちノッチの入る周波数間隔が短くなる。一般
にノッチ間隔が短いということは、インパルス応答にお
いて遅延時間差が大きいエコー波が存在することに対応
している。この状態で希望信号から歪を除去させるに
は、整合フィルタ42および判定帰還形等化器43のタップ
数を増大させる必要がある。しかし、これらタップ数は
伝搬路で生じる遅延分散に対応した値に設定されてお
り、必要最小限のタップ数とされるのが通常である。従
って、49に示すように伝搬路で生じる歪以外にトランス
バーサルフィルタ41で新たに歪が生じることは整合フィ
ルタ42に対する負担を増す。特にインパルス応答の分布
領域が整合フィルタ42のタップ数を越えることは、イン
パルス応答を対称化出来ないばかりか、むしろその分布
を広げる場合もあり、望ましい効果が得られない。整合
フィルタ42の出力である50は判定帰還形等化器43に入力
されるが、そのインパルス応答の様子は等化能力を越え
ており、十分等化されず51のように歪が残ってしまう。
入力する受信信号は、伝送路ですでに希望信号Ｓに対し
てマルチパス歪が生じ、その希望信号Ｓに干渉波Ｊが重
なった信号である。トランスバーサルフィルタ41は干渉
波Ｊを除去するために、そのフィルタの周波数特性の干
渉波の周波数帯域にノッチを生じさせる。ところで、す
でに伝搬路にて生じたマルチパスによるノッチ周波数と
干渉波の周波数とが異なる場合、整合フィルタ42に入力
する信号は信号帯域に複数のノッチを有することにな
る。すなわちノッチの入る周波数間隔が短くなる。一般
にノッチ間隔が短いということは、インパルス応答にお
いて遅延時間差が大きいエコー波が存在することに対応
している。この状態で希望信号から歪を除去させるに
は、整合フィルタ42および判定帰還形等化器43のタップ
数を増大させる必要がある。しかし、これらタップ数は
伝搬路で生じる遅延分散に対応した値に設定されてお
り、必要最小限のタップ数とされるのが通常である。従
って、49に示すように伝搬路で生じる歪以外にトランス
バーサルフィルタ41で新たに歪が生じることは整合フィ
ルタ42に対する負担を増す。特にインパルス応答の分布
領域が整合フィルタ42のタップ数を越えることは、イン
パルス応答を対称化出来ないばかりか、むしろその分布
を広げる場合もあり、望ましい効果が得られない。整合
フィルタ42の出力である50は判定帰還形等化器43に入力
されるが、そのインパルス応答の様子は等化能力を越え
ており、十分等化されず51のように歪が残ってしまう。
また、干渉波の数が２波以上あると周波数軸上のフィ
ルタリングも複雑となり、トランスバーサルフィルタの
タップ数をかなり増大させる必要がある。干渉波が除去
されるべき周波数箇所が複数の場合、希望信号スペクト
ラムは大幅に削られることになり希望信号が正確に等化
されず、その弊害は大きい。
ルタリングも複雑となり、トランスバーサルフィルタの
タップ数をかなり増大させる必要がある。干渉波が除去
されるべき周波数箇所が複数の場合、希望信号スペクト
ラムは大幅に削られることになり希望信号が正確に等化
されず、その弊害は大きい。
（発明が解決しようとする課題） 上述した従来の干渉波除去装置では、受信信号にマル
チパスフェージングによる歪以外に干渉波を除去する処
理に付随した歪が加わるので、適応等化に対する負担が
増大し、波形歪が十分除去されないという欠点がある。
チパスフェージングによる歪以外に干渉波を除去する処
理に付随した歪が加わるので、適応等化に対する負担が
増大し、波形歪が十分除去されないという欠点がある。
そこで本発明の目的は、マルチパス歪と干渉波の両方
を効果的に除去することができる干渉波除去装置を提供
することにある。
を効果的に除去することができる干渉波除去装置を提供
することにある。
（課題を解決するための手段） 本発明に係る第１の干渉波除去装置は、 希望信号および干渉波でなる受信信号と推定干渉波と
の差の信号を生成する第１の減算器と、該第１の減算器
から出力される前記差信号と判定信号とから伝送系のイ
ンパルス応答を推定して推定インパルス応答を得ると共
に該推定インパルス応答の時間反転で複素共役な応答と
前記差信号とを畳込んだ整合信号を得る整合フィルタ
