JP2911093B2 - 直流モータの速度制御方法、及びそれに適する直流モータの速度制御回路 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、直流モータの速度制御
方法、及びそれに適する直流モータの速度制御回路に関
する。さらに詳しくいえば、本発明は、被制御直流モー
タにおける回転数の対トルク特性を安定させるための直
流モータの速度制御方法、及びそれに適する直流モータ
の速度制御回路に関する。

【０００２】本発明は、特に、小型化・軽量化・低消費
電力化が求められる電動工具などに適用可能であるが、
それのみに限定されない。

【０００３】

【従来の技術】例えば電動工具などに使用される直流モ
ータの速度制御回路においては、従来より、トルク変動
が加えられても回転数が安定に維持されるように制御す
る直流モータの速度制御回路が知られている。

【０００４】この種の直流モータの速度制御回路におい
ては、小型化・低消費電力化を図りながらも、回転ムラ
に対する高精度な抑制特性を示すことが求められてい
る。

【０００５】そこで、従来より、例えば特開平４−３５
１４８８号公報に記載されているように、直流モータを
間欠的に所定時間通電させ、該直流モータの回転数を指
示する制御値に対して該直流モータの発電量をフィード
バックさせて、該直流モータの非通電時間をフィードバ
ック制御することが提案されている。

【０００６】

【発明が解決しようとする課題】この種の構成を有する
直流モータの速度制御回路においては、被制御直流モー
タにおける回転数の対トルク特性がより大きいトルクに
対しても安定に維持されるようにして適用範囲を拡げる
ためには、経験的に被制御直流モータの前記所定通電時
間をより長く設定することが必要とされる。

【０００７】ところが、被制御直流モータの前記所定通
電時間をより長く設定すると、今度は、電動工具などに
おいては、低トルク、低回転時にバイブレーションが発
生してしまい、前記構成のままでは、より大きいトルク
に適用範囲を拡げることが容易ではないことが新たに判
明した。

【０００８】そこで、低トルク、低回転時にバイブレー
ションを発生させずに、より大きいトルクに適用範囲を
拡げられる直流モータの速度制御方法、及びそれに適す
る直流モータの速度制御回路が求められている。

【０００９】本発明の技術的課題は、このような問題に
着目し、直流モータの速度制御方法において、より大き
いトルクに適用範囲を拡げても、低トルク、低回転時に
バイブレーションを発生させないことにある。

【００１０】また、本発明の技術的課題は、本発明の直
流モータの速度制御方法に適する直流モータの速度制御
回路を提示することにある。

【００１１】

【課題を解決するための手段】請求項１の直流モータの
速度制御方法は、通電時間と非通電時間とからなる通電
周期に基づいて被制御直流モータを間欠的に通電させ、
前記非通電時間内に発生する前記被制御直流モータの逆
起電力の発電量をフィードバックさせて非通電時間を制
御する。

【００１２】そのような方法において、請求項１の直流
モータの速度制御方法は、前記通電時間を予め複数段階
に設定すると共に、前記通電周期に対する該通電時間を
比率であらわした所定デューテイ比を複数段階に分けて
設定し、前記被制御直流モータが低速回転時において、
各段階の各々のデューテイ比が小さく制御されて前記通
電周期が所定の値になった時に、前記設定した通電時間
を１段階短くなるように切り換える。

【００１３】請求項２の直流モータの速度制御回路は、
図１（ａ）に示すように、一端を電源（Ｖｃｃ）のホッ
トエンド側に接続した被制御直流モータ（１）の他端と
電源（Ｖｃｃ）のコールドエンド側との間をスイッチン
グするスイッチング素子（２）と、前記被制御直流モー
タ（１）と前記スイッチング素子（２）との接続点の電
位（ＶＭ）を平滑した制御信号を発生することができる
制御信号発生手段（４）とを有している。

【００１４】さらに、請求項２の直流モータの速度制御
回路は、前記被制御直流モータ（１）の回転数を指示す
る制御信号（Ｖｒｅｆ）と前記制御信号とを比較し、そ
れらが一致したときにトリガ信号を出力することができ
る比較手段（５）を有している。

