JP2967658B2 - 追尾受信装置 - Google Patents
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は空中線の自動追尾受信装
置に関するものである。
置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来、空中線を自動的に目標物（例えば
人工衛星）に指向させる自動追尾方式の一つにモノパル
ス方式があり、この種の装置として、図４に示すものが
あった。本方式では空中線の後に備え付けられた高次モ
ード結合器において、空中線のＡｚ（アジマス）方向及
びこれと直交するＥｌ（エレベーション）方向に対する
指向誤差に応じて高次モードを検出して誤差信号とし、
基準信号となる基本モード信号と個別に図４の装置に送
出する。図４において１は基準信号入力端子、２は誤差
信号入力端子、３は直交位相分波器、４は第一のスイッ
チ回路、５は２相ＰＳＫ変調器、６は０〜２π可変移相
器、７は結合器、８はクロック信号発生器、９は周波数
分周器、１０は局部信号発生器、１１は周波数変換器、
１２はバンドパスフィルタ、１３は自動利得制御回路、
１４は可変増幅器または可変減衰器、１５は電圧検出
器、１６は直流成分除去のためのコンデンサ、１７は同
期検波器、１８は第二のスイッチ回路、１９は第一のロ
ーパスフィルタ、２０は第二のローパスフィルタ、２１
はＡｚ誤差信号出力端子、２２はＥｌ誤差信号出力端
子、２３は可変移相器制御入力端子である。
人工衛星）に指向させる自動追尾方式の一つにモノパル
ス方式があり、この種の装置として、図４に示すものが
あった。本方式では空中線の後に備え付けられた高次モ
ード結合器において、空中線のＡｚ（アジマス）方向及
びこれと直交するＥｌ（エレベーション）方向に対する
指向誤差に応じて高次モードを検出して誤差信号とし、
基準信号となる基本モード信号と個別に図４の装置に送
出する。図４において１は基準信号入力端子、２は誤差
信号入力端子、３は直交位相分波器、４は第一のスイッ
チ回路、５は２相ＰＳＫ変調器、６は０〜２π可変移相
器、７は結合器、８はクロック信号発生器、９は周波数
分周器、１０は局部信号発生器、１１は周波数変換器、
１２はバンドパスフィルタ、１３は自動利得制御回路、
１４は可変増幅器または可変減衰器、１５は電圧検出
器、１６は直流成分除去のためのコンデンサ、１７は同
期検波器、１８は第二のスイッチ回路、１９は第一のロ
ーパスフィルタ、２０は第二のローパスフィルタ、２１
はＡｚ誤差信号出力端子、２２はＥｌ誤差信号出力端
子、２３は可変移相器制御入力端子である。
【０００３】次に動作について説明する。空中線に入力
した通信信号又はビーコン信号波は、後段に置かれた高
次モード結合器にて受信信号レベルに比例した基本モー
ド信号（基準信号）と、空中線の指向誤差に応じて発生
する高次モード信号（誤差信号）に分離され、基準信号
は基準信号入力端子１に、誤差信号は誤差信号入力端子
２にそれぞれ印加される。この際、例えば空中線のＡｚ
方向にのみ指向誤差があるとき、基準信号と誤差信号の
入力位相が同相（位相差なし）に、またＥｌ方向にのみ
指向誤差があるとき、基準信号と誤差信号の入力位相が
直交（位相差π／２）となるように入力位相を合せてお
く。基準信号と上記誤差信号の関係をベクトル表示にて
図５（ａ）に示す。次に誤差信号は、直交位相分波器３
にて同相成分（０ラジアン）と直交成分（π／２ラジア
ン）に２分割され、クロック信号発生器８からのクロッ
ク信号を周波数分周器９にて１／ｎに分周した長周期切
替え信号により、第一のスイッチ回路４にて交互に選択
され後段に送られる。そして更に２相ＰＳＫ変調器（０
−π変調器）５において、クロック信号発生器８からの
短周期切替え信号にて０−π変調が施される。これをベ
クトル表示にて図５（ｂ）に示す。上記変調された誤差
信号は、０〜２π可変移相器６を経て結合器７に送ら
れ、同じく結合器７に入力した上記基準信号と合成さ
れ、誤差信号による基準信号のＡＭ変調波となる。この
ＡＭ変調波の包絡線の様子を図５（ｃ）に示す。本図の
ように上記ＡＭ変調波は、クロック信号発生器８からの
単周期タイミングと、周波数分周器９にて１／ｍに分周
された長周期タイミングごとに包絡線が変化するが、こ
の包絡線の振幅値は短周期タイミングごとに０−π変調
に伴う誤差信号と基準信号とのベクトル和の振幅変化を
示し、長周期タイミングでは交互にＡｚ方向、Ｅｌ方向
の指向誤差値を表している。また装置内の各回路部で温
度変化や入力周波数変動によって基準信号に対する誤差
信号の位相がずれた場合、上記０〜２π可変移相器６に
て外部からの制御信号により誤差信号系の通過位相を変
化させ、基準信号との位相差を補正する。上記結合器７