と、該整合フィルタから出力される前記整合信号に含ま
れるマルチパス歪を除去して前記判定信号を生成する判
定帰還形等化器と、前記推定インパルス応答と前記判定
信号とを畳込んで推定希望信号を得る畳込み器と、前記
受信信号に一定の遅延を与える遅延素子と、該遅延素子
の出力信号と前記推定希望信号との差を取って干渉波成
分を抽出する第２の減算器と、前記整合フィルタに入力
する前記差信号の電力を検出する電力検出器と、該電力
検出器で検出する電力が最小となるように前記干渉波成
分の位相を制御して前記推定干渉波を生成する推定干渉
波生成器とからなることを特徴とする。
の差の信号を生成する第１の減算器と、該第１の減算器
から出力される前記差信号と判定信号とから伝送系のイ
ンパルス応答を推定して推定インパルス応答を得ると共
に該推定インパルス応答の時間反転で複素共役な応答と
前記差信号とを畳込んだ整合信号を得る整合フィルタ
と、該整合フィルタから出力される前記整合信号に含ま
れるマルチパス歪を除去して前記判定信号を生成する判
定帰還形等化器と、前記推定インパルス応答と前記判定
信号とを畳込んで推定希望信号を得る畳込み器と、前記
受信信号に一定の遅延を与える遅延素子と、該遅延素子
の出力信号と前記推定希望信号との差を取って干渉波成
分を抽出する第２の減算器と、前記整合フィルタに入力
する前記差信号の電力を検出する電力検出器と、該電力
検出器で検出する電力が最小となるように前記干渉波成
分の位相を制御して前記推定干渉波を生成する推定干渉
波生成器とからなることを特徴とする。
また本発明に係る第２の干渉波除去装置は、 希望信号および干渉波でなる受信信号と推定干渉波と
の差の信号を生成する第１の減算器と、該第１の減算器
から出力される前記差信号と基準信号とから伝送系のイ
ンパルス応答を推定して推定インパルス応答を得ると共
に該推定インパルス応答の時間反転で複素共役な応答と
前記差信号とを畳込んだ整合信号を得る整合フィルタ
と、該整合フィルタから出力される前記整合信号に含ま
れるマルチパス歪を除去して判定信号と判定結果の誤差
信号とを得る判定帰還形等化器と、仮定した送信シンボ
ル列を表すトレーニング信号を発生するトレーニング信
号発生器と、前記誤差信号に応じて前記判定信号と前記
トレーニング信号のいずれか一方を選択して前記基準信
号として出力する切換え器と、前記推定インパルス応答
と前記基準信号とを畳込んで推定希望信号を得る畳込み
器と、前記受信信号に一定の遅延を与える遅延素子と、
該遅延素子の出力信号と前記推定希望信号との差を取っ
て干渉波成分を抽出する第２の減算器と、前記整合フィ
ルタに入力する前記差信号の電力を検出する電力検出器
と、該電力検出器で検出する電力が最小となるように前
記干渉波成分の位相を制御して前記推定干渉波を生成す
る推定干渉波生成器とからなることを特徴とする。
の差の信号を生成する第１の減算器と、該第１の減算器
から出力される前記差信号と基準信号とから伝送系のイ
ンパルス応答を推定して推定インパルス応答を得ると共
に該推定インパルス応答の時間反転で複素共役な応答と
前記差信号とを畳込んだ整合信号を得る整合フィルタ
と、該整合フィルタから出力される前記整合信号に含ま
れるマルチパス歪を除去して判定信号と判定結果の誤差
信号とを得る判定帰還形等化器と、仮定した送信シンボ
ル列を表すトレーニング信号を発生するトレーニング信
号発生器と、前記誤差信号に応じて前記判定信号と前記
トレーニング信号のいずれか一方を選択して前記基準信
号として出力する切換え器と、前記推定インパルス応答
と前記基準信号とを畳込んで推定希望信号を得る畳込み
器と、前記受信信号に一定の遅延を与える遅延素子と、
該遅延素子の出力信号と前記推定希望信号との差を取っ
て干渉波成分を抽出する第２の減算器と、前記整合フィ
ルタに入力する前記差信号の電力を検出する電力検出器
と、該電力検出器で検出する電力が最小となるように前
記干渉波成分の位相を制御して前記推定干渉波を生成す
る推定干渉波生成器とからなることを特徴とする。
（実施例） 次に、本発明について図面を参照して説明する。
第１図は本発明に係る第１の干渉波除去装置の一実施
