JP2896638B2 - Ｑａｍ復調装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明は、直交振幅変調（ＱＡ
Ｍ）による変調波信号を復調するＱＡＭ復調装置に関
し、特に、同期シンボルやパイロットシンボルのタイミ
ングを簡易な構成及び演算処理で確実に検出して位相補
正をなし得るＱＡＭ復調装置に関する。

【０００２】

【従来の技術】ＭＣＡ（Multi Channel Access）システ
ムは異なるユーザが複数のチャネルを共同で利用するシ
ステムであり、業務用としても広く使用されている。ま
た、このＭＣＡシステムでは音声用無線通信のほかに各
種のデータ通信としても利用されている。

【０００３】そして、このＭＣＡシステムにおいて利用
者数は近年急速に増大してきており、またデータ転送に
適したシステムの要求も多い。そこで、ディジタルＭＣ
Ａシステムの仕様が決定され、実用化されることとなっ
た。

【０００４】このようなシステムでは、多値ＱＡＭ（Qu
adrature Amplitude Modulation ）が使用され、例え
ば、９０度位相が異なる搬送波信号でそれぞれ４値の振
幅変調をかけ、１６値の状態を有するようにした多値直
交振幅変調が使用される。

【０００５】また、ディジタルＭＣＡシステムの変調方
式として、ＲＣＲ（Research & Development Center fo
r Radio Systems:財団法人・電波システム開発センタ
ー）の標準規格として定められたＳＴＤ−３２のディジ
タルＭＣＡシステムでは、Ｍ１６ＱＡＭ方式が使用され
ており、４つのサブキャリアを使用することになってい
る。

【０００６】ところで、無線通信では伝播状況の変化に
より受信側の信号強度が大きく変化することがあり、受
信信号の処理において自動利得調整（automatic gain c
ontrol：ＡＧＣ）を欠かすことはできない。

【０００７】例えば、周波数変調や位相変調による信号
のＡＧＣを実現するＡＧＣ回路１は図６に示したような
回路により実現される。すなわち、可変利得増幅器２の
出力の積分値が一定になるように、積分器３の積分結果
をローパスフィルタ４ａで処理した後に可変利得増幅器
２の利得制御端子に入力して利得を調整するようにして
いた。この場合、周波数変調や位相変調による信号は振
幅が常に一定であるため、このような処理が実現可能に
なっている。

【０００８】ところで、ＱＡＭ信号では振幅値にも情報
を持っているために、振幅値の積分値は常時安定した値
にはならない。従って、上述した図６のように信号の振
幅値を積分した値を用いてはＡＧＣを実現することはで
きない。

【０００９】ここで、多値ＱＡＭ変調信号は以下の式で
表すことができる。 Ｉ（ｔ）＝Ａ（ｔ）ｃｏｓφ（ｔ） Ｑ（ｔ）＝Ａ（ｔ）ｓｉｎφ（ｔ） すなわち、この多値ＱＡＭ変調信号は位相と振幅との情
報を有するように変調されている。

【００１０】このように、振幅成分にも情報を有する多
値ＱＡＭ変調信号についてのＡＧＣと位相補正は、図７
に示したような回路を用いて以下のように行うことが一
般的であった。

【００１１】まず、復調回路４によって直交復調を行っ
て同相成分Ｉ（Ｔ）と直交成分Ｑ（Ｔ）とに分離する。
そして、同期検出器５がＩ（Ｔ）及びＱ（Ｔ）から同期
シンボルを検出し、更に、この同期シンボルからタイミ
ング抽出器６が同期シンボルのタイミングを求める。そ
して、予め分かっている同期シンボルの振幅値や位相値
を用いて位相／振幅補正器７においてＩ（Ｔ）及びＱ
（Ｔ）の振幅補正（ＡＧＣ）と位相補正とを行うように
していた。

【００１２】この場合、ＡＧＣを行う以前の振幅値が不
定の状態で同期検出器５で同期検出を行わなければなら
ず、非常に困難な処理であった。すなわち、同期シンボ
ルは振幅値と位相角との双方で定められていることを利
用して検出を行うものであるのに、これらが不定の状態
で検出を行うことは処理回路のハードウェア及び処理ア
ルゴリズムの点で複雑なものが要求される問題を有して
いた。