【００１５】さらに、請求項２の直流モータの速度制御
回路は、該トリガ信号に同期して、前記スイッチング素
子（２）をオンにする所定幅からなるパルス信号を出力
することができるパルス発生手段（３）と、を有する直
流モータの速度制御回路であって、前記パルス発生手段
（３）におけるパルス信号を複数段階のパルス幅からな
るパルス信号に設定する。

【００１６】そのような構成において、請求項２の直流
モータの速度制御回路は、前記電位（ＶＭ）の平均電圧
が増加して所定値に達した時に前記パルス発生手段
（３）における複数段階のパルス幅のパルス信号を１段
階短くするための切換信号を発生させることができる切
換制御手段（６）を設けたことである。

【００１７】このような構成において、請求項３の直流
モータの速度制御回路は、前記パルス発生手段（３）
は、前記パルス信号のパルス幅がＣＲ時定数で決定され
るように構成する。

【００１８】そして、前記切換制御手段（６）は、前記
電位（ＶＭ）の平均電圧が所定値に達した時に前記ＣＲ
時定数を切り換えるスイッチング素子を備えたことであ
る。

【００１９】

【作用】請求項１の直流モータの速度制御方法において
も、従来と同様に、被制御直流モータにトルクが印加さ
れると、被制御直流モータの通電時間はそのままで非通
電時間を短くしてデューテイ比が大きくなるフィードバ
ック制御が行われる。このとき、通電デューティ比が１
００％に限りなく近づけば、駆動電圧下における被制御
直流モータの最大出力トルクが得られるように考えられ
る。

【００２０】しかし、直流モータの通電をパルス状にオ
ン（通電）・オフ（非通電）制御すると、オンからオフ
へ切り換えた直後においては、ほぼ一定期間持続される
逆起電力が直流モータに発生し、この値はトルクの大小
により変化しないため、該期間内においては比較手段に
よりオフからオンへ切り換えることが正常に行えなくな
る。

【００２１】そのため、該期間をＴＢとすると、通電時
間をＴｏｎとして、トルク変動に対する回転数変動が抑
制される最大トルクは、前記切り換えが正常に行われる
最大デューティ比である、 Ｔｏｎ／（Ｔｏｎ＋ＴＢ） に依存し、該最大トルクを大きくするためには、通電時
間Ｔｏｎを大きくすることが必須であることが分かっ
た。

【００２２】また、低トルク、低回転時においては直流
モータの通電デューティ比は小さくなるように制御され
るが、前記通電時間Ｔｏｎを大きく設定すると、直流モ
ータの通電デューティ比が小さく制御されたときに、必
然的に通電周期が長くなってしまうのがバイブレーショ
ン発生の原因であることが分かった。

【００２３】そこで、請求項１の直流モータの速度制御
方法は、直流モータの通電デューテイ比が小さく制御さ
れるときには、通電時間を短く切り換えて通電周期を短
くすることにより、バイブレーション発生を抑制する。

【００２４】図１（ｂ）に基づいて詳しく説明すると、
同図斜線部をバイブレーション発生の恐れがある通電周
期として、同じ通電時間においては通電デューテイ比が
小さくなるように制御されると同図（ア）のように通電
周期も長くなるが、通電周期が所定の値、即ち、斜線に
示す値に近い値になった時に、通電時間が１段階短く切
り換えれば通電時間が短くなったぶん必然的に通電周期
は短くなり、同図（イ）のように通電周期が前記斜線部
に達することを回避できる。

【００２５】請求項１の直流モータの速度制御方法は、
このように段階的に設定できるようにした通電時間を切
り換えて通電周期をバイブレーション発生範囲外に調整
する。なお、前記斜線部はバイブレーション発生の境界
を簡易的に直線で示したもので、実際に直線で区切られ
るとは限らない。

【００２６】また、一方では、請求項１の直流モータの
速度制御方法は、通電デューテイ比が大きいときには、
同図（ウ）のように前記通電時間Ｔｏｎを大きくするよ
うに通電時間の切り換えを行って、前記最大トルクを大
きく拡げる。

【００２７】請求項２の直流モータの速度制御回路は、
被制御直流モータ１とスイッチング素子２との接続点の
電位ＶＭの平均電圧に応じて、前記スイッチング素子２
のスイッチング状態をオンに制御するパルスのパルス幅
を切り換えるので、請求項１の直流モータの速度制御方
法に適する。

