JP2938472B2 - 回転角検出装置 - Google Patents
回転角検出装置Info
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- Measurement Of Length, Angles, Or The Like Using Electric Or Magnetic Means (AREA)
- Transmission And Conversion Of Sensor Element Output (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 「産業上の利用分野」 この発明はACサーボモータ等の回転角検出に用いられ
る回転角検出装置に関する。
る回転角検出装置に関する。
「従来の技術」 第２図は従来の回転角検出装置の構成例を示すブロッ
ク図であり、この図において、１は図示せぬACサーボモ
ータに取り付けられ、ACサーボモータの回転角に応じた
サイン波検出電圧およびコサイン波検出電圧を出力する
１相入力２相出力型のレゾルバであり、入力コイル1a
と、入力コイル1aに対して電気的に同位相の出力コイル
1bと、入力コイル1aに対して電気的に90度の位相差があ
る出力コイル1cとから構成されている。
ク図であり、この図において、１は図示せぬACサーボモ
ータに取り付けられ、ACサーボモータの回転角に応じた
サイン波検出電圧およびコサイン波検出電圧を出力する
１相入力２相出力型のレゾルバであり、入力コイル1a
と、入力コイル1aに対して電気的に同位相の出力コイル
1bと、入力コイル1aに対して電気的に90度の位相差があ
る出力コイル1cとから構成されている。
また、２は常時所定の周波数のサイン波信号電圧を発
生し、レゾルバ１の入力コイル1aの両端に印加するサイ
ン波発生器、3a〜3cはそれぞれコイル1a〜1cの両端の電
圧を増幅する増幅器である。
生し、レゾルバ１の入力コイル1aの両端に印加するサイ
ン波発生器、3a〜3cはそれぞれコイル1a〜1cの両端の電
圧を増幅する増幅器である。
さらに、４は入力値に応じてコサイン波信号電圧を出
力するコサイン変換器、５は入力値に応じてサイン波信
号電圧を出力するサイン変換器、６は増幅器3bに出力電
圧とコサイン変換器４の出力電圧とを乗算する乗算器、
７は増幅器3cの出力電圧とサイン変換器５の出力電圧と
を乗算する乗算器、８は乗算器６および７のそれぞれの
出力電圧を入力してその差を増幅する差動増幅器、９は
差動増幅器８の出力電圧を増幅器3aの出力電圧によって
除算する除算器である。
力するコサイン変換器、５は入力値に応じてサイン波信
号電圧を出力するサイン変換器、６は増幅器3bに出力電
圧とコサイン変換器４の出力電圧とを乗算する乗算器、
７は増幅器3cの出力電圧とサイン変換器５の出力電圧と
を乗算する乗算器、８は乗算器６および７のそれぞれの
出力電圧を入力してその差を増幅する差動増幅器、９は
差動増幅器８の出力電圧を増幅器3aの出力電圧によって
除算する除算器である。
加えて、10はパルス発振器であり、除算器９の出力電
圧が正ならば出力端子10aから“H"レベルの電圧を出力
すると共に、出力端子10bから除算器９の出力電圧の絶
対値に応じた周波数のパルスを出力し、除算器９の出力
電圧が負ならば出力端子10aから“L"レベルの電圧を出
力すると共に、出力端子10bからは除算器９の出力電圧
の絶対値に応じた周波数のパルスを出力する。11はアッ
プダウンカウンタであり、入力端子11aに印加される電
圧が“H"レベルならば入力端子11bから入力されるパル
スをカウントアップしてそのカウント値を出力し、入力
端子11aに印加される電圧が“L"レベルならば入力端子1
1bから入力されるパルスをカウントダウンしてそのカウ
ント値を出力する。
圧が正ならば出力端子10aから“H"レベルの電圧を出力
すると共に、出力端子10bから除算器９の出力電圧の絶
対値に応じた周波数のパルスを出力し、除算器９の出力
電圧が負ならば出力端子10aから“L"レベルの電圧を出
力すると共に、出力端子10bからは除算器９の出力電圧
の絶対値に応じた周波数のパルスを出力する。11はアッ
プダウンカウンタであり、入力端子11aに印加される電
圧が“H"レベルならば入力端子11bから入力されるパル
スをカウントアップしてそのカウント値を出力し、入力
