JP2868242B2

JP2868242B2 - 放電灯点灯装置

Info

Publication number: JP2868242B2
Application number: JP24980489A
Authority: JP
Inventors: 章雄奥出; 淳上岡
Original assignee: Matsushita Electric Works Ltd
Current assignee: Panasonic Electric Works Co Ltd
Priority date: 1989-09-26
Filing date: 1989-09-26
Publication date: 1999-03-10
Anticipated expiration: 2014-03-10
Also published as: JPH03112095A

Description

【発明の詳細な説明】［産業上の利用分野］本発明は、放電灯を高周波電力により点灯させると共
に、直流電力の重畳により低光束時の放電維持を可能と
した放電灯点灯装置に関するものである。

［従来の技術］第10図は従来の放電灯調光点灯装置（特願平１−7557
2号）のブロック図である。この点灯装置は、低圧水銀
放電灯１と、前記放電灯１に高周波電力を供給する高周
波電源２と、前記放電灯１をアーク放電領域からグロー
放電領域まで調光する調光制御部３と、低光束調光時の
放電を維持できるレベルの直流電力を前記高周波電力に
重畳して前記放電灯１に印加する直流電力重畳手段４と
を備え、低光束域（深い調光レベル）まで調光可能とし
たものである。第10図において、放電灯１を調光制御す
る調光制御部３からの制御信号は高周波電源２、インピ
ーダンス素子Z₁,Z₂、直流電源５に入力されているが、
これら全てに制御信号が入力される必要性は必ずしも無
い。例えば、制御信号を高周波電源２にのみ入力し、高
周波電源２から得られる高周波出力の周波数を変化さ
せ、放電灯１への供給電力を制御して調光するときに
は、インピーダンス素子Z₁,Z₂や、直流電源５への制御
信号の入力は必ずしも必要でない。一方、調光度に応じ
て、直流電力重畳手段４からの直流成分を変化させて、
最適の直流成分を得たい場合には、調光制御部３から直
流電源５へ制御信号を入力すれば良い。さらに、インピ
ーダンス素子Z₁に制御信号を入力する例としては、イン
ピーダンス素子Z₁を可飽和インダクタンスとして、この
可飽和インダクタンスの値を制御することにより調光が
可能となる。また、インピーダンス素子Z₂に制御信号を
入力する例としては、インピーダンス素子Z₂を抵抗素子
とスイッチ素子よりなるものとし、このスイッチ素子を
制御信号に応じてオン・オフ制御すれば放電灯１への直
流電力の重畳量を制御することが可能となる。以上のよ
うに、調光制御部３から各部への制御信号は必要に応じ
て供給すれば良いものである。

第10図にブロック図で示した構成を具体回路で実現し
た従来例を第11図に示す。商用交流電源ACはダイオード
D₁〜D₄よりなる全波整流器の交流入力端に接続されてお
り、この全波整流器の直流出力端には平滑用のコンデン
サC₁が接続されている。コンデンサC₁に得られる直流電
圧は、MOSトランジスタQ₁,Q₂の直列回路に印加されてい
る。MOSトランジスタQ₁,Q₂の両端には、それぞれダイオ
ードD₅,D₆が逆並列接続されている。ダイオードD₅,D₆は
MOSトランジスタQ₁,Q₂のドレイン・ソース間に寄生する
逆方向ダイオードで代用しても良い。一方のMOSトラン
ジスタQ₂の両端には、直流カット用のコンデンサC₂を介
して予熱トランスT₁の１次巻線が接続されると共に、こ
の予熱トランスT₁の１次巻線と並列的にインダクタL₁と
コンデンサC₃よりなるLC直列共振回路が接続されてい
る。そして、共振用のコンデンサC₃の両端には、直流カ
ット用のコンデンサC₄を介して放電灯１が接続されてい
る。予熱トランスT₁の２次巻線は放電灯１のフィラメン
トf_A,f_Bにそれぞれ接続されている。また、他の２次巻
線は整流用のダイオードD₁₁を介して平滑用のコンデン
サC₅に接続されており、このコンデンサC₅に直流電圧を
得ている。この直流電圧は、逆流阻止用のダイオードD
₁₂と高周波カット用のインダクタL₂を介して放電灯１の
両端に印加されている。

一方、ダイオードD₁〜D₄よりなる全波整流器の交流入
力端には、降圧トランスT₂の高圧側巻線が接続されてお
り、降圧トランスT₂の低圧側巻線にはダイオードD₇〜D
₁₀よりなる全波整流器の交流入力端が接続されている。
この全波整流器の直流出力端にはコンデンサC₆とツェナ
ダイオードZD₁の並列回路が接続されている。コンデン
サC₆に得られる直流低電圧は制御回路８の動作電源とな
っている。