【００１３】すなわち、所定の位相になる同期シンボル
を同期検出器５で検出するには、以下のように行う。こ
こで、振幅をＡ（Ｔ），位相をφ（Ｔ）とすると、 ｔａｎφ（Ｔ） ＝（Ａ（Ｔ）ｓｉｎφ（ｔ）／Ａ（Ｔ）ｃｏｓφ（ｔ）） ＝（Ｑ（Ｔ）／Ｉ（Ｔ）） となる。

【００１４】従って、 φ（Ｔ）＝Ａｒｃｔａｎ（Ｑ（Ｔ）／Ｉ（Ｔ）） となる。

【００１５】このように、振幅Ａ（Ｔ）とは無関係にＩ
（Ｔ），Ｑ（Ｔ）からφ（Ｔ）を求めることが可能であ
り、この位相φ（Ｔ）を検出する処理は図８の位相検出
部５ａで行われる。また、このようにして検出された位
相φ（Ｔ）と位相テーブル５ｃから読み出された同期シ
ンボルの位相とが位相比較器５ｂで比較され、同期シン
ボルの位置が検出される。

【００１６】

【発明が解決しようとする課題】このような同期検出処
理では、振幅値Ａ（Ｔ）を除去するために除算が必要に
なる問題を有している。この除算を実現する回路は積算
等の処理に比べて一般的に複雑な構成である。更に、位
相φ（Ｔ）を求めるためにＡｒｃｔａｎの演算が必要に
なるため処理が複雑になる。そして、テーブル参照等の
処理にも多くの処理時間を必要とする。

【００１７】また、以上の位相による同期検出に加え、
振幅からの検出も付随的に行なわれることがある。この
場合、振幅値が最大になる同期シンボルを同期検出器５
で検出する必要が有り、最低でも１フレーム分の振幅値
情報を記憶しておいて、その記憶内容の中から探す必要
がある。従って、この振幅からの同期検出も振幅値情報
の記憶のための回路が大規模化する問題を有している。

【００１８】従って、ＤＳＰで実現する場合であって
も、演算処理が面倒になり、高速演算を必要とする問題
を有していた。

【００１９】本発明は上記の点に鑑みてなされたもの
で、その目的は、簡単な構成及び演算により正確に同期
検出を行って、このようにして同期検出された結果に基
づいて位相補正を行って変調波信号を復調することが可
能なＱＡＭ復調装置を実現することである。

【００２０】

【課題を解決するための手段】本件出願の発明者は、従
来のＱＡＭ復調装置での同期検出における演算及び処理
回路の複雑さの欠点を改良すべく鋭意研究を行った結
果、所定の期間中の同期シンボルの連続した個数とその
位相角誤差との関係に着目して、位相角誤差によって同
期シンボルを簡便な方法で検出する新たな手法を見出
し、本発明を完成させたものである。

【００２１】従って、上記の課題を解決するための手段
である本発明は以下に説明するように構成されたもので
ある。

【００２２】すなわち、課題を解決する手段である本発
明は、信号空間座標上の最大振幅のシンボルを通る円周
上にそれぞれ所定の位相角で、連続した任意の数のシン
ボルで構成されるフレームの同期シンボルと、位相補正
を容易にするためにフレームの途中に挿入されたパイロ
ットシンボルとを含むＱＡＭ信号を復調するＱＡＭ復調
装置において、送信側のシンボルタイミングにほぼ同期
したシンボルタイミング再生信号によって、直交する成
分Ｉ（Ｔ）とＱ（Ｔ）とからなるシンボル信号を再生す
る再生回路と、所定の期間の中で最大振幅となるよう定
められた同期シンボルとパイロットシンボルとがＭ個存
在する場合に、上記シンボル信号の振幅値について所定
の期間の中で上位Ｍ個の値を抽出し、この抽出されたＭ
個のシンボル信号の振幅値の平均値若しくは積算値を用
いて利得調整を行うＡＧＣ回路と、所定の期間の中で同
期シンボルがＳ個連続して存在する場合に、連続したＳ
個のシンボルにおける同期シンボルの位相角に対する誤
差（位相角誤差）を求める際に、２番目以降の同期シン
ボルの予測される成分Ｉ（Ｔ）及びＱ（Ｔ）を、一つ前
の同期シンボルの位相角との差異αから計算されるｓｉ
ｎα及びｃｏｓαの値を係数として用いて積和演算によ
って求め、積和演算によって求められた２番目以降の同
期シンボルの予測される成分Ｉ（Ｔ）及びＱ（Ｔ）と再
生されたシンボル信号の成分Ｉ（Ｔ）及びＱ（Ｔ）とを
比較して位相角誤差を求める位相角誤差検出回路と、そ
の位相角誤差検出回路で求められた位相角誤差が最小値
となるシンボル位置を検出する最小値検出回路とを備
え、その最小値となるシンボル位置から同期シンボルを
検出して位相補正を行うことを特徴とするものである。