例の構成を示すロック図である。第２図は本発明に係る
第２の干渉波除去装置の一実施例の構成を示すブロック
図である。
例の構成を示すロック図である。第２図は本発明に係る
第２の干渉波除去装置の一実施例の構成を示すブロック
図である。
第１図において、１は整合フィルタ（MF）、２は判定
帰還形等化器（DFE）、３は畳込み器、４は乗算器、５
は位相制御器、６はτの遅延時間を有する遅延素子、７
および８は減算器、９は電力検出器である。
帰還形等化器（DFE）、３は畳込み器、４は乗算器、５
は位相制御器、６はτの遅延時間を有する遅延素子、７
および８は減算器、９は電力検出器である。
第２図において、21は整合フィルタ（MF）、22は判定
帰還形等化器（DFE）、23は畳込み器、24は乗算器、25
は位相制御器、26はτの遅延時間を有する遅延素子、27
および28は減算器、29は電力検出器、30は切換え器、31
はトレーニング信号発生器、32は制御器である。
帰還形等化器（DFE）、23は畳込み器、24は乗算器、25
は位相制御器、26はτの遅延時間を有する遅延素子、27
および28は減算器、29は電力検出器、30は切換え器、31
はトレーニング信号発生器、32は制御器である。
第１図の実施例において、送信シンボル列をan（ｎ＝
−∞…＋∞）、FM1に入力されるまでの伝送系のインパ
ルス応答の離散値をhnとすると、受信信号102の離散値r
nは、 で示される。ここでＪは希望信号Ｓの周波数に比べ狭い
帯域の干渉波を示す。
−∞…＋∞）、FM1に入力されるまでの伝送系のインパ
ルス応答の離散値をhnとすると、受信信号102の離散値r
nは、 で示される。ここでＪは希望信号Ｓの周波数に比べ狭い
帯域の干渉波を示す。
MF1は判定信号an105と（１）式で示された受信信号10
2との相関を取ることにより、伝送系のインパルス応答
を推定する。次式はその相関過程を示す。
2との相関を取ることにより、伝送系のインパルス応答
を推定する。次式はその相関過程を示す。
MF1は、この推定インパルス応答の時間反転で複素共
役な応答h-n ＊と受信信号102とを畳込む操作を行なう。
役な応答h-n ＊と受信信号102とを畳込む操作を行なう。
一方、畳込み器３は、MF1の推定したインパルス応答h
n103とDFE2の出力の判定信号n105とを畳込む。すなわ
ち判定信号n105が送信シンボル列anに等しい時には、
畳込み器３は受信希望信号Ｓを推定していることにな
る。この推定する希望信号レプリカ（再生波形）を作り
出すまでの処理時間のために、希望信号レプリカは入力
端子11での希望信号成分によりτだけ遅延している。そ
こで入力信号101を遅延素子６で遅延調整し、減算器８
にて遅延素子６の出力信号から畳込み器３の出力の希望
信号レプリカを減じる。従って、減算器８はτだけ遅延
した干渉波Ｊを出力する。ここでは希望信号スペクトラ
ムに比べ、FM波のような狭帯域干渉波を対象としている
から、干渉波の中心周波数をωとすると、τの遅延はex
p（−ｊωτ）の位相ずれを干渉波Ｊに与えると近似で
きる。すなわち減算器８の出力はＪ・exp（−ｊωτ）
となっている。
n103とDFE2の出力の判定信号n105とを畳込む。すなわ
ち判定信号n105が送信シンボル列anに等しい時には、
畳込み器３は受信希望信号Ｓを推定していることにな
る。この推定する希望信号レプリカ（再生波形）を作り
出すまでの処理時間のために、希望信号レプリカは入力
端子11での希望信号成分によりτだけ遅延している。そ
こで入力信号101を遅延素子６で遅延調整し、減算器８
にて遅延素子６の出力信号から畳込み器３の出力の希望
信号レプリカを減じる。従って、減算器８はτだけ遅延
した干渉波Ｊを出力する。ここでは希望信号スペクトラ
ムに比べ、FM波のような狭帯域干渉波を対象としている
から、干渉波の中心周波数をωとすると、τの遅延はex
p（−ｊωτ）の位相ずれを干渉波Ｊに与えると近似で
きる。すなわち減算器８の出力はＪ・exp（−ｊωτ）
となっている。
この減算器８の出力に位相制御器５の出力である位相
制御係数Ｗが乗算器４で乗じられて、減算器７に供給さ