端子11aに印加される電圧が“L"レベルならば入力端子1
1bから入力されるパルスをカウントダウンしてそのカウ
ント値を出力する。
このような構成において、サイン発振器２の出力電圧
をsinωｔとした場合、ACサーボモータが回転してレゾ
ルバ１が回転した時、コイル1aの電圧とコイル1cの出力
電圧との位相差がθ、即ち、レゾルバの回転角、言い換
えれば、ACサーボモータの回転角がθであるとき、コイ
ル1bおよび1cには次式で表す電圧V1bおよびV1cがそれぞ
れ誘起される。
をsinωｔとした場合、ACサーボモータが回転してレゾ
ルバ１が回転した時、コイル1aの電圧とコイル1cの出力
電圧との位相差がθ、即ち、レゾルバの回転角、言い換
えれば、ACサーボモータの回転角がθであるとき、コイ
ル1bおよび1cには次式で表す電圧V1bおよびV1cがそれぞ
れ誘起される。
V1b＝k0・sinωｔ・sinθ ・・・ V1c＝k0・sinωｔ・cosθ ・・・ ここで、k0は定数である。
これにより、増幅器3bおよび3cからは次式で表す電圧
V3bおよびV3cがそれぞれ出力される。
V3bおよびV3cがそれぞれ出力される。
V3b＝k0・sinωｔ・sinθ ・・・ V3b＝k0・sinωｔ・cosθ ・・・ ここで、ｋは定数である。
一方、今、アップダウンカウント11の出力値がψであ
るとすると、コサイン変換器４およびサイン変換器５か
らは次式で表す電圧V4およびV5がそれぞれ出力される。
るとすると、コサイン変換器４およびサイン変換器５か
らは次式で表す電圧V4およびV5がそれぞれ出力される。
V4＝cosψ ・・・ V5＝sinψ ・・・ 従って、乗算器６および７からは次式で表す電圧V6お
よびV7がそれぞれ出力される。
よびV7がそれぞれ出力される。
V6＝ｋ・sinωｔ・sinθ・cosψ ・・・ V7＝ｋ・sinωｔ・cosθ・sinψ ・・・ これにより、差動増幅器８からは次式で表す電圧V8が
出力される。
出力される。
V8＝ｋ・sinωｔ・（sinθ・cosψ−cosθ・sinψ） ＝ｋ・sinωｔ・sin（θ−ψ） ・・・ 一方、コイル1aの両端の電圧V1aはsinωｔであるの
で、この電圧V1aが増幅器3aにおいてｋ倍され、次式で
示す電圧V3aとなる。
で、この電圧V1aが増幅器3aにおいてｋ倍され、次式で
示す電圧V3aとなる。
V3a＝ｋ・sinωｔ ・・・・ 従って、除算器９からは次式で表す電圧V9が出力され
る。
る。
V9＝sin（θ−ψ） ・・・ そして、電圧V9がパルス発振器10に入力され、電圧V9
が正、即ち、θ＞ψならばパルス発振器10の出力端子10
aから“H"レベルの電圧が出力されると共に、出力端子1
0bからは電圧V9の絶対値に応じた周波数のパルスが出力
される。
が正、即ち、θ＞ψならばパルス発振器10の出力端子10
aから“H"レベルの電圧が出力されると共に、出力端子1
0bからは電圧V9の絶対値に応じた周波数のパルスが出力
される。
従って、アップダウンカウンタ11は、入力端子11bか
ら入力されるパルスを（θ−ψ）に応じた速度でカウン
トアップし、値がθ＝ψになるとパルス発振器10がパル
スの発振を停止する。
ら入力されるパルスを（θ−ψ）に応じた速度でカウン
トアップし、値がθ＝ψになるとパルス発振器10がパル
スの発振を停止する。
一方、電圧V9が負、即ち、θ＜ψならばパルス発振器
10の出力端子10aから“L"レベルの電圧が出力されると
共に、出力端子10bからは電圧V9の絶対値に応じた周波
数のパルスが出力される。
10の出力端子10aから“L"レベルの電圧が出力されると
共に、出力端子10bからは電圧V9の絶対値に応じた周波
数のパルスが出力される。
従って、アップダウンカウンタ11は、入力端子11bか
ら入力されるパルスを（θ−ψ）に応じた速度でカウン
トダウンし、値がθ＝ψになるとパルス発振器10がパル
スの発振を停止する。
ら入力されるパルスを（θ−ψ）に応じた速度でカウン
トダウンし、値がθ＝ψになるとパルス発振器10がパル
スの発振を停止する。
以上説明したように、電圧V9が常にゼロ、即ち、θ＝
ψとなるように、制御される。従って、アップダウンカ
ウント11の出力値ψにより、レゾルバ１の回転角θ、即
ち、ACサーボモータの回転角θが検出できる。