【００２３】

【作用】課題を解決する手段であるＱＡＭ復調装置で
は、所定の期間の中で最大振幅となるよう定められた同
期シンボルとパイロットシンボルとが所定のＭ個である
ＱＡＭ信号を受信する場合に、所定の期間の中の振幅値
の上位Ｍ個の振幅値に着目して、これを記憶して、記憶
した振幅値の平均値若しくは積算値と、復調側で最大振
幅と判定する値との誤差が０に近づくように、可変の利
得を調整する。

【００２４】そして、所定の期間の中の同期シンボルが
Ｓ個存在する場合に、任意の連続したＳ個のシンボルに
ついて、同期シンボルの位相角に対する誤差（位相角誤
差）を求め、その位相角誤差をが最小値となるシンボル
位置から同期シンボルを検出する。この場合に、２番目
以降の同期シンボルの予測される成分Ｉ（Ｔ）及びＱ
（Ｔ）を、一つ前の同期シンボルの位相角との差異αか
ら計算されるｓｉｎα及びｃｏｓαの値を係数として用
いて積和演算によって求め、積和演算によって求められ
た２番目以降の同期シンボルの予測される成分Ｉ（Ｔ）
及びＱ（Ｔ）と再生されたシンボル信号の成分Ｉ（Ｔ）
及びＱ（Ｔ）とを比較して位相角誤差を求めるようにす
る。そして、このように検出された同期シンボルに基づ
いて位相補正を行う。

【００２５】

【実施例】以下、図面を参照して本発明の実施例を詳細
に説明する。

【００２６】図１は本発明のＱＡＭ復調装置の特徴部分
の同期検出の構成を示す構成図であり、図２は同期検出
周囲の主要部の原理的構成を示す構成図であり、図３は
本発明のＱＡＭ復調装置の全体構成を示す構成図であ
る。尚、図１〜図３において同一物には同一番号を付し
てある。尚、この実施例では、サブキャリアの個数を４
である場合を例にして説明を行うことにする。

【００２７】まず、図３を参照してＱＡＭ復調装置の全
体構成とその動作及び処理手順の概略を説明し、その後
に本発明の特徴部分であるＡＧＣと同期検出との関係及
び処理内容について図１及び図２を参照して説明を行
う。

【００２８】図３に示すＱＡＭ復調装置は大きく分け
て、サブキャリアの分離と直交復調を行う直交復調部８
と、シンボルデータの抽出を行うシンボル抽出部９と、
振幅値についてＡＧＣを行うＡＧＣ回路１０と、位相補
正を行う位相補正部２０と、データ復調を行うデータ復
調器３０とに分けられる。尚、再生回路は、直交復調部
８とシンボル抽出部９とで構成されている。また、ＡＧ
Ｃ回路１０及び位相補正部２０は図１及び図２に詳しく
示している。以下、各部に分けて説明を行う。

【００２９】［サブキャリア分離］図３において、図示
されていないアンテナで受信されて電気信号に変換され
た受信信号は周波数変換されて中間周波数ｆＲ’の変調
波信号にされて、直交復調部８に供給される。そして、
この直交変調部８でサブキャリアと同数の復調信号して
同相成分（Ｉ信号：Ｉ1 （ｔ），Ｉ2 （ｔ），Ｉ3
（ｔ），Ｉ4 （ｔ））と直交成分（Ｑ信号：Ｑ1
（ｔ），Ｑ2 （ｔ），Ｑ3 （ｔ），Ｑ4 （ｔ））とが得
られる。