れる。この乗算器４の出力を ＝Ｗ・Jexp（−ｊωτ） …（３） とおくと、減算器７の出力は（Ｓ＋Ｊ−）となる。こ
の減算器７の出力信号はMF1に入力する受信信号102であ
り、電力検出器９はその受信信号102の電力Ｐを検出す
る。電力Ｐは次のように示される。
制御係数Ｗが乗算器４で乗じられて、減算器７に供給さ
れる。この乗算器４の出力を ＝Ｗ・Jexp（−ｊωτ） …（３） とおくと、減算器７の出力は（Ｓ＋Ｊ−）となる。こ
の減算器７の出力信号はMF1に入力する受信信号102であ
り、電力検出器９はその受信信号102の電力Ｐを検出す
る。電力Ｐは次のように示される。
Ｐ＝（Ｓ＋Ｊ−）・（Ｓ＋Ｊ−）＊＝SS＊ ＋（JJ＊−Ｊ＊−Ｊ＊＋＊）＋Δ …（４） ここでΔはＳとＪとの積の成分であり、干渉波Ｊがに
より除去されれば零となる。
より除去されれば零となる。
Ｐは乗算器４のタップ係数Ｗの関数であり、Ｐが最小
となるＷは より与えられ、（３）式を用いて Wopt＝exp（ｊωτ） …（６） となる。
となるＷは より与えられ、（３）式を用いて Wopt＝exp（ｊωτ） …（６） となる。
（６）式のタップ係数Ｗを乗算器４で減算器８の出力Ｊ
・exp（−ｊωτ）に乗ずることにより、入力信号101中
の干渉波Ｊを推定することが出来る。この乗算器４の出
力である推定干渉波Ｊを減算器７において入力信号101
であるＳ＋Ｊから減じることにより干渉波Ｊを除去でき
る。そこで位相制御器５は、乗算器４にそのタップ係数
である位相制御係数Ｗを供給してＰが最小となるように
フィードバック制御を行なう。以上の操作により干渉波
Ｊが除去される。この時、（４）式の電力は最小値を示
し、SS＊の希望波成分のみとなる。
・exp（−ｊωτ）に乗ずることにより、入力信号101中
の干渉波Ｊを推定することが出来る。この乗算器４の出
力である推定干渉波Ｊを減算器７において入力信号101
であるＳ＋Ｊから減じることにより干渉波Ｊを除去でき
る。そこで位相制御器５は、乗算器４にそのタップ係数
である位相制御係数Ｗを供給してＰが最小となるように
フィードバック制御を行なう。以上の操作により干渉波
Ｊが除去される。この時、（４）式の電力は最小値を示
し、SS＊の希望波成分のみとなる。
以後の動作において干渉波が変動しても、適応的に干
渉波が除去される。一方マルチパスフェージングによる
波形歪については、干渉除去とは独立にMF1とDFE2でな
るMF/DFE受信器により除去される。
渉波が除去される。一方マルチパスフェージングによる
波形歪については、干渉除去とは独立にMF1とDFE2でな
るMF/DFE受信器により除去される。
次に、以上の動作を第３図に示すベクトル図とスペク
トラムを用いて説明する。伝搬路でマルチパス歪を受け
た希望信号スペクトラムに狭帯域干渉波Ｊが存在する場
合を第３図（ａ）のスペクトラム欄に示す。また、その
ベクトル関係をベクトル図の欄に示す。マルチパス歪の
ため希望信号Ｓのスペクトラムにノッチが生じている。
畳込み器３の出力は希望信号Ｓのレプリカを作るが、こ
のレプリカは入力端子11における希望信号Ｓよりτだけ
遅延しているから、第３図（ａ）のＳベクトルより位相
がずれて（ｂ）のＳベクトルのように示される。（ａ）
をτだけ遅延させたものから（ｂ）の希望信号レプリカ
を減じたものを（ｃ）に示す。すなわち減算器８の出力
に干渉波Ｊ成分が抽出される。この干渉波成分に対し
て、MF1に入力する受信信号102の電力が最小となるよう
に位相制御したものが（ｄ）の乗算器４の出力となって
いる。この（ｄ）の推定干渉波Ｊを（ａ）の入力から減
じることにより、（ｅ）に示すようにマルチパス歪を受
けた希望信号成分のみを抽出することができ、MF/DFE受
信機により、（ｆ）のように適応等化される。
トラムを用いて説明する。伝搬路でマルチパス歪を受け
た希望信号スペクトラムに狭帯域干渉波Ｊが存在する場
合を第３図（ａ）のスペクトラム欄に示す。また、その
ベクトル関係をベクトル図の欄に示す。マルチパス歪の
ため希望信号Ｓのスペクトラムにノッチが生じている。
畳込み器３の出力は希望信号Ｓのレプリカを作るが、こ
のレプリカは入力端子11における希望信号Ｓよりτだけ
遅延しているから、第３図（ａ）のＳベクトルより位相