【００２８】請求項３の直流モータの速度制御回路は、
前記パルス幅をＣＲ時定数で決定し、前記電位ＶＭの平
均電圧に応じて前記ＣＲ時定数を切り換えるので、請求
項１の直流モータの速度制御方法に適する。

【００２９】そして、時間を規定する回路においてはＣ
Ｒ時定数を用いることが簡素であるから、請求項３の直
流モータの速度制御回路は、直流モータの速度制御回路
を小型化、軽量化、低消費電力化することを可能にす
る。

【００３０】

【実施例】次に、本発明による直流モータの速度制御方
法、及びそれに適する直流モータの速度制御回路が、実
際上どのように具体化されるのかを、実施例で説明す
る。

【００３１】〔 第１実施例について 〕 先ず、図２に示す回路図に基づいて、本発明の第１実施
例の構成について説明する。

【００３２】直流モータＭ１０の一端は、電源Ｖｃｃに
接続される。該直流モータＭ１０の他端は、該直流モー
タＭ１０とグラウンド間の通電をスイッチングするスイ
ッチング素子ＴＲ１１に接続されている。また、前記直
流モータＭ１０には、ダイオードＤ１０が、順方向を形
成する低電位側を前記電源Ｖｃｃに並列に接続されてい
る。

【００３３】前記電源Ｖｃｃとグラウンド間には、抵抗
Ｒ１２とツェナーダイオードＤ１３とからなる直列回路
が接続されている。このツェナーダイオードＤ１３に
は、ツェナー電圧が前記電源Ｖｃｃより大きいものが使
用される。

【００３４】このツェナーダイオードＤ１３において
は、このツェナーダイオードＤ１３と前記抵抗Ｒ１２と
の接続点の電位を前記電源Ｖｃｃに保つことが行われ
る。なお、以下においては、該接続点を電源Ｖｃｃ’と
記す。

【００３５】ＩＣ１７は、２点の電位を比較するコンパ
レータ部と該コンパレータ部の比較結果に応じてパルス
を発生するパルス発生部とを備えたコントローラであ
り、一般に”５５５”と呼ばれるタイマＩＣである。な
お、同図中において（）で示した番号は、コントローラ
ＩＣ１７のピン番号である。

【００３６】該コントローラＩＣ１７においては、２番
ピンと５番ピンとに印加される電位を比較し、５番ピン
の電位と２番ピンの電位とが等しくなったときに、３番
ピンからパルス信号を出力することが行われる。該パル
ス信号のパルス幅は、６、７番ピンに接続されるＣＲ回
路の時定数で決定される。なお、６、７番ピンに接続さ
れるＣＲ回路の時定数が大きいほど、前記パルス幅は長
い。

【００３７】該ＣＲ回路を構成する抵抗Ｒ１９は、前記
６、７番ピンと前記電源Ｖｃｃ’との間に接続される。
また、同ＣＲ回路を構成するコンデンサＣ２０は、前記
６、７番ピンとグラウンドとの間に接続されている。

【００３８】前記コントローラＩＣ１７から出力される
前記パルス信号は、抵抗Ｒ１４を介して、前記スイッチ
ング素子ＴＲ１１のスイッチング制御入力に接続されて
いる。前記スイッチング素子ＴＲ１１においては、該ス
イッチング制御入力に前記パルス信号が印加される期間
において、スイッチング状態はオンに制御される。

【００３９】前記直流モータＭ１０と前記スイッチング
素子ＴＲ１１との接続点と、グラウンド間には、抵抗Ｒ
１５とコンデンサＣ１６との直列回路が接続される。該
抵抗Ｒ１５とコンデンサＣ１６との接続点は、前記コン
トローラＩＣ１７の５番ピンに接続される。

【００４０】前記電源Ｖｃｃ’とグラウンド間には、抵
抗Ｒ２２とボリュームＶＲ２３と抵抗Ｒ２４とからなる
直列回路が接続されている。該ボリュームＶＲ２３の可
変部は、抵抗Ｒ２１を介して、前記コントローラＩＣ１
７の２番ピンに接続されている。該２番ピンとグラウン
ド間にはコンデンサＣ１８が接続されている。