【００３０】図４はこのサブキャリアの配置を模式的に
示した説明図であり、搬送波の周波数ｆ0 の周囲に４つ
のサブキャリア（Sub1〜Sub4）が配置されている。ここ
では、各サブキャリアは４．５ｋＨｚ毎の間隔で配置さ
れており、それぞれの先の中心周波数はｆ0 −６．７５
ｋＨｚ，ｆ0 −２．２５ｋＨｚ，ｆ0 ＋２．２５ｋＨ
ｚ，ｆ0 ＋６．７５ｋＨｚになっている。

【００３１】このようなサブキャリアを有する変調波信
号を復調するには、従来の一般的な装置ではサブキャリ
アと同数の４つの直交復調器に供給される。この４つの
直交復調器のそれぞれには、中間周波信号の周波数ｆ
Ｒ’と所望のサブキャリアの周波数との差の周波数ｆＬ
（１）〜ｆＬ（４）の直交信号（位相が９０度異なる２
信号（ｓｉｎ成分とｃｏｓ成分））を発生する局部発振
器からの局部発振信号も供給されている。このようにし
て、直交復調とサブキャリアの分離とがなされる。

【００３２】但し、このような従来の一般的な復調（サ
ブキャリア分離）方式では、サブキャリアを分離するに
はサブキャリアと同数の局部発振器を必要としており、
回路構成が複雑化する問題も有していた。

【００３３】このために、本件出願の発明者は、既に平
成７年４月２１日付けでサブキャリアの個数より少ない
局部発振器でサブキャリアの分離を行う方式を提案して
おり、この技術を使用することが可能である。

【００３４】すなわち、複数のサブキャリアを使用する
変調波信号について直交復調を行うＱＡＭ復調装置にお
いて、サブキャリアを分離する以前に変調波信号につい
て第１の直交復調を行って同相成分と直交成分とを抽出
する直交復調器と、この同相成分と直交成分とについ
て、変調波信号の中心周波数とサブキャリアの差分の周
波数による第２の直交復調を、サブキャリアの数より少
ない局部発振器からの信号を用いて行う直交復調器と、
この第２の直交復調により得られた結果を演算処理する
演算処理回路と、この演算処理結果をサブキャリアの帯
域幅でフィルタ処理するＬＰＦとを備え、サブキャリア
の分離と、目的の同相成分と直交成分との復調とを行う
ようにする。

【００３５】このようにすることで、複数のサブキャリ
アを使用する変調波信号についてサブキャリアの個数よ
り少ない個数の発振器でサブキャリアの分離を行うこと
が可能になる。以上のことにより、発振器の個数を減ら
すことができ、回路構成及び規模を削減することができ
る。また、ＤＳＰで処理する場合にも有利になる。更
に、サブキャリアを分離するために使用する局部発振器
の各周波数が単純な整数比になる。これは、通常のサブ
キャリアの周波数間隔が等間隔になっているためであ
る。このような結果、分周，てい倍等に使用する大元の
周波数を共有化できるようになる。この点もＤＳＰで処
理する場合に有利に働く。

【００３６】［シンボル抽出］送信側では、図５（ａ）
に示すように直交符号の同相成分Ｉ（Ｔ）及び直交成分
Ｑ（Ｔ）共に複数の段階状のレベルを有する信号として
生成されている。ここでは、４段階のレベルを示してい
る。これが、直交復調器８で復調された時点では、図５
（ｂ）に示すように傾斜のなだらかなアナログ信号とな
っている。そこで、シンボル抽出部９において、シンボ
ルタイミング再生を行ってシンボルクロックを再生する
（図５（ｃ））。そして、再生されたシンボルクロック
を用いて、アナログ信号の直交符号からそれぞれシンボ
ルを抽出する（図５（ｄ））。このようにして、シンボ
ルが抽出されて、直交符号（Ｉ1 （Ｔ），Ｉ2 （Ｔ），
Ｉ3 （Ｔ），Ｉ4 （Ｔ），Ｑ1 （Ｔ），Ｑ2 （Ｔ），Ｑ
3 （Ｔ），Ｑ4 （Ｔ））が得られる。