にて合成され単一チャンネル化された受信信号は、周波
数変換器１１にて局部信号発生器１０からの信号と掛け
合わされて低周波数域に変換された後、バンドパスフィ
ルタ１２にて帯域外雑音が除去され自動利得制御回路１
３に入力する。自動利得制御回路１３では、本装置への
入力信号レベルの変動にともなって変化する単一チャン
ネル化された受信信号の電圧値を、電圧検出器１５によ
って検出し、この電圧値に応じて可変増幅器（または可
変減衰器）１４の利得量（または減衰量）を変化させ
て、常に一定の出力レベルを保っている。また、電圧検
出器１５の出力の一部はコンデンサ１６にて直流成分が
除去された後同期検波器１７に送られ、上記クロック信
号発生器８からの切替え信号によって、上記ＡＭ変調信
号の振幅成分を同期検波する。更に第二のスイッチ回路
１８では上記周波数分周器９からの切替え信号によっ
て、第一のスイッチ回路４と同じタイミングで切替え、
上記復調信号を第一のローパスフィルタ１９と第二のロ
ーパスフィルタ２０の各入力端子に振り分ける。第一の
ローパスフィルタ１９と第二のローパスフィルタ２０で
は、上記第二のスイッチ回路１８にて振り分けられたパ
ルス状のＡｚ方向誤差信号とＥｌ方向誤差信号を平滑化
して直流電圧値とし、Ａｚ誤差信号出力端子２１とＥｌ
誤差信号出力端子２２より送出する。
した通信信号又はビーコン信号波は、後段に置かれた高
次モード結合器にて受信信号レベルに比例した基本モー
ド信号（基準信号）と、空中線の指向誤差に応じて発生
する高次モード信号（誤差信号）に分離され、基準信号
は基準信号入力端子１に、誤差信号は誤差信号入力端子
２にそれぞれ印加される。この際、例えば空中線のＡｚ
方向にのみ指向誤差があるとき、基準信号と誤差信号の
入力位相が同相（位相差なし）に、またＥｌ方向にのみ
指向誤差があるとき、基準信号と誤差信号の入力位相が
直交（位相差π／２）となるように入力位相を合せてお
く。基準信号と上記誤差信号の関係をベクトル表示にて
図５（ａ）に示す。次に誤差信号は、直交位相分波器３
にて同相成分（０ラジアン）と直交成分（π／２ラジア
ン）に２分割され、クロック信号発生器８からのクロッ
ク信号を周波数分周器９にて１／ｎに分周した長周期切
替え信号により、第一のスイッチ回路４にて交互に選択
され後段に送られる。そして更に２相ＰＳＫ変調器（０
−π変調器）５において、クロック信号発生器８からの
短周期切替え信号にて０−π変調が施される。これをベ
クトル表示にて図５（ｂ）に示す。上記変調された誤差
信号は、０〜２π可変移相器６を経て結合器７に送ら
れ、同じく結合器７に入力した上記基準信号と合成さ
れ、誤差信号による基準信号のＡＭ変調波となる。この
ＡＭ変調波の包絡線の様子を図５（ｃ）に示す。本図の
ように上記ＡＭ変調波は、クロック信号発生器８からの
単周期タイミングと、周波数分周器９にて１／ｍに分周
された長周期タイミングごとに包絡線が変化するが、こ
の包絡線の振幅値は短周期タイミングごとに０−π変調
に伴う誤差信号と基準信号とのベクトル和の振幅変化を
示し、長周期タイミングでは交互にＡｚ方向、Ｅｌ方向
の指向誤差値を表している。また装置内の各回路部で温
度変化や入力周波数変動によって基準信号に対する誤差
信号の位相がずれた場合、上記０〜２π可変移相器６に
て外部からの制御信号により誤差信号系の通過位相を変
化させ、基準信号との位相差を補正する。上記結合器７
にて合成され単一チャンネル化された受信信号は、周波
数変換器１１にて局部信号発生器１０からの信号と掛け
合わされて低周波数域に変換された後、バンドパスフィ
ルタ１２にて帯域外雑音が除去され自動利得制御回路１
３に入力する。自動利得制御回路１３では、本装置への
入力信号レベルの変動にともなって変化する単一チャン
ネル化された受信信号の電圧値を、電圧検出器１５によ
って検出し、この電圧値に応じて可変増幅器（または可
変減衰器）１４の利得量（または減衰量）を変化させ
て、常に一定の出力レベルを保っている。また、電圧検
出器１５の出力の一部はコンデンサ１６にて直流成分が
除去された後同期検波器１７に送られ、上記クロック信
号発生器８からの切替え信号によって、上記ＡＭ変調信
号の振幅成分を同期検波する。更に第二のスイッチ回路
１８では上記周波数分周器９からの切替え信号によっ
て、第一のスイッチ回路４と同じタイミングで切替え、
上記復調信号を第一のローパスフィルタ１９と第二のロ
ーパスフィルタ２０の各入力端子に振り分ける。第一の
ローパスフィルタ１９と第二のローパスフィルタ２０で
は、上記第二のスイッチ回路１８にて振り分けられたパ
ルス状のＡｚ方向誤差信号とＥｌ方向誤差信号を平滑化
して直流電圧値とし、Ａｚ誤差信号出力端子２１とＥｌ
誤差信号出力端子２２より送出する。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】従来の追尾受信装置は