制御回路８はMOSトランジスタQ₁,Q₂の制御信号を発生
し、MOSトランジスタQ₁,Q₂を交互にオン・オフさせるも
のである。MOSトランジスタQ₁がオンでMOSトランジスタ
Q₂がオフのときには、コンデンサC₁からMOSトランジス
タQ₁、コンデンサC₂、インダクタL₁、コンデンサC₃を介
してコンデンサC₁に戻る経路で電流が流れる。また、MO
SトランジスタQ₁がオフでMOSトランジスタQ₂がオンのと
きには、コンデンサC₂が電源となり、コンデンサC₂から
MOSトランジスタQ₂、コンデンサC₃、インダクタL₁を介
してコンデンサC₂に戻る経路で電流が流れる。ただし、
MOSトランジスタQ₁,Q₂がオフした直後には、それぞれダ
イオードD₆,D₅を介して回生電流が流れる。このように
してインダクタL₁とコンデンサC₃及び放電灯１を含む負
荷回路には共振電流が流れ、共振作用によりコンデンサ
C₃の両端に発生する電圧により放電灯１が点灯する。以
上によりインバータ式の点灯装置が構成されている。

制御回路８では、スイッチング周波数を変化させるこ
とができる。MOSトランジスタQ₁,Q₂のスイッチング周波
数は、負荷回路の共振周波数よりも高く設定される。ス
イッチング周波数を低くして共振周波数に近付けると、
共振作用が強くなるので、共振電流が増加し、放電灯１
に流れるランプ電流が大きくなって、光出力が増大す
る。反対に、スイッチング周波数を高くして共振周波数
から遠ざけると、共振作用が弱くなるので、共振電流が
減少し、放電灯１に流れるランプ電流が小さくなって、
光出力が減少する。これにより、放電灯１の調光制御が
可能となる。放電灯１の調光範囲を、アーク放電領域か
らグロー放電領域に至る範囲にまで広くすると、低光束
域での放電灯１の点灯維持が難しくなるが、第11図に示
す回路ではダイオードD₁₂とインダクタL₂を介してコン
デンサC₅から放電灯１に直流電流が流れるので、低光束
域でも安定して点灯維持することが可能となっている。

ところで、放電灯１の寿命末期に、フィラメントf_A,f
_Bの一方が電子放出不良（エミレス）状態になると、放
電灯１は半波放電状態となり、点灯装置の各種電子部品
には過大なストレスが加わる。これを防止する技術とし
て、従来、特開昭56−54792号公報や特開昭57−18300号
公報に開示されているように、スイッチング素子に流れ
る過電流や共振回路に発生する過電圧により半波放電状
態を検出してインバータ装置の出力を制限することが提
案されている。

［発明が解決しようとする課題］しかしながら、第11図に示す放電灯点灯装置において
は、放電灯１に低光束域での放電維持用の直流電力が重
畳されているので、この直流電力のマイナス側フィラメ
ントf_Aがエミレス状態となった場合と、プラス側フィラ
メントf_Bがエミレス状態となった場合とでは、半波放電
状態が異なることになり、従来提案されている検出方式
ではエミレス状態を検出できない場合がある。

さらに具体的に説明すれば、フィラメントf_Aがエミレ
ス状態の場合には、MOSトランジスタQ₁,Q₂に流れる過電
流の検出やランプ電圧の検出によりエミレス状態を検出
できる。ところが、フィラメントf_Bがエミレス状態の場
合には、インバータ装置は正常に動作し、従来提案され
ている検出方式ではエミレス状態を検出できない。この
ため、放電灯１が放電異常状態であるにも拘わらず、そ
の検出ができないことになり、そのまま点灯維持を続け
ると、インバータ装置の各種電子部品にストレスが加わ
り続けることになり、例えば、コンデンサC₅の寿命が短
くなったり、予熱用トランスT₁が過熱されて、遂には点
灯装置そのものが故障に至るという問題がある。

本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、
その目的とするところは、放電灯に高周波電力を供給す
ると共に、直流電力を重畳して印加するようにした放電
灯点灯装置において、放電灯の放電異常状態を確実に検
出可能とすることにある。