【００３７】［ＡＧＣ］ 図２に示すように、ＡＧＣ回路１０内には、可変の利得
で増幅を行う可変利得増幅器１１が配置されており、利
得制御端子に供給される後述する制御信号によって利得
が調整されてＡＧＣが実現されるようになっている。
尚、ここでは、説明のために４つのサブキャリアについ
ての信号処理系のうちの１系統のみを図２に示している
が、図３相当の全体の回路構成においてはサブキャリア
に等しい数の処理を行うものである。

【００３８】まず、図２において振幅値抽出器１２が可
変利得増幅器１１の出力信号を受けて振幅値を抽出す
る。この場合の振幅値の抽出は、Ｉ² （Ｔ）＋Ｑ
² （Ｔ）若しくは（Ｉ² （Ｔ）＋Ｑ² （Ｔ））^1/2 によ
り行う。

【００３９】そして、所定の期間の中で最大振幅となる
よう定められた同期シンボルとパイロットシンボルとが
Ｍ個であるＱＡＭ信号を受信する場合に、誤差抽出部１
３では振幅値抽出部１２からの振幅情報を受けて、所定
の期間の中の振幅値の上位Ｍ個の振幅値を記憶する。そ
して、記億した振幅値の平均値若しくは積算値をとる。
その平均値または積算値と、復調側で最大振幅と判定す
る値との誤差が０に近づくように、可変利得増幅器１１
の利得を調整する制御信号を生成する。

【００４０】更に、積分器１４は、誤差抽出器１３で生
成された制御信号を積分することで、このＡＧＣ回路の
制御系が安定して動作するような時定数を掛ける。

【００４１】従って、可変利得増幅器１１は、このよう
に調整された制御信号を受けて利得調整を行って、振幅
値が補正された直交符号を生成する。すなわち、このよ
うな処理を各サブキャリアについて行って直交符号（Ｉ
1 （Ｔ），Ｉ2 （Ｔ），Ｉ3（Ｔ），Ｉ4 （Ｔ），Ｑ1
（Ｔ），Ｑ2 （Ｔ），Ｑ3 （Ｔ），Ｑ4 （Ｔ））を得
る。

【００４２】このようなＡＧＣ処理によれば、従来必要
であった同期検出の手順を経ることなく処理が行なえる
ようになり、しかも、ＱＡＭ信号に最適な振幅補正を行
うことができる。また、ここで適確な振幅補正を行って
いるために、後段の同期検出や位相補正の処理も容易に
なる。

【００４３】［位相補正］ＡＧＣ回路１０で振幅が補正
された直交符号に対して、位相補正部２０が位相の補正
を行う。

【００４４】ここで、送信機側のキャリア角周波数をω
c として、受信機側の復調角周波数との差異をθ（ｔ）
とした場合、送信機側及び受信機側の周波数が双方とも
安定しているとすれば、上述のθ（ｔ）は時間ｔに比例
したものとなる。

【００４５】従来、公称ベクトルの値が予め分かってい
るとき、すなわち、パイロットシンボルＩp ，Ｑp が送
信された時に、このθ（ｔ）の補正が行なわれる。この
場合、従来の一般的な位相補正部では、パイロットシン
ボル期間に実際に受信したデータとパイロットシンボル
との位相差を求め、その位相差データを元にして補正
（位相推位）を行なうようにしていた。

【００４６】しかし、このような補正を行うには、常時
三角関数の計算を行わねばならない。このためには、級
数展開若しくはテーブルの参照を常時行う必要が有り、
処理が複雑になる問題を有していた。従って、ＤＳＰで
実現する場合であっても、演算処理が面倒になり、高速
演算を必要とする問題を有していた。

【００４７】このために、本件出願の発明者は、既に平
成７年４月１２日付けで、固定の係数を求めておいて、
この係数に従って位相補正を行う方式を提案しており、
この技術を使用することが可能である。