ψとなるように、制御される。従って、アップダウンカ
ウント11の出力値ψにより、レゾルバ１の回転角θ、即
ち、ACサーボモータの回転角θが検出できる。
「発明が解決しようとする課題」 ところで、上述した従来の回転角検出装置に用いられ
るレゾルバは、エンコーダに比べて耐環境性に優れてお
り、また、容易に高分解能が得られるという利点を持っ
ている。
るレゾルバは、エンコーダに比べて耐環境性に優れてお
り、また、容易に高分解能が得られるという利点を持っ
ている。
しかし、このレゾルバを回転角検出装置に用いると、
周辺回路が複雑になり、回路の構成部品が多くなるた
め、以下に示す欠点があった。
周辺回路が複雑になり、回路の構成部品が多くなるた
め、以下に示す欠点があった。
高価である。
装置が大型である。
信頼性が低い。
検出精度が低い。
実用化が困難である。
この発明は上述した事情に鑑みてなされたもので、安
価で小型かつ軽量で、信頼性が高く、しかも、検出精度
が高い回転角検出装置を提供することを目的としてい
る。
価で小型かつ軽量で、信頼性が高く、しかも、検出精度
が高い回転角検出装置を提供することを目的としてい
る。
「課題を解決するための手段」 この発明による回転角検出回路は、所定の周波数の発
振信号が印加される入力コイルと、該入力コイルに対し
て電気的に同位相の第１の出力コイルと、前記入力コイ
ルに対して電気的に90度の位相差がある第２の出力コイ
ルとを具備するレゾルバと、前記発振信号のピーク値を
検出してサンプル信号を出力するピーク検出器と、前記
サンプル信号を入力して前記第１の出力コイルに誘起さ
れる第１の出力電圧を保持する第１のサンプルホールド
回路と、前記第１のサンプルホールド回路と同時に前記
サンプル信号を入力して前記第２の出力コイルに誘起さ
れる第２の出力電圧を保持する第２のサンプホールド回
路と、保持された前記第１および第２の出力電圧を第１
および第２のディジタルデータに変換するアナログ／デ
ィジタル変換器と、 前記サンプル信号を入力すると共に、前記第１および第
２のディジタルデータを入力して、該第１および第２の
ディジタルデータを、 レゾルバの回転角＝tan-1（（第１のディジタルデー
タ）／（第２のディジタルデータ）） なる式に各々代入することにより、前記レゾルバの回転
角の演算を行う制御回路とを具備することを特徴として
いる。
振信号が印加される入力コイルと、該入力コイルに対し
て電気的に同位相の第１の出力コイルと、前記入力コイ
ルに対して電気的に90度の位相差がある第２の出力コイ
ルとを具備するレゾルバと、前記発振信号のピーク値を
検出してサンプル信号を出力するピーク検出器と、前記
サンプル信号を入力して前記第１の出力コイルに誘起さ
れる第１の出力電圧を保持する第１のサンプルホールド
回路と、前記第１のサンプルホールド回路と同時に前記
サンプル信号を入力して前記第２の出力コイルに誘起さ
れる第２の出力電圧を保持する第２のサンプホールド回
路と、保持された前記第１および第２の出力電圧を第１
および第２のディジタルデータに変換するアナログ／デ
ィジタル変換器と、 前記サンプル信号を入力すると共に、前記第１および第
２のディジタルデータを入力して、該第１および第２の
ディジタルデータを、 レゾルバの回転角＝tan-1（（第１のディジタルデー
タ）／（第２のディジタルデータ）） なる式に各々代入することにより、前記レゾルバの回転
角の演算を行う制御回路とを具備することを特徴として
いる。
「作用」 この発明によれば、レゾルバが回転した時の発振信号
の電圧と第２の電圧との位相差、即ち、レゾルバの回転
角がθであるとすると、まず、ピーク検出器は発振信号
のピーク値を検出してサンプル信号を出力する。
の電圧と第２の電圧との位相差、即ち、レゾルバの回転
角がθであるとすると、まず、ピーク検出器は発振信号
のピーク値を検出してサンプル信号を出力する。
次に、第１のサンプルホールド回路は、第１の出力コ
イルに誘起される第１の出力電圧を保持する。これと同
時に、第２のサンプルホールド回路は、第１の出力コイ
ルに誘起される第２の出力電圧を保持する。すなわち、
第１の出力電圧と第２の出力電圧とは、同時に保持され
る。
イルに誘起される第１の出力電圧を保持する。これと同
時に、第２のサンプルホールド回路は、第１の出力コイ
ルに誘起される第２の出力電圧を保持する。すなわち、
