JP2967658B2 - 追尾受信装置 - Google Patents
追尾受信装置Info
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Description
置に関するものである。
人工衛星)に指向させる自動追尾方式の一つにモノパル
ス方式があり、この種の装置として、図4に示すものが
あった。本方式では空中線の後に備え付けられた高次モ
ード結合器において、空中線のAz(アジマス)方向及
びこれと直交するEl(エレベーション)方向に対する
指向誤差に応じて高次モードを検出して誤差信号とし、
基準信号となる基本モード信号と個別に図4の装置に送
出する。図4において1は基準信号入力端子、2は誤差
信号入力端子、3は直交位相分波器、4は第一のスイッ
チ回路、5は2相PSK変調器、6は0〜2π可変移相
器、7は結合器、8はクロック信号発生器、9は周波数
分周器、10は局部信号発生器、11は周波数変換器、
12はバンドパスフィルタ、13は自動利得制御回路、
14は可変増幅器または可変減衰器、15は電圧検出
器、16は直流成分除去のためのコンデンサ、17は同
期検波器、18は第二のスイッチ回路、19は第一のロ
ーパスフィルタ、20は第二のローパスフィルタ、21
はAz誤差信号出力端子、22はEl誤差信号出力端
子、23は可変移相器制御入力端子である。
した通信信号又はビーコン信号波は、後段に置かれた高
次モード結合器にて受信信号レベルに比例した基本モー
ド信号(基準信号)と、空中線の指向誤差に応じて発生
する高次モード信号(誤差信号)に分離され、基準信号
は基準信号入力端子1に、誤差信号は誤差信号入力端子
2にそれぞれ印加される。この際、例えば空中線のAz
方向にのみ指向誤差があるとき、基準信号と誤差信号の
入力位相が同相(位相差なし)に、またEl方向にのみ
指向誤差があるとき、基準信号と誤差信号の入力位相が
直交(位相差π/2)となるように入力位相を合せてお
く。基準信号と上記誤差信号の関係をベクトル表示にて
図5(a)に示す。次に誤差信号は、直交位相分波器3
にて同相成分(0ラジアン)と直交成分(π/2ラジア
ン)に2分割され、クロック信号発生器8からのクロッ
ク信号を周波数分周器9にて1/nに分周した長周期切
替え信号により、第一のスイッチ回路4にて交互に選択
され後段に送られる。そして更に2相PSK変調器(0
−π変調器)5において、クロック信号発生器8からの
短周期切替え信号にて0−π変調が施される。これをベ
クトル表示にて図5(b)に示す。上記変調された誤差
信号は、0〜2π可変移相器6を経て結合器7に送ら
れ、同じく結合器7に入力した上記基準信号と合成さ
れ、誤差信号による基準信号のAM変調波となる。この
AM変調波の包絡線の様子を図5(c)に示す。本図の
ように上記AM変調波は、クロック信号発生器8からの
単周期タイミングと、周波数分周器9にて1/mに分周
された長周期タイミングごとに包絡線が変化するが、こ
の包絡線の振幅値は短周期タイミングごとに0−π変調
に伴う誤差信号と基準信号とのベクトル和の振幅変化を
示し、長周期タイミングでは交互にAz方向、El方向
の指向誤差値を表している。また装置内の各回路部で温
度変化や入力周波数変動によって基準信号に対する誤差
信号の位相がずれた場合、上記0〜2π可変移相器6に
て外部からの制御信号により誤差信号系の通過位相を変
化させ、基準信号との位相差を補正する。上記結合器7
にて合成され単一チャンネル化された受信信号は、周波
数変換器11にて局部信号発生器10からの信号と掛け
合わされて低周波数域に変換された後、バンドパスフィ
ルタ12にて帯域外雑音が除去され自動利得制御回路1
3に入力する。自動利得制御回路13では、本装置への
入力信号レベルの変動にともなって変化する単一チャン
ネル化された受信信号の電圧値を、電圧検出器15によ
って検出し、この電圧値に応じて可変増幅器(または可
変減衰器)14の利得量(または減衰量)を変化させ
て、常に一定の出力レベルを保っている。また、電圧検
出器15の出力の一部はコンデンサ16にて直流成分が