【００４８】すなわち、位相補正器２３において、予め
定められた所定の位相及び振幅のパイロットシンボルＩ
p ，Ｑp が挿入された多値ＱＡＭ変調信号を復調する場
合において、多値ＱＡＭ変調信号のパイロットシンボル
Ｉp ，Ｑp 受信した際にパイロットシンボルＩp ，Ｑp
と真値Ｉo ，Ｑo との位相差βに応じたｓｉｎβ及びｃ
ｏｓβを固定値の位相差係数として求めておいて、この
位相差係数ｓｉｎβ及びｃｏｓβ並びに受信データの各
シンボルにおける同相成分Ｉr ，直交成分Ｑrを用いて
積算及び加減算により位相補正を行なって真値Ｉo ，Ｑ
o を求めることが可能である。これにより、積算と加減
算との単純な演算により、精度の高い位相補正を行なう
ことが可能になる。

【００４９】尚、この場合には、同期検出器２１による
同期検出を正確に行う必要がある。そこで、図１に示す
ような構成の同期検出器２１を使用して以下に説明する
方式の同期検出を行う。

【００５０】この方式では、所定の期間の中で同期シン
ボルがＳ個連続して存在する場合に、連続したＳ個のシ
ンボルにおける同期シンボルの位相角に対する誤差（位
相角誤差）を求める際に、２番目以降の同期シンボルの
予測される成分Ｉ（Ｔ）及びＱ（Ｔ）を、一つ前の同期
シンボルの位相角との差異αから計算されるｓｉｎα及
びｃｏｓαの値を係数として用いて積和演算によって求
め、積和演算によって求められた２番目以降の同期シン
ボルの予測される成分Ｉ（Ｔ）及びＱ（Ｔ）と再生され
たシンボル信号の成分Ｉ（Ｔ）及びＱ（Ｔ）とを比較し
て位相角誤差を求めて、この位相角誤差が最小値である
タイミングを同期シンボルであると見極めるものであ
る。尚、 同期検出器２１に入るＩ（Ｔ），Ｑ（Ｔ）信
号は前述のＡＧＣにより既に振幅値が補正されているた
め、このような位相角誤差の手法が可能になる。

【００５１】その手法を、先ず、位相角誤差について図
１を参照して詳しく述べる。

【００５２】積和演算器２１ａは、それぞれ予め定めら
れた１番目の同期シンボルと２番目の同期シンボルとの
位相角の差異αから計算されるｓｉｎα及びｃｏｓαの
値を係数として用いて積和演算により２番目の同期シン
ボルの予測される成分Ｉ（Ｔ）及びＱ（Ｔ）を求めてお
く。

【００５３】尚、ある位相角における直交する成分Ｉn
（Ｔ）及びＱn （Ｔ）に基づき、次の位相角に対応する
予測される直交する成分Ｉn+1 （Ｔ）及びＱn+1 （Ｔ）
は、次式で求められる。

【００５４】 Ｉn+1 （Ｔ）＝Ｉn （Ｔ）ｃｏｓα−Ｑn （Ｔ）ｓｉｎα Ｑn+1 （Ｔ）＝Ｉn （Ｔ）ｓｉｎα＋Ｑn （Ｔ）ｃｏｓα 従って、１シンボル遅延器２１ｂで遅延された予測され
る成分Ｉ（Ｔ）及びＱ（Ｔ）と再生されたシンボル信号
の成分とを比較器２１ｃで比較して位相角誤差Ｄ21を出
力する。このため、再生されたシンボル信号が実際に２
番目の同期シンボルであれば比較結果は略一致し、位相
角誤差Ｄ21は小さな値になる。逆に、再生されたシンボ
ル信号が２番目の同期シンボルでなければ比較結果は一
致せず、位相角誤差Ｄ21は大きな値になる。

【００５５】同様にして、積和演算器２１ｅは、それぞ
れ予め定められた２番目の同期シンボルと３番目の同期
シンボルとの位相角の差異α’から計算されるｓｉｎ
α’及びｃｏｓα’の値を係数として用いて積和演算に
より３番目の同期シンボルの予測された成分値を求めて
おく。

【００５６】従って、１シンボル遅延器２１ｆで遅延さ
れた予測された成分値と再生されたシンボル信号の成分
とを比較器２１ｇで比較して位相角誤差Ｄ32を出力す
る。このため、再生されたシンボル信号が実際に３番目
の同期シンボルであれば比較結果は略一致し、位相角誤
差Ｄ32は小さな値になる。逆に、再生されたシンボル信
号が３番目の同期シンボルでなければ比較結果は一致せ
ず、位相角誤差Ｄ32は大きな値になる。