以上のように構成されているが、可変移相器は装置の周
囲温度変化や入力周波数変動による基準信号と誤差信号
間の位相関係を補償するために０から２πまでの位相可
変範囲が必要であるため、位相遅延部の経路長が長くな
り装置が大きくなる、また、位相設定の違いに伴う通過
信号の振幅特性変動によりＡｚ及びＥｌ方向誤差信号の
検出感度が変化し、結果として空中線の指向精度を低下
させるという問題点があった。
以上のように構成されているが、可変移相器は装置の周
囲温度変化や入力周波数変動による基準信号と誤差信号
間の位相関係を補償するために０から２πまでの位相可
変範囲が必要であるため、位相遅延部の経路長が長くな
り装置が大きくなる、また、位相設定の違いに伴う通過
信号の振幅特性変動によりＡｚ及びＥｌ方向誤差信号の
検出感度が変化し、結果として空中線の指向精度を低下
させるという問題点があった。
【０００５】この発明は上記のような課題を解消するた
めになされたもので、０から２πまでのいずれかにある
基準信号と誤差信号との位相差の補正を、通過信号振幅
特性への影響を少なく、かつ小型の回路でおこなうこと
のできる追尾受信装置を得ることを目的とする。
めになされたもので、０から２πまでのいずれかにある
基準信号と誤差信号との位相差の補正を、通過信号振幅
特性への影響を少なく、かつ小型の回路でおこなうこと
のできる追尾受信装置を得ることを目的とする。
【０００６】
【課題を解決するための手段】この発明に係わる追尾受
信装置は、クロック信号発生器及び周波数分周器の出力
にそれぞれの信号の位相を反転させるためのインバータ
とスイッチ回路を設け、外部からの制御信号にてスイッ
チを個別に切替え、クロック信号及び周波数分周器出力
信号を反転または非反転出力とし、周波数分周器出力信
号で誤差信号０−π／２選択用スイッチ切替え、クロッ
ク信号で２相ＰＳＫ変調をかけるものである。
信装置は、クロック信号発生器及び周波数分周器の出力
にそれぞれの信号の位相を反転させるためのインバータ
とスイッチ回路を設け、外部からの制御信号にてスイッ
チを個別に切替え、クロック信号及び周波数分周器出力
信号を反転または非反転出力とし、周波数分周器出力信
号で誤差信号０−π／２選択用スイッチ切替え、クロッ
ク信号で２相ＰＳＫ変調をかけるものである。
【０００７】また、直交位相分波器、０−π／２選択用
スイッチ回路、２相ＰＳＫ変調器の代わりに４相ＰＳＫ
変調器を、更に上記解決手段の周波数分周器出力信号と
クロック信号の排他的論理和を演算するエクスクルーシ
ブ・オア回路を設け、上記エクスクルーシブ・オア回路
出力信号とクロック信号にて４相ＰＳＫ変調をかける。
スイッチ回路、２相ＰＳＫ変調器の代わりに４相ＰＳＫ
変調器を、更に上記解決手段の周波数分周器出力信号と
クロック信号の排他的論理和を演算するエクスクルーシ
ブ・オア回路を設け、上記エクスクルーシブ・オア回路
出力信号とクロック信号にて４相ＰＳＫ変調をかける。
【０００８】直交位相分波器、０−π／２選択用スイッ
チ回路、２相ＰＳＫ変調器、０〜２π可変移相器の代わ
りにｎビットディジタル可変移相器を、また第６項解決
手段と同様クロック信号発生器及び周波数分周器の出力
にそれぞれの信号の位相を反転させるためのインバータ
とスイッチ回路を設け、外部からの制御信号にてスイッ
チを個別に切替え、クロック信号及び周波数分周器出力
信号を反転または非反転出力とし、クロック信号で０−
π移相器部の設定位相を、周波数分周器出力信号で０−
π／２移相器部の設定位相を変える。
チ回路、２相ＰＳＫ変調器、０〜２π可変移相器の代わ
りにｎビットディジタル可変移相器を、また第６項解決
手段と同様クロック信号発生器及び周波数分周器の出力
にそれぞれの信号の位相を反転させるためのインバータ
とスイッチ回路を設け、外部からの制御信号にてスイッ
チを個別に切替え、クロック信号及び周波数分周器出力
信号を反転または非反転出力とし、クロック信号で０−
π移相器部の設定位相を、周波数分周器出力信号で０−
π／２移相器部の設定位相を変える。
【０００９】
【作用】この発明における追尾受信装置では、０−π／
２選択用スイッチ回路切替えタイミング、及び２相ＰＳ
Ｋ変調器の変調タイミング信号の位相を外部制御信号で
切替え、誤差信号の通過位相をπ／２ステップで０から
３π／２に変化させる。
２選択用スイッチ回路切替えタイミング、及び２相ＰＳ
Ｋ変調器の変調タイミング信号の位相を外部制御信号で
切替え、誤差信号の通過位相をπ／２ステップで０から
３π／２に変化させる。
【００１０】また、別の実施例では４相ＰＳＫ変調器の
変調タイミング信号の位相を外部制御信号で切替え、誤
差信号の通過位相をπ／２ステップで０から３π／２に
変化させる。