【００４１】該ボリュームＶＲ２３は、具体的には、電
動工具などのトリガと連動し、前記直流モータＭ１０の
回転数を操作するものである。

【００４２】前記直流モータＭ１０と前記スイッチング
素子ＴＲ１１との接続点と、グラウンド間には、抵抗Ｒ
２７と抵抗Ｒ２８との直列回路が接続されている。該抵
抗Ｒ２８には、コンデンサＣ２９が並列に接続されてい
る。

【００４３】前記電源Ｖｃｃ’とグラウンド間には、抵
抗Ｒ３１と抵抗Ｒ３２とからなる直列回路が接続されて
いる。該抵抗Ｒ３２には、コンデンサＣ３３が並列に接
続されている。

【００４４】抵抗Ｒ２６の一端は、前記コントローラＩ
Ｃ１７の６、７番ピンに接続されている。該抵抗Ｒ２６
の他端は、該抵抗Ｒ２６と前記電源Ｖｃｃ’間の通電を
スイッチングするスイッチング素子ＴＲ３５に接続され
ている。

【００４５】該スイッチング素子ＴＲ３５のスイッチン
グ制御入力は、抵抗Ｒ３４の一端に接続されている。該
抵抗Ｒ３４の他端は、該抵抗Ｒ３４と前記抵抗Ｒ３２間
の通電をスイッチングするスイッチング素子ＴＲ３０に
接続されている。該スイッチング素子ＴＲ３０のスイッ
チング制御入力は、前記抵抗Ｒ２７と前記抵抗Ｒ２８と
の接続点に接続されている。

【００４６】前記スイッチング素子ＴＲ３０において
は、前記スイッチング制御入力の電位が、前記抵抗Ｒ３
１と前記抵抗Ｒ３２との接続点の電位よりも高いとき
に、スイッチング状態はオンに制御される。

【００４７】このとき、前記スイッチング素子ＴＲ３５
においては、前記スイッチング制御入力が通電状態にな
るため、スイッチング状態はオンに制御される。

【００４８】そして、前記スイッチング素子ＴＲ３５の
スイッチング状態がオンに制御されると、前記抵抗Ｒ１
９と前記抵抗Ｒ２６とは並列回路を構成し、前記コント
ローラＩＣ１７の出力パルスのパルス幅を決定するＣＲ
時定数は小さくなる。

【００４９】〔 作動について 〕 次に、図３に示すタイミングチャートに基づいて、上記
説明した接続構成を有する速度制御回路の作動について
説明する。

【００５０】この図３中、は前記直流モータＭ１０と
前記スイッチング素子ＴＲ１１との接続点の電位、は
前記スイッチング素子ＴＲ３０のスイッチング制御入力
の電位、は前記抵抗Ｒ３１と前記抵抗Ｒ３２との接続
点の電位をそれぞれ示している。なお、図３（ａ）、
（ｂ）とも、縦軸、横軸のスケールはそれぞれ同一であ
る。

【００５１】この図３（ａ）においては、低トルク、低
速度で、前記直流モータＭ１０の通電デューティ比は比
較的に小さくなるように制御されている。この図３
（ｂ）においては、高トルク、高速度で、前記直流モー
タＭ１０の通電デューティ比は比較的に大きくなるよう
に制御されている。

【００５２】この図３（ａ）に示すように、比較的に通
電デューティ比が小さくなるように制御されていると
き、前記スイッチング素子ＴＲ３０においては、が低
電位になる比率が小さいため、前記スイッチング制御入
力の電位が、前記抵抗Ｒ３１と前記抵抗Ｒ３２とで分
圧される電位よりも上昇する。

【００５３】この状態においては、前記スイッチング素
子ＴＲ３０、前記スイッチング素子ＴＲ３５のスイッチ
ング状態は共にオンに制御され、前記抵抗Ｒ１９と前記
抵抗Ｒ２６とで並列回路が構成される。そのため、前記
ＣＲ時定数は小さくなって、前記コントローラＩＣ１７
が出力するパルスのパルス幅は短くなる。

【００５４】この図３（ｂ）に示すように、比較的に通
電デューティ比が大きくなるように制御されていると
き、前記スイッチング素子ＴＲ３０においては、が低
電位になる比率が上昇するため、前記スイッチング制御
入力の電位は、前記抵抗Ｒ３１と前記抵抗Ｒ３２とで
分圧される電位よりも下降する。