【００５７】ここで、比較器２１ｇが比較を行って位相
角誤差Ｄ32を出力したタイミングで、１シンボル遅延器
２１ｄから前述の比較器２１ｃからの位相角誤差Ｄ21が
出力される。従って、加算器２１ｈではＤ32とＤ21とを
加算して、最小値検出器２１ｉが最小値か否かを検出す
る。ここで、３番目の同期シンボルＳ3 が供給されてい
るタイミングを考えると、Ｄ32と遅延が与えられたＤ21
とが最小値で同時に加算されることになり、最小値検出
器２１ｉでは最小値として検出される。従って、この位
相角誤差の最小値が検出された同期シンボルＳ3 のタイ
ミングで同期シンボルであると検出される。

【００５８】このように、以上の位相角誤差の検出にお
いては、従来の方法で述べたような複雑な除算を必要と
しない。

【００５９】この方式では、連続した３個程度のシンボ
ルについてのみ着目すればよく、改めてある区間（従来
は１フレーム）の位相角誤差を検索する必要はない。但
し、これ以上の個数のシンボルに注目してもかまわな
い。

【００６０】従って、従来の装置に比較してメモリ容量
や演算回路の節約になり、装置を小型化することができ
る。また、検索処理及び演算処理の簡略化も実現でき、
従来と同じ処理能力であれば演算が高速になり、従来と
同じ処理時間で良い場合には低速の処理装置を使用する
ことも可能になる。

【００６１】すなわち、ここに説明した同期検出を行う
ことによって、本件出願人が既に提案を行ったような同
期シンボルのタイミングで固定の係数を求めておいて、
この係数に従って位相補正を行う方式を容易に実現する
ことができるようになる。

【００６２】［データ復調］そして、以上のようにし
て、振幅及び位相が補正された直交符号をデータ復調器
３０で所定のアルゴリズムに従って復調してビットスト
リーム出力のディジタルデータを得る。

【００６３】［効果：従来例との比較］ 以上説明してきたように、所定の期間の中で最大振幅と
なるよう定められた同期シンボルとパイロットシンボル
とが所定のＭ個であるＱＡＭ信号を受信する場合に、所
定の期間の中の振幅値の上位Ｍ個の振幅値に着目して、
これを記憶して、記憶した振幅値の平均値若しくは積算
値と、復調側で最大振幅と判定する値との誤差が０に近
づくように、可変の利得を調整して、所定の期間の中の
同期シンボルがＳ個存在する場合に、任意の連続したＳ
個のシンボルについて、同期シンボルの位相角に対する
誤差（位相角誤差）を求め、その位相角誤差をが最小値
となるシンボル位置から同期シンボルを検出する。この
場合に、２番目以降の同期シンボルの予測される成分Ｉ
（Ｔ）及びＱ（Ｔ）を、一つ前の同期シンボルの位相角
との差異αから計算されるｓｉｎα及びｃｏｓαの値を
係数として用いて積和演算によって求め、積和演算によ
って求められた２番目以降の同期シンボルの予測される
成分Ｉ（Ｔ）及びＱ（Ｔ）と再生されたシンボル信号の
成分Ｉ（Ｔ）及びＱ（Ｔ）とを比較して位相角誤差を求
めるようにする。そして、このように検出された同期シ
ンボルに基づいて位相補正を行うようにした。

【００６４】この結果、ＡＧＣの処理自体を容易かつ適
確に行った後に正確な同期検出処理を簡易な構成及び演
算により行えるようになる。従って、従来の装置に比較
して、正確さを保ったまま、処理回路のハードウェア及
び処理アルゴリズムの点で簡易な構成を使用することが
可能になる。