がずれて（ｂ）のＳベクトルのように示される。（ａ）
をτだけ遅延させたものから（ｂ）の希望信号レプリカ
を減じたものを（ｃ）に示す。すなわち減算器８の出力
に干渉波Ｊ成分が抽出される。この干渉波成分に対し
て、MF1に入力する受信信号102の電力が最小となるよう
に位相制御したものが（ｄ）の乗算器４の出力となって
いる。この（ｄ）の推定干渉波Ｊを（ａ）の入力から減
じることにより、（ｅ）に示すようにマルチパス歪を受
けた希望信号成分のみを抽出することができ、MF/DFE受
信機により、（ｆ）のように適応等化される。
上記の動作において、マルチパス歪以外に干渉波除去
による歪を希望信号Ｓに与えることは無い。このように
本実施例では、周波数領域のフィルタリングを行わずに
干渉波を除去するから、複数の干渉波が存在してもその
除去が可能である。
による歪を希望信号Ｓに与えることは無い。このように
本実施例では、周波数領域のフィルタリングを行わずに
干渉波を除去するから、複数の干渉波が存在してもその
除去が可能である。
ところでMF/DFE受信機を立ち上げる時、すでにD/U比
がマイナスとなるくらい強い干渉波が存在している場
合、MF/DEF受信機は正しい判定信号を出力できない。判
定信号が誤っていると、MFは正しいインパルス応答推定
を行えない。従って、希望信号レプリカはもはや正しい
ものではなくなる。この場合、このまま放置しておくと
永久に立ち上がることができなくなってしまう。
がマイナスとなるくらい強い干渉波が存在している場
合、MF/DEF受信機は正しい判定信号を出力できない。判
定信号が誤っていると、MFは正しいインパルス応答推定
を行えない。従って、希望信号レプリカはもはや正しい
ものではなくなる。この場合、このまま放置しておくと
永久に立ち上がることができなくなってしまう。
そこで、この初期引き込みを解決するものが第２図に
示した実施例である。
示した実施例である。
第２図において、21,22,23,24,25,26,27,28および29
はそれぞれ第１図の1,2,3,4,5,6,7,8および９に対応し
ており、これら第２図の構成要素は第１図の構成要素と
同じ動作を行なう。干渉波Ｊが除去されるまでの間、送
信シンボル列anと同じトレーニング信号をトレーニング
信号発生器31に出力させ、このトレーニング信号を切換
え器30において制御信号202により選択し、畳込み器23
とMF21とに供給する。この場合、MF21はトレーニング系
列anと（１）式で示された受信信号102との相関を取る
ことにより伝送系のインパルス応答を推定する。この
際、干渉波Ｊと判定信号n105との相関値が零となるか
ら、干渉波Ｊがまだ除去されていなくても推定インパル
ス応答は正しい値となる。また、畳込み器23はトレーニ
ング系列anを用いるから、その出力は正しい希望信号レ
プリカとなる。希望信号レプリカが正しい値となれば、
乗算器24の出力に干渉波Ｊの推定値が得られ、干渉波Ｊ
の除去が可能となる。干渉波Ｊが除去されMF/DFE受信機
が回線のマルチパス歪を除去し、希望信号Ｓが正しく判
定されるようになる。この場合、DEF22に含まれる判定
器の誤差信号ε201は小さくなっていく。制御器32は判
定器の誤差信号ε201を入力としており、その自乗平均
値ξを監視しており、これが予め設定されたしきい値以
下となった場合、干渉が正しく除去されたと判断して切
換え器30を制御し、DFE22からの判定信号n105を選択
して主力させる。それ以後、畳込み器23およびMF21は判
定信号n105を供給され、第１図の実施例で説明したの
と同じ干渉除去操作を続ける。なお送信側に対するトレ
ーニング信号の挿入方法には２通りあり、１つは送信信
号系列に周期的にバースト状で挿入する方法、他方は受
信側からの信号により挿入または解除という方法があ
る。
はそれぞれ第１図の1,2,3,4,5,6,7,8および９に対応し
ており、これら第２図の構成要素は第１図の構成要素と
同じ動作を行なう。干渉波Ｊが除去されるまでの間、送
信シンボル列anと同じトレーニング信号をトレーニング
信号発生器31に出力させ、このトレーニング信号を切換