変調タイミング信号の位相を外部制御信号で切替え、誤
差信号の通過位相をπ／２ステップで０から３π／２に
変化させる。
【００１１】さらにまた、別の実施例ではｎビットディ
ジタル可変移相器の各ビットに対応する移相器部の設定
を外部制御信号で切替え、０〜（２n −１）π／２
(n-1) ラジアンまでπ／２(n-1) ステップで変化させる
と同時に、４相ＰＳＫ変調をかける。
ジタル可変移相器の各ビットに対応する移相器部の設定
を外部制御信号で切替え、０〜（２n −１）π／２
(n-1) ラジアンまでπ／２(n-1) ステップで変化させる
と同時に、４相ＰＳＫ変調をかける。
【００１２】
実施例１ 以下、この発明の一実施例について説明する。図１にお
いて１〜５、７〜２３は上記従来例と全く同一のもので
ある。２４は第一のインバータ、２５は第二のインバー
タ、２６は第三のスイッチ回路、２７は第四のスイッチ
回路、２８は０〜π／２可変移相器、２９は第三のスイ
ッチ制御信号入力端子、３０は第四のスイッチ制御信号
入力端子である。
いて１〜５、７〜２３は上記従来例と全く同一のもので
ある。２４は第一のインバータ、２５は第二のインバー
タ、２６は第三のスイッチ回路、２７は第四のスイッチ
回路、２８は０〜π／２可変移相器、２９は第三のスイ
ッチ制御信号入力端子、３０は第四のスイッチ制御信号
入力端子である。
【００１３】上記のように構成された追尾受信装置にお
いては、従来例と同様にまず誤差信号入力端子２から入
力した誤差信号は、直交位相分波器３にて同相成分（０
ラジアン）と直交成分（π／２ラジアン）に２分割さ
れ、第一のスイッチ回路４にてクロック信号発生器８か
らの信号を周波数分周器９にて１／ｍに分周した長周期
切替え信号により交互に選択されて後段に送られる。そ
して更に２相ＰＳＫ変調器（０−π変調器）５におい
て、クロック信号発生器８からの短周期切替え信号にて
位相変調が施される。本発明においては、周波数分周器
９の出力の一部は第一のインバータ２４へ入力し位相が
反転され、非反転信号とともに第三のスイッチ回路２６
へ送られる。第三のスイッチ回路２６では、第三のスイ
ッチ制御信号入力端子２９からの信号に従ってスイッチ
を切替え、反転または非反転の周波数分周器９出力信号
を第一のスイッチ回路４へ送出する構成としている。ま
た、クロック信号発生器８の出力の一部は第二のインバ
ータ２５へ入力し位相が反転され、非反転クロック信号
とともに第四のスイッチ回路２７へ送られる。第四のス
イッチ回路２７では、第四のスイッチ制御信号入力端子
３０からの信号に従ってスイッチを切替え、反転または
非反転のクロック信号発生器８出力信号を２相ＰＳＫ変
調器５へ送出する構成としている。上記変調された誤差
信号は、可変移相器２８を経て結合器７に送られ、同じ
く結合器７に入力した上記基準信号と合成され、誤差信
号による基準信号のＡＭ変調波となる。上記ＡＭ変調波
は従来例と同様、短周期タイミングは０−π変調に伴う
誤差信号振幅変化と基準信号とのベクトル和を示し、長
周期タイミングは交互にＡｚ方向、Ｅｌ方向の指向誤差
値を表わしているため、本実施例における第三のスイッ
チ回路２６と第四のスイッチ回路２７の切替えの組合せ
により、図６（ａ）〜（ｄ）に示した４つのＡＭ変調包
絡線特性が得られる。これは従来例における０−２π可
変移相器６での位相設定を２／πごとに０から２πまで
変化させた場合の特性と等価であるため、本実施例にお
いては可変移相器２８の位相可変範囲は０〜２／πであ
れば、装置内の各回路部で温度変化や入力周波数変動に
よって基準信号に対する誤差信号の位相がずれた場合、
上記可変移相器２８の位相設定と第三のスイッチ回路２
６及び第四のスイッチ回路２７の設定を変えることで０
から２πまでの全位相範囲において基準信号との位相差
を補正することができる。以降の本装置各部での動作
は、従来例と全く同一であり、本装置にて検出されたＡ
ｚ方向誤差信号とＥｌ方向誤差信号は、Ａｚ誤差信号出
力端子２１とＥｌ誤差信号出力端子２２よりそれぞれ出
力される。
いては、従来例と同様にまず誤差信号入力端子２から入
力した誤差信号は、直交位相分波器３にて同相成分（０
ラジアン）と直交成分（π／２ラジアン）に２分割さ
れ、第一のスイッチ回路４にてクロック信号発生器８か
らの信号を周波数分周器９にて１／ｍに分周した長周期
切替え信号により交互に選択されて後段に送られる。そ
して更に２相ＰＳＫ変調器（０−π変調器）５におい
て、クロック信号発生器８からの短周期切替え信号にて
位相変調が施される。本発明においては、周波数分周器
９の出力の一部は第一のインバータ２４へ入力し位相が
反転され、非反転信号とともに第三のスイッチ回路２６
へ送られる。第三のスイッチ回路２６では、第三のスイ
ッチ制御信号入力端子２９からの信号に従ってスイッチ