第１の出力電圧と第２の出力電圧とは、同時に保持され
る。
そして、保持された第１および第２の出力電圧は、ア
ナログ／ディジタル変換器により第１および第２のディ
ジタルデータに各々変換される。
ナログ／ディジタル変換器により第１および第２のディ
ジタルデータに各々変換される。
これにより、制御回路は、サンプル信号のタイミング
に応じて、第１および第２のディジタルデータを入力し
て、該第１および第２のディジタルデータを、 レゾルバの回転角＝tan-1（（第１のディジタルデー
タ）／（第２のディジタルデータ）） なる式に各々代入することにより、レゾルバの回転角の
演算を行う。
に応じて、第１および第２のディジタルデータを入力し
て、該第１および第２のディジタルデータを、 レゾルバの回転角＝tan-1（（第１のディジタルデー
タ）／（第２のディジタルデータ）） なる式に各々代入することにより、レゾルバの回転角の
演算を行う。
「実施例」 以下、図面を参照してこの発明の一実施例について説
明する。第１図はこの発明の一実施例による回転角検出
装置の構成を示すブロック図であり、この図において、
第２図の各部に対応する部分には同一の符号を付け、そ
の説明を省略する。
明する。第１図はこの発明の一実施例による回転角検出
装置の構成を示すブロック図であり、この図において、
第２図の各部に対応する部分には同一の符号を付け、そ
の説明を省略する。
第１図に示す回転角検出装置においては、構成要素４
〜11に代えて、増幅器3aの出力電圧V3aのピーク値Vpを
検出してサンプル信号が出力するピーク検出器12、サン
プル信号を入力して増幅器3bおよび3cの出力電圧V3bお
よびV3cをそれぞれ保持するサンプルホールド回路13お
よび14、サンプホールド回路13および14の出力電圧をそ
れぞれディジタルデータに変換するA/D変換器15および1
6、サンプル信号を入力すると共に、A/D変換器15および
16のそれぞれの出力データを入力してレゾルバ１の回転
角の演算を行うCPU（中央処理装置）17が新たに設けら
れている。
〜11に代えて、増幅器3aの出力電圧V3aのピーク値Vpを
検出してサンプル信号が出力するピーク検出器12、サン
プル信号を入力して増幅器3bおよび3cの出力電圧V3bお
よびV3cをそれぞれ保持するサンプルホールド回路13お
よび14、サンプホールド回路13および14の出力電圧をそ
れぞれディジタルデータに変換するA/D変換器15および1
6、サンプル信号を入力すると共に、A/D変換器15および
16のそれぞれの出力データを入力してレゾルバ１の回転
角の演算を行うCPU（中央処理装置）17が新たに設けら
れている。
このような構成において、サイン発振器２の出力電圧
をsinωｔとし、ACサーボモータが回転してレゾルバ１
が回転した時のコイル1aの電圧とコイル1cの出力電圧と
の位相差、即ち、レゾルバの回転角がθであるとする
と、増幅器3bおよび3cからは次式で表す電圧V3bおよびV
3cがそれぞれ出力される。
をsinωｔとし、ACサーボモータが回転してレゾルバ１
が回転した時のコイル1aの電圧とコイル1cの出力電圧と
の位相差、即ち、レゾルバの回転角がθであるとする
と、増幅器3bおよび3cからは次式で表す電圧V3bおよびV
3cがそれぞれ出力される。
V3b＝ｋ・sinωｔ・sinθ ・・・ V3b＝ｋ・sinωｔ・cosθ ・・・ ここで、ｋは定数である。
一方、増幅器3aからは次式で示す電圧V3aが出力され
る。
る。
V3a＝ｋ・sinωｔ ・・・ 従って、ピーク検出器12は電圧V3aのピーク値Vp、即
ち、±ｋを検出してサンプル信号を出力する。そして、
サンプホールド回路13および14は、サンプル信号を入力
してピーク値Vpが出力された時の増幅器3bおよび3cの出
力電圧V3bおよびV3c、即ち、次式で表す電圧VhbおよびV
hcをそれぞれ保持する。
ち、±ｋを検出してサンプル信号を出力する。そして、
サンプホールド回路13および14は、サンプル信号を入力
してピーク値Vpが出力された時の増幅器3bおよび3cの出
力電圧V3bおよびV3c、即ち、次式で表す電圧VhbおよびV
hcをそれぞれ保持する。
Vhb＝±ｋ・sinθ ・・・ Vhc＝±ｋ・cosθ ・・・ 次に、A/D変換器15および16は、サンプルホールド回
路13および14の出力電圧VhbおよびVhcをそれぞれディジ