［課題を解決するための手段］本発明にあっては、上記の課題を解決するために、第
１図に示すように、低圧水銀放電灯１と、前記放電灯１
に高周波電力を供給する高周波電源２と、前記放電灯１
を点灯制御する制御部３と、直流電力を前記高周波電力
に重畳して前記放電灯１に印加する直流電力重畳手段４
とを備える放電灯点灯装置において、前記放電灯１の直
流電力の重畳量を検出して放電異常を検出する手段を備
えたことを特徴とするものである。

第１図に示す構成では、放電灯１と直流電力重畳手段
４の間に直流電流検出部６を挿入し、正常点灯時に比べ
て大きい直流電流を検出したときには、制御部３に放電
異常を知らせる信号を入力するように構成されている。

なお、放電灯１の放電異常の検出により高周波電源２
から放電灯１への高周波電力の供給を停止したり、放電
灯１の不点灯を検出して放電灯１の再点灯制御を行うよ
うにしても良い。また、制御部３は放電灯１をアーク放
電領域からグロー放電領域まで調光する調光制御部であ
っても良い。

［作用］第２図乃至第４図は本発明の作用説明図である。本発
明にあっては、高周波電源２から放電灯１に高周波電力
が供給されると共に、直流電力重畳手段４から放電灯１
に直流電力が前記高周波電力に重畳して印加されてい
る。この直流電力は、例えば低光束点灯時の放電を維持
するレベルで供給されている。さて、この状態で直流電
力のマイナス側のフィラメントf_Aがエミレス状態となっ
た場合、放電灯１を流れるランプ電流は、ほぼフィラメ
ントf_Aからフィラメントf_Bの方向にのみ流れる。なぜな
ら、フィラメントf_Aのエミッタ（電子放出物質）が無く
なったため、フィラメントf_Aからは電子が飛び出しにく
くなり、ほぼフィラメントf_Bからのみ電子が放出される
ためである。この場合の等価回路を第３図に示す。図
中、R_A,R_Bはフィラメントf_A,f_Bのフィラメント抵抗であ
り、Zlaは放電灯１のランプインピーダンス、D₀はフィ
ラメントf_Aがエミレス状態となり一方向のランプ電流し
か流れないために生じる半波整流作用を等価的に示した
仮想ダイオードである。この第３図から明らかなよう
に、放電灯１には高周波電源２から一方向の電流のみが
供給され、直流電力重畳手段４からは電流が供給されな
い。このため、高周波電源２のスイッチング素子に過電
流が流れたり、発熱が増大して、電子部品のストレスが
大きくなり、これを検出することが可能となる。

一方、直流電力のプラス側のフィラメントf_Bがエミレ
ス状態となった場合には、放電灯１を流れるランプ電流
は、上記とは逆に、ほぼフィラメントf_Bからフィラメン
トf_Aの方向にのみ流れる。この場合の等価回路は第４図
に示すようになり、仮想ダイオードD₀の向きは第３図と
は逆になる。このため、直流電力重畳手段４からランプ
電流が供給され、ランプ電圧は低下し、安定に点灯す
る。また、高周波電源２からの電流供給は不要となり、
高周波電源２の各種電子部品のストレスは小さく、従来
のエミレス検出方式では検出できない。そこで、フィラ
メントf_Bがエミレス状態の場合には、従来とは異なるエ
ミレス検出方式を用いる必要がある。本発明では、フィ
ラメントf_Bがエミレス状態の場合には、直流電力重畳手
段４からランプ電流が供給されることに着目し、この直
流電流の変化を検出することによりエミレス状態を検出
している。つまり、両フィラメントf_A,f_Bが正常である
場合に比べると、フィラメントf_Bがエミレス状態である
ときには、直流電力重畳手段４から流れる直流電流は増
加する。これを検出することにより、フィラメントf_Bの
エミレス状態を検出することが可能となる。

［実施例１］第５図は本発明の第１実施例における主回路の回路図
である。この回路は、第11図に示す従来例において、放
電灯１への直流電流の供給経路となるインダクタL₂と直
列に電流検出用の抵抗R₁,R₁′を挿入し、放電灯１に供
給される直流電流の大きさを点ｄの電位として検出して
いる。その他の構成は第11図に示す従来例と同じであ
る。

次に、第６図は第５図に示す主回路に制御信号を供給
するための制御回路の回路図である。この制御回路は、
主回路におけるMOSトランジスタQ₁,Q₂の駆動回路と、こ
れらの駆動回路に駆動信号を与えるための発振回路IC₁
を備えると共に、放電灯１に流れる直流電流の増大を検
出する直流電流検出部６と、直流電流検出部６の検出出
力が得られたときにインバータの出力を制限する出力制
限部７を備えており、これらの回路の動作電源として、
主回路におけるコンデンサC₆に得られた制御電源V_C6が
供給されている。