除去された後同期検波器17に送られ、上記クロック信
号発生器8からの切替え信号によって、上記AM変調信
号の振幅成分を同期検波する。更に第二のスイッチ回路
18では上記周波数分周器9からの切替え信号によっ
て、第一のスイッチ回路4と同じタイミングで切替え、
上記復調信号を第一のローパスフィルタ19と第二のロ
ーパスフィルタ20の各入力端子に振り分ける。第一の
ローパスフィルタ19と第二のローパスフィルタ20で
は、上記第二のスイッチ回路18にて振り分けられたパ
ルス状のAz方向誤差信号とEl方向誤差信号を平滑化
して直流電圧値とし、Az誤差信号出力端子21とEl
誤差信号出力端子22より送出する。
以上のように構成されているが、可変移相器は装置の周
囲温度変化や入力周波数変動による基準信号と誤差信号
間の位相関係を補償するために0から2πまでの位相可
変範囲が必要であるため、位相遅延部の経路長が長くな
り装置が大きくなる、また、位相設定の違いに伴う通過
信号の振幅特性変動によりAz及びEl方向誤差信号の
検出感度が変化し、結果として空中線の指向精度を低下
させるという問題点があった。
めになされたもので、0から2πまでのいずれかにある
基準信号と誤差信号との位相差の補正を、通過信号振幅
特性への影響を少なく、かつ小型の回路でおこなうこと
のできる追尾受信装置を得ることを目的とする。
信装置は、クロック信号発生器及び周波数分周器の出力
にそれぞれの信号の位相を反転させるためのインバータ
とスイッチ回路を設け、外部からの制御信号にてスイッ
チを個別に切替え、クロック信号及び周波数分周器出力
信号を反転または非反転出力とし、周波数分周器出力信
号で誤差信号0−π/2選択用スイッチ切替え、クロッ
ク信号で2相PSK変調をかけるものである。
スイッチ回路、2相PSK変調器の代わりに4相PSK
変調器を、更に上記解決手段の周波数分周器出力信号と
クロック信号の排他的論理和を演算するエクスクルーシ
ブ・オア回路を設け、上記エクスクルーシブ・オア回路
出力信号とクロック信号にて4相PSK変調をかける。
チ回路、2相PSK変調器、0〜2π可変移相器の代わ
りにnビットディジタル可変移相器を、また第6項解決
手段と同様クロック信号発生器及び周波数分周器の出力
にそれぞれの信号の位相を反転させるためのインバータ
とスイッチ回路を設け、外部からの制御信号にてスイッ
チを個別に切替え、クロック信号及び周波数分周器出力
信号を反転または非反転出力とし、クロック信号で0−
π移相器部の設定位相を、周波数分周器出力信号で0−
π/2移相器部の設定位相を変える。
2選択用スイッチ回路切替えタイミング、及び2相PS
K変調器の変調タイミング信号の位相を外部制御信号で
切替え、誤差信号の通過位相をπ/2ステップで0から
3π/2に変化させる。
変調タイミング信号の位相を外部制御信号で切替え、誤
差信号の通過位相をπ/2ステップで0から3π/2に
変化させる。
ジタル可変移相器の各ビットに対応する移相器部の設定
を外部制御信号で切替え、0〜(2n −1)π/2
(n-1) ラジアンまでπ/2(n-1) ステップで変化させる
と同時に、4相PSK変調をかける。
いて1〜5、7〜23は上記従来例と全く同一のもので
ある。24は第一のインバータ、25は第二のインバー
タ、26は第三のスイッチ回路、27は第四のスイッチ
回路、28は0〜π/2可変移相器、29は第三のスイ
ッチ制御信号入力端子、30は第四のスイッチ制御信号
入力端子である。
いては、従来例と同様にまず誤差信号入力端子2から入
力した誤差信号は、直交位相分波器3にて同相成分(0
ラジアン)と直交成分(π/2ラジアン)に2分割さ
れ、第一のスイッチ回路4にてクロック信号発生器8か
らの信号を周波数分周器9にて1/mに分周した長周期
切替え信号により交互に選択されて後段に送られる。そ
して更に2相PSK変調器(0−π変調器)5におい
て、クロック信号発生器8からの短周期切替え信号にて
位相変調が施される。本発明においては、周波数分周器
9の出力の一部は第一のインバータ24へ入力し位相が