【００５５】この状態においては、前記スイッチング素
子ＴＲ３０、前記スイッチング素子ＴＲ３５のスイッチ
ング状態は共にオフに制御され、前記抵抗Ｒ１９と前記
抵抗Ｒ２６とは並列回路を構成しない。そのため、前記
ＣＲ時定数は大きくなって、前記コントローラＩＣ１７
が出力するパルスのパルス幅は長くなる。

【００５６】このとき、このように前記コントローラＩ
Ｃ１７が出力するパルスのパルス幅が切り換えられて長
くなると、前記直流モータＭ１０に逆起電力が生じて前
記直流モータＭ１０を再度通電させることができない前
記時間帯ＴＢがあっても、最大通電デューティ比は大き
くとれるようになり、その結果、トルク変動に対する回
転変動を抑制できる最大トルクも大きくなる。

【００５７】一方、図３（ａ）においては、通電デュー
ティ比が小さくなるようにフィードバック制御されてい
るのであるが、前記のように、前記コントローラＩＣ１
７が出力するパルス信号のパルス幅（通電時間）が切り
換えられて短くなっているため、通電周期がそれほど長
くはならない。そのため、バイブレーションは発生しな
い。

【００５８】本実施例においては、このように印加トル
クが大きいときには、前記コントローラＩＣ１７が出力
するパルスのパルス幅が切り換えられ長くなり、通電周
期も長くなって、対トルク特性が向上する。一方、印加
トルクが小さいときには、前記コントローラＩＣ１７が
出力するパルス信号のパルス幅が切り換えられ短くな
り、通電周期も短くなって、バイブレーションの発生が
抑制される。

【００５９】詳しくいうと、図３（ａ）において、 Ｔｏｎａ ：前記コントローラＩＣ１７が出力するパ
ルス信号のパルス幅 Ｔｃｙｃａ ：通電周期 τａ ：印加トルク とすれば、 τａ＝ｋ・Ｔｏｎａ／Ｔｃｙｃａ と示される。ここで、ｋは定数である。従って、Ｔｏｎ
ａを短くすれば、Ｔｃｙｃａも短くなり、バイブレーシ
ョンの発生が抑制される。

【００６０】また、図３（ｂ）において、 Ｔｏｎｂ ：前記コントローラＩＣ１７が出力するパル
ス信号のパルス幅 τＭＡＸｂ：回転変動を制御できる最大トルク とすれば τＭＡＸｂ＝ｋ・Ｔｏｎｂ／（Ｔｏｎｂ＋ＴＢ） と示される。従って、Ｔｏｎｂを長くすれば、τＭＡＸ
ｂも大きくなり、対トルク特性が向上する。

【００６１】〔 第２実施例について 〕 また、前記スイッチング素子ＴＲ３０をコンパレータで
構成しても良い。図４は、前記スイッチング素子ＴＲ３
０をコンパレータで構成した第２実施例を示す回路図で
ある。なお、同図中において前記と同一符号を付したも
のは、同一符号で対応する前記要素と同等であるので、
説明を省略する。

【００６２】抵抗Ｒ５０と抵抗５１と抵抗Ｒ５２とは、
前記電源Ｖｃｃ’とグラウンド間に直列に接続されてい
る。コンデンサＣ５３は、前記抵抗Ｒ５１と前記抵抗Ｒ
５２とからなる直列回路に並列に接続されている。抵抗
Ｒ５４と抵抗Ｒ５５とは、前記電源Ｖｃｃ’とグラウン
ド間に直列に接続されている。

【００６３】前記抵抗Ｒ５１と前記抵抗Ｒ５２との接続
点は、差動増幅器５６のマイナス入力側に接続されてい
る。前記抵抗Ｒ５４と前記抵抗Ｒ５５との接続点は、前
記差動増幅器５６のプラス入力側に接続されている。Ｒ
５７は、前記差動増幅器５６のフィードバック抵抗であ
る。

【００６４】前記差動増幅器５６の出力は、抵抗Ｒ５８
を介して、前記抵抗Ｒ２６と前記電源Ｖｃｃ’間の通電
をスイッチングするスイッチング素子ＴＲ６１のスイッ
チング制御入力側に接続されている。該スイッチング制
御入力と前記電源Ｖｃｃ’間には、抵抗Ｒ５９とコンデ
ンサＣ６０とが並列に接続されている。