タルデータに変換して出力する。
路13および14の出力電圧VhbおよびVhcをそれぞれディジ
タルデータに変換して出力する。
そして、CPU17は、サンプル信号のタイミングに応じ
て、A/D変換器15および16のそれぞれの出力データを入
力した後、以下に示す演算を行ってレゾルバ１の回転角
θ、即ち、ACサーボモータの回転角θを検出する。
て、A/D変換器15および16のそれぞれの出力データを入
力した後、以下に示す演算を行ってレゾルバ１の回転角
θ、即ち、ACサーボモータの回転角θを検出する。
尚、上述した一実施例において、ピーク検出器12を用
いたのは増幅器3aの出力電圧V3aの絶対値が大きいほど
検出精度が上がるためである（sinωｔ＝０の時は検出
不能である）。
いたのは増幅器3aの出力電圧V3aの絶対値が大きいほど
検出精度が上がるためである（sinωｔ＝０の時は検出
不能である）。
また、サンプルホールド回路13および14は、増幅器3b
および3cの出力電圧を同時に保持するために必要であ
る。つまり、この保持時刻がずれた場合には、検出精度
が上がらないからである。
および3cの出力電圧を同時に保持するために必要であ
る。つまり、この保持時刻がずれた場合には、検出精度
が上がらないからである。
さらに、上述した一実施例においては、A/D変換器15
および16を２つ用いた例を示したが、これらは一般に高
価かつサイズが大きいため、どちらか１つだけを用い、
増幅器3bおよび3cの出力電圧を切り換えて入力してもよ
い。
および16を２つ用いた例を示したが、これらは一般に高
価かつサイズが大きいため、どちらか１つだけを用い、
増幅器3bおよび3cの出力電圧を切り換えて入力してもよ
い。
加えて、上述した一実施例においては、レゾルバ１の
入力コイル1aにサイン波を入力した例を示したが、これ
は三角波あるいは矩形波でもよく、矩形波の場合には、
ピーク検出器12は、増幅器3aの出力電圧が“H"レベルの
間の適当なタイミングでサンプル信号を出力すればよ
い。また、この場合、検出角θの変化がないか遅い場合
には、サンプルホールド回路13および14における多少の
電圧保持のタイミングのずれは許容できる。
入力コイル1aにサイン波を入力した例を示したが、これ
は三角波あるいは矩形波でもよく、矩形波の場合には、
ピーク検出器12は、増幅器3aの出力電圧が“H"レベルの
間の適当なタイミングでサンプル信号を出力すればよ
い。また、この場合、検出角θの変化がないか遅い場合
には、サンプルホールド回路13および14における多少の
電圧保持のタイミングのずれは許容できる。
ところで、最近では、上述したACサーボモータの制御
にCPU（マイクロプロセッサ）を用いる場合が多いが、
このような場合には、上述したCPU17を改めて設けるこ
となく、このマイクロプロセッサがCPU17の役割を担っ
てもよい。
にCPU（マイクロプロセッサ）を用いる場合が多いが、
このような場合には、上述したCPU17を改めて設けるこ
となく、このマイクロプロセッサがCPU17の役割を担っ
てもよい。
また、最近では、ACサーボモータの制御を行う場合、
電流値をA/D変換器によってディジタルデータに変換
し、このディジタルデータをマイクロプロセッサに入力
してACサーボモータを制御する全ディジタルサーボ制御
を行う場合があるが、この場合には、A/D変換器15およ
び16を設けることなく、上述したA/D変換器の前段にア
ナログマルチプレクサを設けて入力信号を切り換えて用
いてもよい。
電流値をA/D変換器によってディジタルデータに変換
し、このディジタルデータをマイクロプロセッサに入力
してACサーボモータを制御する全ディジタルサーボ制御
を行う場合があるが、この場合には、A/D変換器15およ
び16を設けることなく、上述したA/D変換器の前段にア
ナログマルチプレクサを設けて入力信号を切り換えて用
いてもよい。
以上説明したように、モータ制御回路まで拡張して考
えることにより、共用できる部品が多くあるため、トー
タルの部品多数を従来に比べて格段に少なくすることが
できる。
えることにより、共用できる部品が多くあるため、トー
タルの部品多数を従来に比べて格段に少なくすることが
できる。
「発明の効果」 以上説明したように、この発明によれば、従来に比べ
て回路が簡単であり、部品多数が格段に少ないため、以
下に示す効果がある。