を切替え、反転または非反転の周波数分周器９出力信号
を第一のスイッチ回路４へ送出する構成としている。ま
た、クロック信号発生器８の出力の一部は第二のインバ
ータ２５へ入力し位相が反転され、非反転クロック信号
とともに第四のスイッチ回路２７へ送られる。第四のス
イッチ回路２７では、第四のスイッチ制御信号入力端子
３０からの信号に従ってスイッチを切替え、反転または
非反転のクロック信号発生器８出力信号を２相ＰＳＫ変
調器５へ送出する構成としている。上記変調された誤差
信号は、可変移相器２８を経て結合器７に送られ、同じ
く結合器７に入力した上記基準信号と合成され、誤差信
号による基準信号のＡＭ変調波となる。上記ＡＭ変調波
は従来例と同様、短周期タイミングは０−π変調に伴う
誤差信号振幅変化と基準信号とのベクトル和を示し、長
周期タイミングは交互にＡｚ方向、Ｅｌ方向の指向誤差
値を表わしているため、本実施例における第三のスイッ
チ回路２６と第四のスイッチ回路２７の切替えの組合せ
により、図６（ａ）〜（ｄ）に示した４つのＡＭ変調包
絡線特性が得られる。これは従来例における０−２π可
変移相器６での位相設定を２／πごとに０から２πまで
変化させた場合の特性と等価であるため、本実施例にお
いては可変移相器２８の位相可変範囲は０〜２／πであ
れば、装置内の各回路部で温度変化や入力周波数変動に
よって基準信号に対する誤差信号の位相がずれた場合、
上記可変移相器２８の位相設定と第三のスイッチ回路２
６及び第四のスイッチ回路２７の設定を変えることで０
から２πまでの全位相範囲において基準信号との位相差
を補正することができる。以降の本装置各部での動作
は、従来例と全く同一であり、本装置にて検出されたＡ
ｚ方向誤差信号とＥｌ方向誤差信号は、Ａｚ誤差信号出
力端子２１とＥｌ誤差信号出力端子２２よりそれぞれ出
力される。
【００１４】実施例２ 上記実施例１では直交位相分波器３で位相０及びπ／２
に分波し、更にその出力を２相ＰＳＫ変調器にて０−π
変調した誤差信号の位相を、外部制御信号にてπ／２ス
テップで変更するようにしたが、４相ＰＳＫ変調器を用
いて変調信号パターンを外部制御信号にて変更すること
で、同様の動作を期待できる。図２において１〜３、７
〜３０は実施例１と同一または同等のものである。３１
は４相ＰＳＫ変調器、３２はその構成品である第一の０
−π変調部、３３は第二の０−π変調部、３４は同相合
波器、３５はエクスクルーシブ・オア回路である。
に分波し、更にその出力を２相ＰＳＫ変調器にて０−π
変調した誤差信号の位相を、外部制御信号にてπ／２ス
テップで変更するようにしたが、４相ＰＳＫ変調器を用
いて変調信号パターンを外部制御信号にて変更すること
で、同様の動作を期待できる。図２において１〜３、７
〜３０は実施例１と同一または同等のものである。３１
は４相ＰＳＫ変調器、３２はその構成品である第一の０
−π変調部、３３は第二の０−π変調部、３４は同相合
波器、３５はエクスクルーシブ・オア回路である。
【００１５】図２に示した実施例２では、誤差信号入力
端子２から入力した誤差信号は、４相ＰＳＫ変調器３１
においてクロック信号発生器８及び周波数分周器９から
の信号で変調が施されるが、第三のスイッチ回路２６を
経由した周波数分周器出力信号と第四のスイッチ回路２
７を経由したクロック信号の一部をエクスクルーシブ・
オア回路３５にて排他的論理和した出力信号によって第
一の０−π変調部３２で変調をかけ、第四のスイッチ回
路２７を経由したクロック信号で第二の０−π変調部３
３で変調をかける構成としているため、第三のスイッチ
回路２６及び第四のスイッチ回路２７を切替えて４相Ｐ
ＳＫ変調器３１出力位相をπ／２ステップで変化させる
ことができる。ただし実施例１では０〜π／２可変移相
器２８へ入力する誤差信号の位相は、誤差信号入力端子
２に印加された信号位相に対して、設定により０、π／
２，π，３π／２のいずれかであるが、実施例２では４
相ＰＳＫ変調器３１を用いているため、π／４，３π／
４，５π／４、７π／４のいずれかとなる。したがって
実施例２では誤差信号の通過位相は基準信号に対してπ
／４オフセットした値となるが、０〜π／２可変移相器
２８にてあらかじめ位相補正をすることで、実施例１と
同様の動作となる。
端子２から入力した誤差信号は、４相ＰＳＫ変調器３１
においてクロック信号発生器８及び周波数分周器９から
の信号で変調が施されるが、第三のスイッチ回路２６を
経由した周波数分周器出力信号と第四のスイッチ回路２
７を経由したクロック信号の一部をエクスクルーシブ・
オア回路３５にて排他的論理和した出力信号によって第
一の０−π変調部３２で変調をかけ、第四のスイッチ回
路２７を経由したクロック信号で第二の０−π変調部３
３で変調をかける構成としているため、第三のスイッチ