反転され、非反転信号とともに第三のスイッチ回路26
へ送られる。第三のスイッチ回路26では、第三のスイ
ッチ制御信号入力端子29からの信号に従ってスイッチ
を切替え、反転または非反転の周波数分周器9出力信号
を第一のスイッチ回路4へ送出する構成としている。ま
た、クロック信号発生器8の出力の一部は第二のインバ
ータ25へ入力し位相が反転され、非反転クロック信号
とともに第四のスイッチ回路27へ送られる。第四のス
イッチ回路27では、第四のスイッチ制御信号入力端子
30からの信号に従ってスイッチを切替え、反転または
非反転のクロック信号発生器8出力信号を2相PSK変
調器5へ送出する構成としている。上記変調された誤差
信号は、可変移相器28を経て結合器7に送られ、同じ
く結合器7に入力した上記基準信号と合成され、誤差信
号による基準信号のAM変調波となる。上記AM変調波
は従来例と同様、短周期タイミングは0−π変調に伴う
誤差信号振幅変化と基準信号とのベクトル和を示し、長
周期タイミングは交互にAz方向、El方向の指向誤差
値を表わしているため、本実施例における第三のスイッ
チ回路26と第四のスイッチ回路27の切替えの組合せ
により、図6(a)〜(d)に示した4つのAM変調包
絡線特性が得られる。これは従来例における0−2π可
変移相器6での位相設定を2/πごとに0から2πまで
変化させた場合の特性と等価であるため、本実施例にお
いては可変移相器28の位相可変範囲は0〜2/πであ
れば、装置内の各回路部で温度変化や入力周波数変動に
よって基準信号に対する誤差信号の位相がずれた場合、
上記可変移相器28の位相設定と第三のスイッチ回路2
6及び第四のスイッチ回路27の設定を変えることで0
から2πまでの全位相範囲において基準信号との位相差
を補正することができる。以降の本装置各部での動作
は、従来例と全く同一であり、本装置にて検出されたA
z方向誤差信号とEl方向誤差信号は、Az誤差信号出
力端子21とEl誤差信号出力端子22よりそれぞれ出
力される。
に分波し、更にその出力を2相PSK変調器にて0−π
変調した誤差信号の位相を、外部制御信号にてπ/2ス
テップで変更するようにしたが、4相PSK変調器を用
いて変調信号パターンを外部制御信号にて変更すること
で、同様の動作を期待できる。図2において1〜3、7
〜30は実施例1と同一または同等のものである。31
は4相PSK変調器、32はその構成品である第一の0
−π変調部、33は第二の0−π変調部、34は同相合
波器、35はエクスクルーシブ・オア回路である。
端子2から入力した誤差信号は、4相PSK変調器31
においてクロック信号発生器8及び周波数分周器9から
の信号で変調が施されるが、第三のスイッチ回路26を
経由した周波数分周器出力信号と第四のスイッチ回路2
7を経由したクロック信号の一部をエクスクルーシブ・
オア回路35にて排他的論理和した出力信号によって第
一の0−π変調部32で変調をかけ、第四のスイッチ回
路27を経由したクロック信号で第二の0−π変調部3
3で変調をかける構成としているため、第三のスイッチ
回路26及び第四のスイッチ回路27を切替えて4相P
SK変調器31出力位相をπ/2ステップで変化させる
ことができる。ただし実施例1では0〜π/2可変移相
器28へ入力する誤差信号の位相は、誤差信号入力端子
2に印加された信号位相に対して、設定により0、π/
2,π,3π/2のいずれかであるが、実施例2では4
相PSK変調器31を用いているため、π/4,3π/
4,5π/4、7π/4のいずれかとなる。したがって
実施例2では誤差信号の通過位相は基準信号に対してπ
/4オフセットした値となるが、0〜π/2可変移相器
28にてあらかじめ位相補正をすることで、実施例1と
同様の動作となる。
/2に分波し、更にその出力を2相PSK変調器にて0
−π変調した誤差信号の位相を、外部制御信号にてπ/
2ステップで変更するようにし、また実施例2では4相
PSK変調器を用いて変調器出力位相を外部制御信号で
変更しているが、各実施例の上記回路部及び0〜π/2
可変移相器の代わりに、n個の切替え信号にて制御する