て回路が簡単であり、部品多数が格段に少ないため、以
下に示す効果がある。
安価である。
小型かつ軽量である。
信頼性が高い。
検出精度が高い。
実用化が容易である。
第１図はこの発明の一実施例による回転角検出装置の構
成を示すブロック図、第２図は従来の回転角検出装置の
構成例を示すブロック図である。 １……レゾルバ、２……サイン波発振器、3a〜3c……増
幅器、12……ピーク検出器、13,14……サンプルホール
ド回路、15,16……A/D変換器、17……CPU。
成を示すブロック図、第２図は従来の回転角検出装置の
構成例を示すブロック図である。 １……レゾルバ、２……サイン波発振器、3a〜3c……増
幅器、12……ピーク検出器、13,14……サンプルホール
ド回路、15,16……A/D変換器、17……CPU。
Claims (1)
- 【請求項１】所定の周波数の発振信号が印加される入力
コイルと、該入力コイルに対して電気的に同位相の第１
の出力コイルと、前記入力コイルに対して電気的に90度
の位相差がある第２の出力コイルとを具備するレゾルバ
と、 前記発振信号のピーク値を検出してサンプル信号を出力
するピーク検出器と、 前記サンプル信号を入力して前記第１の出力コイルに誘
起される第１の出力電圧を保持する第１のサンプルホー
ルド回路と、 前記第１のサンプルホールド回路と同時に前記サンプル
信号を入力して前記第２の出力コイルに誘起される第２
の出力電圧を保持する第２のサンプルホールド回路と、 保持された前記第１および第２の出力電圧を第１および
第２のディジタルデータに変換するアナログ／ディジタ
ル変換器と、 前記サンプル信号を入力すると共に、前記第１および第
２のディジタルデータを入力して、該第１および第２の
ディジタルデータを、 レゾルバの回転角＝tan-1（（第１のディジタルデー
タ）／（第２のディジタルデータ）） なる式に各々代入することにより、前記レゾルバの回転
角の演算を行う制御回路とを具備することを特徴とする
回転角検出装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1190826A JP2938472B2 (ja) | 1989-07-24 | 1989-07-24 | 回転角検出装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1190826A JP2938472B2 (ja) | 1989-07-24 | 1989-07-24 | 回転角検出装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0354415A JPH0354415A (ja) | 1991-03-08 |
| JP2938472B2 true JP2938472B2 (ja) | 1999-08-23 |
Family
ID=16264406
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1190826A Expired - Fee Related JP2938472B2 (ja) | 1989-07-24 | 1989-07-24 | 回転角検出装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2938472B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP5040805B2 (ja) * | 2008-05-19 | 2012-10-03 | 株式会社ジェイテクト | 回転角度検出装置 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0743267B2 (ja) * | 1986-01-27 | 1995-05-15 | 株式会社安川電機 | レゾルバ／デジタル・コンバ−タによる位置検出方法 |
-
1989
- 1989-07-24 JP JP1190826A patent/JP2938472B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0354415A (ja) | 1991-03-08 |
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