え器30において制御信号202により選択し、畳込み器23
とMF21とに供給する。この場合、MF21はトレーニング系
列anと（１）式で示された受信信号102との相関を取る
ことにより伝送系のインパルス応答を推定する。この
際、干渉波Ｊと判定信号n105との相関値が零となるか
ら、干渉波Ｊがまだ除去されていなくても推定インパル
ス応答は正しい値となる。また、畳込み器23はトレーニ
ング系列anを用いるから、その出力は正しい希望信号レ
プリカとなる。希望信号レプリカが正しい値となれば、
乗算器24の出力に干渉波Ｊの推定値が得られ、干渉波Ｊ
の除去が可能となる。干渉波Ｊが除去されMF/DFE受信機
が回線のマルチパス歪を除去し、希望信号Ｓが正しく判
定されるようになる。この場合、DEF22に含まれる判定
器の誤差信号ε201は小さくなっていく。制御器32は判
定器の誤差信号ε201を入力としており、その自乗平均
値ξを監視しており、これが予め設定されたしきい値以
下となった場合、干渉が正しく除去されたと判断して切
換え器30を制御し、DFE22からの判定信号n105を選択
して主力させる。それ以後、畳込み器23およびMF21は判
定信号n105を供給され、第１図の実施例で説明したの
と同じ干渉除去操作を続ける。なお送信側に対するトレ
ーニング信号の挿入方法には２通りあり、１つは送信信
号系列に周期的にバースト状で挿入する方法、他方は受
信側からの信号により挿入または解除という方法があ
る。
以上の第２図の実施例により、初期引き込みを解決し
た狭帯域干渉波除去が可能となる。
た狭帯域干渉波除去が可能となる。
（発明の効果） 本発明は、以上に説明したように、周波数軸上のフィ
ルタリングを行わず、希望信号レプリカを受信信号から
減じることにより干渉成分を抽出し、この干渉成分を位
相制御の後に、受信信号から減じることにより干渉波の
除去を行うから、マルチパス歪を受けた希望信号に干渉
波除去による影響を与えることなく、干渉波が複数存在
していても、マルチパス歪と干渉波の両方を効果的に除
去できるという効果がある。
ルタリングを行わず、希望信号レプリカを受信信号から
減じることにより干渉成分を抽出し、この干渉成分を位
相制御の後に、受信信号から減じることにより干渉波の
除去を行うから、マルチパス歪を受けた希望信号に干渉
波除去による影響を与えることなく、干渉波が複数存在
していても、マルチパス歪と干渉波の両方を効果的に除
去できるという効果がある。
第１図は本発明に係る第１の干渉波除去装置の一実施例
の構成を示すブロック図、第２図は本発明に係る第２の
干渉波除去装置の一実施例の構成を示すブロック図、第
３図は第１図および第２図の実施例の動作を説明する
図、第４図は従来の干渉波除去装置および干渉波除去を
示す図である。 1,21……整合フィルタ（MF）、2,22……判定帰還形等化
器（DFE）、3,23……畳込み器、4,24……乗算器、5,25
……位相制御器、6,26……τの遅延時間を有する遅延素
子、7,8,27,28……は減算器、9,29……電力検出器、11
……入力端子、12……出力端子、30……切換え器、31…
…トレーニング信号発生器、32……制御器。
の構成を示すブロック図、第２図は本発明に係る第２の
干渉波除去装置の一実施例の構成を示すブロック図、第
３図は第１図および第２図の実施例の動作を説明する
図、第４図は従来の干渉波除去装置および干渉波除去を
示す図である。 1,21……整合フィルタ（MF）、2,22……判定帰還形等化
器（DFE）、3,23……畳込み器、4,24……乗算器、5,25
……位相制御器、6,26……τの遅延時間を有する遅延素
子、7,8,27,28……は減算器、9,29……電力検出器、11
……入力端子、12……出力端子、30……切換え器、31…
…トレーニング信号発生器、32……制御器。
Claims (2)
- 【請求項１】希望信号および干渉波でなる受信信号と推
定干渉波との差の信号を生成する第１の減算器と、該第
１の減算器から出力される前記差信号と判定信号とから
伝送系のインパルス応答を推定して推定インパルス応答
を得ると共に該推定インパルス応答の時間反転で複素共
役な応答と前記差信号とを畳込んだ整合信号を得る整合