nビットディジタル可変移相器を設け、0−π移相器部
で0−π変調を、0−π/2移相器部でAz、E1誤差
信号切替えをすることで同様の動作を期待できる。図3
において1〜3、7〜30は実施例1と同一のものであ
る。36はnビットディジタル可変移相器で本実施例に
おいてはn=5の場合について示してある。37〜41
は上記nビットディジタル可変移相器を構成する各ビッ
ト移相器部で、37は0−π移相器部、38は0−π/
2移相器部、39は0−π/4移相器部、40は0−π
/8移相器部、41は0−π/16移相器部である。ま
た、42はnビット移相器制御信号入力端子で本実施例
では5ビット並列入力の場合を示している。
子2から入力した誤差信号はnビットディジタル可変移
相器36に入力し、通過位相が0〜(2n −1)π/2
(n-1) ラジアンまでπ/2(n-1) ラジアンの分解能で設
定される。図3はn=5について示しており、通過位相
は0〜31π/16ラジアンまでπ/16ラジアンステ
ップにて位相設定がおこなわれる。ここでnビットディ
ジタル可変移相器36の上位2ビット、すなわち0−π
移相器部37と0−π/2移相器部38をクロック信号
及び周波数分周器出力信号にて切り替え、0−π変調と
Az/El方向誤差信号切り替えを実施する。第四のス
イッチ回路27を経由したクロック信号は0−π移相器
部37に送られ、0−π変調をおこなう。また、第三の
スイッチ回路26を経由した周波数分周器出力信号は0
−π/2移相器部38に送られ、位相の長周期切り替え
をおこなう。nビット移相器制御信号入力端子42から
の並列制御信号上位2ビット(42−a及び42−b)
はそれぞれ第三のスイッチ回路26と第四のスイッチ回
路27に送られ、各スイッチを選択し通過位相を0、π
/2、π、3π/2のいずれかに設定するため、実施例
1及び2と同様の動作となる。その他の下位ビットは直
接各移相器部に入力され、π/2以下の細かい移相設定
をおこなうことで、合わせて誤差信号系の通過位相が基
準信号の位相と合うよう補正をおこなう。
ているので、以下に記載されたような効果を奏する。
より0−π変調タイミングとAz/El誤差信号切り替
えタイミングを0〜3π/2までπ/2ステップで設定
できるようにし、その結果従来例における0〜2π可変
移相器を0〜π/2可変移相器としたので、可変範囲が
1/4に縮小でき装置が小さくなる、また可変移相器の
可変範囲が狭いので振幅特性の変動が少なくなり、Az
及びEl誤差信号の検出感度が安定し空中線の指向精度
を保つことができる。
ィジタル式として、誤差信号の通過位相量を可変する一
方、上位2ビットで0−π変調と0−π/2のAz、E
l誤差信号の切り替えをおこなうので従来例における直
交位相分波器、第一のスイッチ回路及び2相PSK変調
器が不要となるため、上記第17項の効果と同様装置が
小さくできる、また上記各部がないため装置の振幅変動
が少なくなりAz及びEl誤差信号の検出感度が安定し
空中線の指向精度を保つことができる。
る。
る。
る。
る。
トル及び信号波形図である。
Claims (3)
- 【請求項1】 空中線において所定方向からの電波を基
準信号及び誤差信号として受け、この基準信号に対する
前記誤差信号の位相差、振幅差を取り出して角度誤差信
号をつくり、これにより前記空中線の指向方向を制御す
る追尾受信装置において、上記誤差信号を0−π/2位
相に分ける直交位相分波器と、上記0−π/2位相に分
波された誤差信号を交互に選択するスイッチ回路と、上
記選択された信号に0−π変調を施す2相PSK変調器
と、上記0−π変調が施された誤差信号の通過位相を0
〜π/2に渡り変化させる0〜π/2可変移相器と、上
記0−π変調のための変調信号を発生するクロック信号
発生器と、このクロック信号発生器の出力の一部を分周
する周波数分周器とを備え、上記0〜π/2可変移相器
の通過位相設定と、上記クロック信号発生器と上記周波
数分周器の反転/非反転出力の選択をそれぞれ外部から
の制御信号により選択し、上記0−π変調された誤差信