回路２６及び第四のスイッチ回路２７を切替えて４相Ｐ
ＳＫ変調器３１出力位相をπ／２ステップで変化させる
ことができる。ただし実施例１では０〜π／２可変移相
器２８へ入力する誤差信号の位相は、誤差信号入力端子
２に印加された信号位相に対して、設定により０、π／
２，π，３π／２のいずれかであるが、実施例２では４
相ＰＳＫ変調器３１を用いているため、π／４，３π／
４，５π／４、７π／４のいずれかとなる。したがって
実施例２では誤差信号の通過位相は基準信号に対してπ
／４オフセットした値となるが、０〜π／２可変移相器
２８にてあらかじめ位相補正をすることで、実施例１と
同様の動作となる。
【００１６】実施例３ 上記した実施例１では直交位相分波器３で位相０及びπ
／２に分波し、更にその出力を２相ＰＳＫ変調器にて０
−π変調した誤差信号の位相を、外部制御信号にてπ／
２ステップで変更するようにし、また実施例２では４相
ＰＳＫ変調器を用いて変調器出力位相を外部制御信号で
変更しているが、各実施例の上記回路部及び０〜π／２
可変移相器の代わりに、ｎ個の切替え信号にて制御する
ｎビットディジタル可変移相器を設け、０−π移相器部
で０−π変調を、０−π／２移相器部でＡｚ、Ｅ１誤差
信号切替えをすることで同様の動作を期待できる。図３
において１〜３、７〜３０は実施例１と同一のものであ
る。３６はｎビットディジタル可変移相器で本実施例に
おいてはｎ＝５の場合について示してある。３７〜４１
は上記ｎビットディジタル可変移相器を構成する各ビッ
ト移相器部で、３７は０−π移相器部、３８は０−π／
２移相器部、３９は０−π／４移相器部、４０は０−π
／８移相器部、４１は０−π／１６移相器部である。ま
た、４２はｎビット移相器制御信号入力端子で本実施例
では５ビット並列入力の場合を示している。
／２に分波し、更にその出力を２相ＰＳＫ変調器にて０
−π変調した誤差信号の位相を、外部制御信号にてπ／
２ステップで変更するようにし、また実施例２では４相
ＰＳＫ変調器を用いて変調器出力位相を外部制御信号で
変更しているが、各実施例の上記回路部及び０〜π／２
可変移相器の代わりに、ｎ個の切替え信号にて制御する
ｎビットディジタル可変移相器を設け、０−π移相器部
で０−π変調を、０−π／２移相器部でＡｚ、Ｅ１誤差
信号切替えをすることで同様の動作を期待できる。図３
において１〜３、７〜３０は実施例１と同一のものであ
る。３６はｎビットディジタル可変移相器で本実施例に
おいてはｎ＝５の場合について示してある。３７〜４１
は上記ｎビットディジタル可変移相器を構成する各ビッ
ト移相器部で、３７は０−π移相器部、３８は０−π／
２移相器部、３９は０−π／４移相器部、４０は０−π
／８移相器部、４１は０−π／１６移相器部である。ま
た、４２はｎビット移相器制御信号入力端子で本実施例
では５ビット並列入力の場合を示している。
【００１７】図３に示す実施例３では、誤差信号入力端
子２から入力した誤差信号はｎビットディジタル可変移
相器３６に入力し、通過位相が０〜（２n −１）π／２
(n-1) ラジアンまでπ／２(n-1) ラジアンの分解能で設
定される。図３はｎ＝５について示しており、通過位相
は０〜３１π／１６ラジアンまでπ／１６ラジアンステ
ップにて位相設定がおこなわれる。ここでｎビットディ
ジタル可変移相器３６の上位２ビット、すなわち０−π
移相器部３７と０−π／２移相器部３８をクロック信号
及び周波数分周器出力信号にて切り替え、０−π変調と
Ａｚ／Ｅｌ方向誤差信号切り替えを実施する。第四のス
イッチ回路２７を経由したクロック信号は０−π移相器
部３７に送られ、０−π変調をおこなう。また、第三の
スイッチ回路２６を経由した周波数分周器出力信号は０
−π／２移相器部３８に送られ、位相の長周期切り替え
をおこなう。ｎビット移相器制御信号入力端子４２から
の並列制御信号上位２ビット（４２−ａ及び４２−ｂ）
はそれぞれ第三のスイッチ回路２６と第四のスイッチ回
路２７に送られ、各スイッチを選択し通過位相を０、π
／２、π、３π／２のいずれかに設定するため、実施例
１及び２と同様の動作となる。その他の下位ビットは直
接各移相器部に入力され、π／２以下の細かい移相設定
をおこなうことで、合わせて誤差信号系の通過位相が基
準信号の位相と合うよう補正をおこなう。
子２から入力した誤差信号はｎビットディジタル可変移
相器３６に入力し、通過位相が０〜（２n −１）π／２
(n-1) ラジアンまでπ／２(n-1) ラジアンの分解能で設
定される。図３はｎ＝５について示しており、通過位相
は０〜３１π／１６ラジアンまでπ／１６ラジアンステ
ップにて位相設定がおこなわれる。ここでｎビットディ
ジタル可変移相器３６の上位２ビット、すなわち０−π
移相器部３７と０−π／２移相器部３８をクロック信号