フィルタと、該整合フィルタから出力される前記整合信
号に含まれるマルチパス歪を除去して前記判定信号を生
成する判定帰還形等化器と、前記推定インパルス応答と
前記判定信号とを畳込んで推定希望信号を得る畳込み器
と、前記受信信号に一定の遅延を与える遅延素子と、該
遅延素子の出力信号と前記推定希望信号との差を取って
干渉波成分を抽出する第２の減算器と、前記整合フィル
タに入力する前記差信号の電力を検出する電力検出器
と、該電力検出器で検出する電力が最小となるように前
記干渉波成分の位相を制御して前記推定干渉波を生成す
る推定干渉波生成器とからなることを特徴とする干渉波
除去装置。 - 【請求項２】希望信号および干渉波でなる受信信号と推
定干渉波との差の信号を生成する第１の減算器と、該第
１の減算器から出力される前記差信号と基準信号とから
伝送系のインパルス応答を推定して推定インパルス応答
を得ると共に該推定インパルス応答の時間反転で複素共
役な応答と前記差信号とを畳込んだ整合信号を得る整合
フィルタと、該整合フィルタから出力される前記整合信
号に含まれるマルチパス歪を除去して判定信号と判定結
果の誤差信号とを得る判定帰還形等化器と、仮定した送
信シンボル列を表すトレーニング信号を発生するトレー
ニング信号発生器と、前記誤差信号に応じて前記判定信
号と前記トレーニング信号のいずれか一方を選択して前
記基準信号として出力する切換え器と、前記推定インパ
ルス応答と前記基準信号とを畳込んで推定希望信号を得
る畳込み器と、前記受信信号に一定の遅延を与える遅延
素子と、該遅延素子の出力信号と前記推定希望信号との
差を取って干渉波成分を抽出する第２の減算器と、前記
整合フィルタ入力する前記差信号の電力を検出する電力
検出器と、該電力検出器で検出する電力が最小となるよ
うに前記干渉波成分の位相を制御して前記推定干渉波を
生成する推定干渉波生成器とからなることを特徴とする
干渉波除去装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2142236A JP2569902B2 (ja) | 1990-05-31 | 1990-05-31 | 干渉波除去装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2142236A JP2569902B2 (ja) | 1990-05-31 | 1990-05-31 | 干渉波除去装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0435544A JPH0435544A (ja) | 1992-02-06 |
| JP2569902B2 true JP2569902B2 (ja) | 1997-01-08 |
Family
ID=15310597
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2142236A Expired - Lifetime JP2569902B2 (ja) | 1990-05-31 | 1990-05-31 | 干渉波除去装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2569902B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3287971B2 (ja) * | 1995-01-31 | 2002-06-04 | 松下電器産業株式会社 | データ受信装置 |
| JP3325735B2 (ja) * | 1995-01-31 | 2002-09-17 | 松下電器産業株式会社 | データ受信装置 |
-
1990
- 1990-05-31 JP JP2142236A patent/JP2569902B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0435544A (ja) | 1992-02-06 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| KR100447201B1 (ko) | 채널 등화 장치 및 이를 이용한 디지털 ｔｖ 수신기 | |