号と基準信号との合成位相を合せることを特徴とする追
尾受信装置。 - 【請求項2】 誤差信号を0−π/2位相に分ける直交
位相分波器と、上記分波された誤差信号にそれぞれ0−
π変調を施す一対の0−π変調部と、上記一対の0−π
変調部の出力信号を同相で合波する同相合波器から成る
4相PSK変調器を備え、一方の0−π変調器では外部
からの制御信号により反転/非反転出力が選択されたク
ロック信号発生器出力信号で0−π変調を施し、他方で
は上記クロック信号発生器出力信号と外部からの制御信
号により反転/非反転出力が選択された周波数分周器出
力信号との排他的論理和信号で0−π変調を施すことに
よって誤差信号に4相PSK変調をかけ、この変調され
た誤差信号と上記基準信号との位相を0〜π/2可変移
相器にて合わせることを特徴とする請求項1記載の追尾
受信装置。 - 【請求項3】 空中線において所定方向からの電波を基
準信号及び誤差信号として受け、この基準信号に対する
前記誤差信号の位相差、振幅差を取り出して角度誤差信
号をつくり、これにより前記空中線の指向方向を制御す
る追尾受信装置において、上記角度誤差信号の通過位相
を0〜2πに渡り変化させるnビットディジタル可変移
相器と、上記nビットディジタル可変移相器の0−π移
相ビットの設定を短周期で切替えるためのクロック信号
発生器と、0−π/2移相ビットの設定を長周期で切替
えるための信号を生成する周波数分周器とを備え、外部
からの切替え信号によって上記クロック信号発生器出力
信号と周波数分周器出力信号の位相をそれぞれ反転/非
反転選択し、これにより上記0−π/2移相ビットで直
交位相分離を、0−π移相ビットで0−π変調を施し、
さらに0−π/4移相ビット以下の下位各ビットを外部
からの信号により切替え任意に通過位相を設定すること
を特徴とする追尾受信装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP29012492A JP2967658B2 (ja) | 1992-10-28 | 1992-10-28 | 追尾受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP29012492A JP2967658B2 (ja) | 1992-10-28 | 1992-10-28 | 追尾受信装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH06138200A JPH06138200A (ja) | 1994-05-20 |
JP2967658B2 true JP2967658B2 (ja) | 1999-10-25 |
Family
ID=17752116
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP29012492A Expired - Lifetime JP2967658B2 (ja) | 1992-10-28 | 1992-10-28 | 追尾受信装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2967658B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2006226722A (ja) * | 2005-02-15 | 2006-08-31 | Mitsubishi Electric Corp | 追尾受信機及び誤差情報生成方法及び通信装置 |
-
1992
- 1992-10-28 JP JP29012492A patent/JP2967658B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH06138200A (ja) | 1994-05-20 |
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Legal Events
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