及び周波数分周器出力信号にて切り替え、０−π変調と
Ａｚ／Ｅｌ方向誤差信号切り替えを実施する。第四のス
イッチ回路２７を経由したクロック信号は０−π移相器
部３７に送られ、０−π変調をおこなう。また、第三の
スイッチ回路２６を経由した周波数分周器出力信号は０
−π／２移相器部３８に送られ、位相の長周期切り替え
をおこなう。ｎビット移相器制御信号入力端子４２から
の並列制御信号上位２ビット（４２−ａ及び４２−ｂ）
はそれぞれ第三のスイッチ回路２６と第四のスイッチ回
路２７に送られ、各スイッチを選択し通過位相を０、π
／２、π、３π／２のいずれかに設定するため、実施例
１及び２と同様の動作となる。その他の下位ビットは直
接各移相器部に入力され、π／２以下の細かい移相設定
をおこなうことで、合わせて誤差信号系の通過位相が基
準信号の位相と合うよう補正をおこなう。
【００１８】
【発明の効果】この発明は以上説明したように構成され
ているので、以下に記載されたような効果を奏する。
ているので、以下に記載されたような効果を奏する。
【００１９】実施例１及び２において、外部制御信号に
より０−π変調タイミングとＡｚ／Ｅｌ誤差信号切り替
えタイミングを０〜３π／２までπ／２ステップで設定
できるようにし、その結果従来例における０〜２π可変
移相器を０〜π／２可変移相器としたので、可変範囲が
１／４に縮小でき装置が小さくなる、また可変移相器の
可変範囲が狭いので振幅特性の変動が少なくなり、Ａｚ
及びＥｌ誤差信号の検出感度が安定し空中線の指向精度
を保つことができる。
より０−π変調タイミングとＡｚ／Ｅｌ誤差信号切り替
えタイミングを０〜３π／２までπ／２ステップで設定
できるようにし、その結果従来例における０〜２π可変
移相器を０〜π／２可変移相器としたので、可変範囲が
１／４に縮小でき装置が小さくなる、また可変移相器の
可変範囲が狭いので振幅特性の変動が少なくなり、Ａｚ
及びＥｌ誤差信号の検出感度が安定し空中線の指向精度
を保つことができる。
【００２０】また実施例３では可変移相器をｎビットデ
ィジタル式として、誤差信号の通過位相量を可変する一
方、上位２ビットで０−π変調と０−π／２のＡｚ、Ｅ
ｌ誤差信号の切り替えをおこなうので従来例における直
交位相分波器、第一のスイッチ回路及び２相ＰＳＫ変調
器が不要となるため、上記第１７項の効果と同様装置が
小さくできる、また上記各部がないため装置の振幅変動
が少なくなりＡｚ及びＥｌ誤差信号の検出感度が安定し
空中線の指向精度を保つことができる。
ィジタル式として、誤差信号の通過位相量を可変する一
方、上位２ビットで０−π変調と０−π／２のＡｚ、Ｅ
ｌ誤差信号の切り替えをおこなうので従来例における直
交位相分波器、第一のスイッチ回路及び２相ＰＳＫ変調
器が不要となるため、上記第１７項の効果と同様装置が
小さくできる、また上記各部がないため装置の振幅変動
が少なくなりＡｚ及びＥｌ誤差信号の検出感度が安定し
空中線の指向精度を保つことができる。
【図１】この発明の実施例１を示す回路ブロック図であ
る。
る。
【図２】この発明の実施例２を示す回路ブロック図であ
る。
る。
【図３】この発明の実施例３を示す回路ブロック図であ
る。
る。
【図４】従来の追尾受信装置を示す回路ブロック図であ
る。
る。
【図５】従来の追尾受信装置の動作説明を補う信号ベク
トル及び信号波形図である。
トル及び信号波形図である。
【図６】本発明の動作説明を補う信号波形図である。
１ 基準信号入力端子 ２ 誤差信号入力端子 ３ 直交位相分波器 ４ 第一のスイッチ回路 ５ ２相ＰＳＫ変調器 ７ 同相合波器 ８ クロック信号発生器 ９ 周波数分周器 １０ 局部信号発生器 １１ 周波数変換器 １２ バンドパスフィルタ １３ 自動利得制御回路 １４ 可変増幅器（又は可変減衰器） １５ 電圧検出器 １６ コンデンサ １７ 同期検波器 １８ 第二のスイッチ回路 １９ 第一のローパスフィルタ ２０ 第二のローパスフィルタ ２１ Ａｚ方向角度誤差信号出力端子 ２２ Ｅｌ方向角度誤差信号出力端子 ２３ 可変移相器制御信号入力端子 ２４ 第一のインバータ ２５ 第二のインバータ ２６ 第三のスイッチ回路 ２７ 第四のスイッチ回路 ２８ ０〜π／２可変移相器 ２９ 第三のスイッチ切り替え信号入力端子 ３０ 第三のスイッチ切り替え信号入力端子 ３１ ４相ＰＳＫ変調器 ３２ 第一の０−π変調部 ３３ 第一の０−π変調部 ３４ 第二の同相合波器周波数変換器 ３５ エクスクルーシブ・オア回路 ３６ ｎビットディジタル可変移相器 ３７ ０−π移相器部 ３８ ０−π／２移相器部 ３９ ０−π／４移相器部 ４０ ０−π／８移相器部 ４１ ０−π／１６移相器部 ４２ ｎビット移相器制御信号入力端子
Claims (3)
- 【請求項１】 空中線において所定方向からの電波を基
準信号及び誤差信号として受け、この基準信号に対する