【００６５】前記スイッチング素子ＴＲ６１において
は、前記差動増幅器５６の出力が低電位になると、スイ
ッチング状態はオンに制御される。このとき、前記抵抗
Ｒ１９と前記抵抗Ｒ２６とは並列回路を構成する。前記
差動増幅器５６においては、プラス入力の電位がマイナ
ス入力の電位より大きいとき、高電位が出力される。

【００６６】〔 第３実施例について 〕 また、前記抵抗Ｒ２６の低電位側をスイッチングする構
成でも良い。図５は、前記抵抗Ｒ２６の低電位側をスイ
ッチングするように構成した第３実施例を示す回路図で
ある。なお、同図中において前記説明した実施例と同一
符号を付したものは、同一符号で対応する構成要素と同
等であるので、説明を省略する。

【００６７】前記差動増幅器５６においては、前記第２
実施例とはプラス入力とマイナス入力とが入れ換えて接
続されている。

【００６８】前記差動増幅器５６の出力は、前記抵抗Ｒ
２６と前記コンデンサＣ２０間の通電をスイッチングす
るスイッチング素子ＴＲ８０のスイッチング制御入力に
接続されている。前記抵抗Ｒ２６の他端は、前記電源Ｖ
ｃｃ’に接続されている。

【００６９】前記スイッチング素子ＴＲ８０において
は、前記差動増幅器５６の出力が高電位になると、スイ
ッチング状態はオンに制御される。このとき、前記抵抗
Ｒ１９と前記抵抗Ｒ２６とは並列回路を構成する。

【００７０】〔 第４実施例について 〕 また、コンデンサ容量を変えて前記パルス幅を決定する
ＣＲ時定数を切り換える構成でも良い。図６は、コンデ
ンサ容量を切り換えるように構成した第４実施例を示す
回路図である。なお、同図中において前記説明した実施
例と同一符号を付したものは、同一符号で対応する構成
要素と同等であるので、その説明を省略する。

【００７１】コンデンサＣ１０３の一端は、前記抵抗Ｒ
１９と前記コンデンサＣ２０との接続点に接続されてい
る。該コンデンサＣ１０３の他端は、該コンデンサＣ１
０３とグラウンド間の通電をスイッチングするスイッチ
ング素子ＴＲ１０２に接続されている。

【００７２】該スイッチング素子ＴＲ１０２のスイッチ
ング制御入力は、抵抗Ｒ１０１の一端に接続されてい
る。該抵抗Ｒ１０１の他端は、該抵抗Ｒ１０１と前記抵
抗Ｒ３１間の通電をスイッチングするスイッチング素子
ＴＲ１００に接続されている。

【００７３】該スイッチング素子ＴＲ１００のスイッチ
ング制御入力は、前記抵抗Ｒ２７と前記抵抗Ｒ２８との
接続点に接続されている。

【００７４】前記スイッチング素子ＴＲ１００において
は、前記スイッチング制御入力の電位が、前記抵抗Ｒ３
１と前記抵抗Ｒ３２との接続点の電位よりも低いとき
に、スイッチング状態はオンに制御される。

【００７５】このとき、前記スイッチング素子ＴＲ１０
２においては、前記スイッチング制御入力が通電状態に
なるため、スイッチング状態はオンに制御される。

【００７６】そして、前記スイッチング素子ＴＲ１０２
のスイッチング状態がオンに制御されると、前記コンデ
ンサＣ２０と前記コンデンサＣ１０３とは並列回路を構
成し、前記コントローラＩＣ１７の出力パルスのパルス
幅を決定するＣＲ時定数は大きくなる。

【００７７】

【発明の効果】請求項１の直流モータの速度制御方法
は、前記のように、被制御直流モータの通電時間を切り
換えて通電周期を調整するので、従来とは異なって、バ
イブレーション発生の恐れがある通電周期を回避しなが
ら、より大きい通電デューティ比で被制御直流モータを
駆動することが可能となった。

【００７８】そのため、請求項１の直流モータの速度制
御方法においては、バイブレーション発生を制御して、
かつ、より大きいトルクまで回転数変動を抑制すること
が可能となった。