| US5414733A (en) | Decision feedback equalizer employing fixed ratio postcursor taps for minimizing noise and intersymbol interference in signals conveyed over high speed data service loop | |
| US6563868B1 (en) | Method and apparatus for adaptive equalization in the presence of large multipath echoes | |
| US4701936A (en) | Apparatus and method for adjusting the receivers of data transmission channels | |
| US7394849B2 (en) | Decision feedback equalizer with dynamic feedback control | |
| Smalley | Equalization concepts: a tutorial | |
| GB2219469A (en) | A decision feedback equaliser and a method of operating a decision feedback equaliser | |
| US7561617B1 (en) | Channel monitoring and identification and performance monitoring in a flexible high speed signal processor engine | |
| JP2551210B2 (ja) | 適応等化装置 | |
| JPH0590904A (ja) | 制御信号発生回路 | |
| JPH09121181A (ja) | 直交振幅変調復調器用干渉トーン消去方法およびその装置 | |
| KR100925866B1 (ko) | 개선된 채널 추정 ｌｍｓ 등화기 | |
| US5159565A (en) | Method for the determination of fir filter coefficients in equalizers | |
| US7035330B2 (en) | Decision feedback equalizer with dynamic feedback control | |
| US20030118094A1 (en) | Mixed time and frequency domains equalization algorithm for ADSL systems | |
| JP2569901B2 (ja) | 干渉波除去装置 | |
| JP2569902B2 (ja) | 干渉波除去装置 | |
| JP2569903B2 (ja) | 干渉波除去装置 | |
| US4547889A (en) | Auto-orthogonalizing system of equalization adapted to a range of discrete frequencies and equalizer which activates the system | |
| JP2569904B2 (ja) | 干渉波除去装置 | |
| JPH0435547A (ja) | 干渉波除去装置 | |
| JPH0435550A (ja) | 干渉波除去装置 | |
| JPH0865210A (ja) | 等化器位置付けを安定化させる方法、およびその回路 | |
| EP1257105A2 (en) | Equalization for ADSL using a mixed time domain and frequency domain approach | |
| KR20050067327A (ko) | 근거리 무선통신 시스템을 위한 부분적인 간섭 제거 장치및 그 방법 |