前記誤差信号の位相差、振幅差を取り出して角度誤差信
号をつくり、これにより前記空中線の指向方向を制御す
る追尾受信装置において、上記誤差信号を０−π／２位
相に分ける直交位相分波器と、上記０−π／２位相に分
波された誤差信号を交互に選択するスイッチ回路と、上
記選択された信号に０−π変調を施す２相ＰＳＫ変調器
と、上記０−π変調が施された誤差信号の通過位相を０
〜π／２に渡り変化させる０〜π／２可変移相器と、上
記０−π変調のための変調信号を発生するクロック信号
発生器と、このクロック信号発生器の出力の一部を分周
する周波数分周器とを備え、上記０〜π／２可変移相器
の通過位相設定と、上記クロック信号発生器と上記周波
数分周器の反転／非反転出力の選択をそれぞれ外部から
の制御信号により選択し、上記０−π変調された誤差信
号と基準信号との合成位相を合せることを特徴とする追
尾受信装置。 - 【請求項２】 誤差信号を０−π／２位相に分ける直交
位相分波器と、上記分波された誤差信号にそれぞれ０−
π変調を施す一対の０−π変調部と、上記一対の０−π
変調部の出力信号を同相で合波する同相合波器から成る
４相ＰＳＫ変調器を備え、一方の０−π変調器では外部
からの制御信号により反転／非反転出力が選択されたク
ロック信号発生器出力信号で０−π変調を施し、他方で
は上記クロック信号発生器出力信号と外部からの制御信
号により反転／非反転出力が選択された周波数分周器出
力信号との排他的論理和信号で０−π変調を施すことに
よって誤差信号に４相ＰＳＫ変調をかけ、この変調され
た誤差信号と上記基準信号との位相を０〜π／２可変移
相器にて合わせることを特徴とする請求項１記載の追尾
受信装置。 - 【請求項３】 空中線において所定方向からの電波を基
準信号及び誤差信号として受け、この基準信号に対する
前記誤差信号の位相差、振幅差を取り出して角度誤差信
号をつくり、これにより前記空中線の指向方向を制御す
る追尾受信装置において、上記角度誤差信号の通過位相
を０〜２πに渡り変化させるｎビットディジタル可変移
相器と、上記ｎビットディジタル可変移相器の０−π移
相ビットの設定を短周期で切替えるためのクロック信号
発生器と、０−π／２移相ビットの設定を長周期で切替
えるための信号を生成する周波数分周器とを備え、外部
からの切替え信号によって上記クロック信号発生器出力
信号と周波数分周器出力信号の位相をそれぞれ反転／非
反転選択し、これにより上記０−π／２移相ビットで直
交位相分離を、０−π移相ビットで０−π変調を施し、
さらに０−π／４移相ビット以下の下位各ビットを外部
からの信号により切替え任意に通過位相を設定すること
を特徴とする追尾受信装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29012492A JP2967658B2 (ja) | 1992-10-28 | 1992-10-28 | 追尾受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP29012492A JP2967658B2 (ja) | 1992-10-28 | 1992-10-28 | 追尾受信装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06138200A JPH06138200A (ja) | 1994-05-20 |
| JP2967658B2 true JP2967658B2 (ja) | 1999-10-25 |
Family
ID=17752116
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP29012492A Expired - Lifetime JP2967658B2 (ja) | 1992-10-28 | 1992-10-28 | 追尾受信装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2967658B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2006226722A (ja) * | 2005-02-15 | 2006-08-31 | Mitsubishi Electric Corp | 追尾受信機及び誤差情報生成方法及び通信装置 |
-
1992
- 1992-10-28 JP JP29012492A patent/JP2967658B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH06138200A (ja) | 1994-05-20 |
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