【００７９】請求項２の直流モータの速度制御回路は、
前記のように、被制御直流モータの前記電位（ＶＭ）に
応じて被制御直流モータの通電をスイッチングするパル
スのパルス幅を切り換えるように構成されるので、従来
とは異なって、バイブレーション発生の恐れがある通電
周期を回避しながら、より広い通電デューテイ比で被制
御直流モータを駆動させることが可能となった。

【００８０】そのため、請求項２の直流モータの速度制
御回路においては、バイブレーション発生を抑制して、
かつ、より大きいトルクまで回転数変動を抑制すること
が可能となった。

【００８１】加えて、請求項３の直流モータの速度制御
回路は、前記のように、ＣＲ時定数を切り換えて通電時
間を切り換えるように構成されるので、回路が簡素化さ
れ、直流モータの速度制御回路を小型化、軽量化、低消
費電力化することができた。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の基本原理を示すブロック図とタイムチ
ャートである。

【図２】本発明の第１実施例を示す回路図である。

【図３】作動を示すタイムチャートである。

【図４】本発明の第２実施例を示す回路図である。

【図５】本発明の第３実施例を示す回路図である。

【図６】本発明の第４実施例を示す回路図である。

【符号の説明】

Ｍ１０ 直流モータ ＴＲ１１ スイッチング素子（直流モータの通電をス
イッチングする） ＩＣ１７ コントローラ ＶＲ２３ ボリューム Ｒ１９ 抵抗（ＣＲ時定数を決定する） Ｃ２０ コンデンサ（ＣＲ時定数を決定する） Ｒ２６ 抵抗（ＣＲ時定数を変える） ＴＲ３０ スイッチング素子（ＶＭ （平均電圧値）
を検出する） ＴＲ３５ スイッチング素子（ＣＲ時定数を切り換え
る）

Claims (3)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】通電時間と非通電時間とからなる通電周期
   に基づいて被制御直流モータを間欠的に通電させ、 前記非通電時間内に発生する前記被制御直流モータの逆
   起電力の発電量をフィードバックさせて前記非通電時間
   を制御する直流モータの速度制御方法であって、前記通
   電時間を予め複数段階に設定すると共に、前記通電周期
   に対する該通電時間を比率であらわした所定のデューテ
   イ比を複数段階に分けて設定し、 前記被制御直流モータが低速回転時において、各段階の
   各々のデューテイ比が小さく制御されて前記通電周期が
   所定の値になった時に、前記設定した通電時間を１段階
   短くなるように切り換えること を特徴とする直流モータ
   の速度制御方法。
2. 【請求項２】一端を電源（Ｖｃｃ）のホットエンド側に
   接続した被制御直流モータ（１）の他端と電源（Ｖｃ
   ｃ）のコールドエンド側との間をスイッチングするスイ
   ッチング素子（２）と、 前記被制御直流モータ（１）と前記スイッチング素子
   （２）との接続点の電位（ＶＭ）を平滑した制御信号を
   発生することができる制御信号発生手段（４）と、前記
   被制御直流モータ（１）の回転数を指示する制御信号
   （Ｖｒｅｆ）と前記制御信号とを比較し、それらが一致
   したときにトリガ信号を出力することができる比較手段
   （５）と、 該トリガ信号に同期して、スイッチング素子（２）をオ
   ンにする所定幅からなるパルス信号を出力することがで
   きるパルス発生手段（３）と、 を有する直流モータの速度制御回路であって、 前記パルス発生手段（３）におけるパルス信号を複数段
   階のパルス幅からなるパルス信号に設定し、 前記電位（ＶＭ）の平均電圧が増加して所定値に達した
   時に前記パルス発生手段（３）における複数段階のパル
   ス幅のパルス信号を１段階短くするための切換信 号を発
   生させることができる切換制御手段（６）を設けたこと
   を特徴とする 直流モータの速度制御回路。
3. 【請求項３】請求項２の速度制御回路において、 前記パルス発生手段（３）は、前記パルス信号のパルス
   幅がＣＲ時定数で決定されるように構成し、 前記切換制御手段（６）は、前記電位（ＶＭ）の平均電
   圧が所定値に達した時に前記ＣＲ時定数を切り換えるス
   イッチング素子を備えたことを特徴とする直流モータの
   速度制御回路。