【００６５】

【発明の効果】以上詳細に説明したように本発明では、
所定の期間の中で最大振幅となるよう定められた同期シ
ンボルとパイロットシンボルとが所定のＭ個であるＱＡ
Ｍ信号を受信する場合に、所定の期間の中の振幅値の上
位Ｍ個の振幅値に着目して、これを記憶して、記憶した
振幅値の平均値若しくは積算値と、復調側で最大振幅と
判定する値との誤差が０に近づくように、可変の利得を
調整して、所定の期間の中の同期シンボルがＳ個存在す
る場合に、任意の連続したＳ個のシンボルについて、同
期シンボルの位相角に対する誤差（位相角誤差）を求
め、その位相角誤差をが最小値となるシンボル位置から
同期シンボルを検出する。この場合に、２番目以降の同
期シンボルの予測される成分Ｉ（Ｔ）及びＱ（Ｔ）を、
一つ前の同期シンボルの位相角との差異αから計算され
るｓｉｎα及びｃｏｓαの値を係数として用いて積和演
算によって求め、積和演算によって求められた２番目以
降の同期シンボルの予測される成分Ｉ（Ｔ）及びＱ
（Ｔ）と再生されたシンボル信号の成分Ｉ（Ｔ）及びＱ
（Ｔ）とを比較して位相角誤差を求めるようにする。そ
して、このように検出された同期シンボルに基づいて位
相補正を行うようにした。

【００６６】この結果、ＡＧＣの処理自体を容易かつ適
確に行った後に正確な同期検出処理を簡易な構成及び演
算により行えるようになる。従って、従来の装置に比較
して、正確さを保ったまま、処理回路のハードウェア及
び処理アルゴリズムの点で簡易な構成を使用することが
可能になる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明のＱＡＭ復調装置の主要部の構成を示す
構成図である。

【図２】本発明のＱＡＭ復調装置の主要部の詳細な構成
を示す構成図である。

【図３】本発明のＱＡＭ復調装置の全体の構成を示す構
成図である。

【図４】４つのサブキャリアの配置を示した説明図であ
る。

【図５】シンボル抽出の様子を示す説明図である。

【図６】従来のＡＧＣ回路の構成を示す構成図である。

【図７】従来の振幅補正とＡＧＣとを実行する回路の構
成を示す構成図である。

【図８】従来の位相検出の回路を示す構成図である。

【符号の説明】

１０ ＡＧＣ回路 ２０ 位相補正部 ２１ 同期検出器 ２１ａ 積和演算器 ２１ｂ １シンボル遅延器 ２１ｃ 比較器 ２１ｄ １シンボル遅延器 ２１ｅ 積和演算器 ２１ｆ １シンボル遅延器 ２１ｇ 比較器 ２１ｈ 加算器 ２１ｉ 最小値検出器

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 信号空間座標上の最大振幅のシンボルを
   通る円周上にそれぞれ所定の位相角で、連続した任意の
   数のシンボルで構成されるフレームの同期シンボルと、
   位相補正を容易にするためにフレームの途中に挿入され
   たパイロットシンボルとを含むＱＡＭ信号を復調するＱ
   ＡＭ復調装置において、 送信側のシンボルタイミングにほぼ同期したシンボルタ
   イミング再生信号によって、直交する成分Ｉ（Ｔ）とＱ
   （Ｔ）とからなるシンボル信号を再生する再生回路と、 所定の期間の中で最大振幅となるよう定められた同期シ
   ンボルとパイロットシンボルとがＭ個存在する場合に、
   上記シンボル信号の振幅値について所定の期間の中で上
   位Ｍ個の値を抽出し、この抽出されたＭ個のシンボル信
   号の振幅値の平均値若しくは積算値を用いて利得調整を
   行うＡＧＣ回路と、 所定の期間の中で同期シンボルがＳ個連続して存在する
   場合に、連続したＳ個のシンボルにおける同期シンボル
   の位相角に対する誤差（位相角誤差）を求める際に、２
   番目以降の同期シンボルの予測される成分Ｉ（Ｔ）及び
   Ｑ（Ｔ）を、一つ前の同期シンボルの位相角との差異α
   から計算されるｓｉｎα及びｃｏｓαの値を係数として
   用いて積和演算によって求め、積和演算によって求めら
   れた２番目以降の同期シンボルの予測される成分Ｉ
   （Ｔ）及びＱ（Ｔ）と再生されたシンボル信号の成分Ｉ
   （Ｔ）及びＱ（Ｔ）とを比較して位相角誤差を求める位
   相角誤差検出回路と、 その位相角誤差検出回路で求められた位相角誤差が最小
   値となるシンボル位置を検出する最小値検出回路とを備
   え、 その最小値となるシンボル位置から同期シンボルを検出
   して位相補正を行うことを特徴とするＱＡＭ復調装置。