まず、MOSトランジスタQ₁の駆動回路は、パルストラ
ンスT₃と抵抗R₆,R₇及びダイオードD₁₃,D₁₅よりなる。パ
ルストランスT₃の１次巻線のセンタータップは、制御電
源V_C6に接続され、１次巻線の一端は後述する駆動用MOS
トランジスタQ₄を介して接地され、１次巻線の他端はダ
イオードD₁₅を介して接地されている。パルストランスT
₃の２次巻線の一端は端子ｂを介してMOSトランジスタQ₁
のソースに接続され、他端は順バイアス用の抵抗R₆と逆
バイアス用のダイオードD₁₃及び端子ａを介してMOSトラ
ンジスタQ₁のゲートに接続されている。MOSトランジス
タQ₁のゲート・ソース間には、抵抗R₇が並列接続されて
いる。

今、駆動用MOSトランジスタQ₄がオンされて、パルス
トランスT₃の１次巻線の一端が接地されると、パルスト
ランスT₃の１次巻線のセンタータップに印加された制御
電源V_C6により１次巻線に電流が流れ、パルストランスT
₃の２次巻線に接続された抵抗R₆,R₇の直列回路に電流が
流れて、抵抗R₇の両端に生じる電圧により、MOSトラン
ジスタQ₁のゲート・ソース間が順バイアスされて、MOS
トランジスタQ₁がオンされるものである。

次に、駆動用MOSトランジスタQ₄がオフされて、パル
ストランスT₃の１次巻線に流れる電流が断たれると、こ
の電流を流し続けるべく、ダイオードD₁₅を介して制御
電源V_C6に回生電流が流れる。このとき、パルストラン
スT₃の２次巻線には逆起電力が発生し、ダイオードD₁₃
を介して抵抗R₇に流れる電流により、抵抗R₇の両端には
MOSトランジスタQ₁のゲート・ソース間を逆バイアスす
る電圧が発生し、ゲート・ソース間容量の蓄積電荷は急
速に放電され、MOSトランジスタQ₁は速やかにオフされ
るものである。

MOSトランジスタQ₂の駆動回路も同様の構成を有し、
同様の動作を行う。つまり、MOSトランジスタQ₂の駆動
回路を構成するパルストランスT₄と抵抗R₈,R₉及びダイ
オードD₁₄,D₁₆は、上述のMOSトランジスタQ₁の駆動回路
を構成するパルストランスT₃と抵抗R₆,R₇及びダイオー
ドD₁₃,D₁₅にそれぞれ対応する。よって、これらについ
ての重複する説明は省略する。

発振回路IC₁はスイッチングレギュレータ用の制御用I
C（日本電気株式会社製造μPC494C）よりなる。この制
御用ICは、周知のように、電源端子（12番ピン）とアー
ス端子（７番ピン）の間に制御電源V_C6を印加されて使
用され、コンデンサ端子（５番ピン）とアース端子間に
接続されるコンデンサC₇と、抵抗端子（６番ピン）とア
ース端子間に接続される抵抗（R₀＋VR）との時定数に応
じた周波数で発振する発振器を内蔵している。その第１
の発振出力は、第１のオープンコレクタ端子（８番ピ
ン）と第１のオープンエミッタ端子（９番ピン）の間が
短絡される状態と開放される状態が交番することにより
得られ、第２の発振出力は、第２のオープンコレクタ端
子（11番ピン）と第２のオープンエミッタ端子（10番ピ
ン）の間が短絡される状態と開放される状態が交番する
ことにより得られる。ここで、出力制御端子（13番ピ
ン）を基準電圧出力端子（14番ピン）に得られる基準電
圧Vrefのレベルに設定したときには、２石用のプッシュ
プル動作を行い、第１の発振出力と第２の発振出力は所
定のデッドオフタイムを経て、反対の状態を取る。この
デッドオフタイムは、基準電圧Vrefを抵抗R₂,R₃により
分圧して、デッドオフタイム制御端子（４番ピン）に入
力することにより、設定できる。なお、非反転入力端子
（１番ピン,16番ピン）と反転入力端子（２番ピン,15番
ピン）は、内蔵のパルス幅制御用のコンパレータの入力
端子であり、パルス幅制御を行わない場合には、後者を
基準電圧Vrefのレベルにプルアップしておくものであ
る。また、フィードバック端子（３番ピン）はパルス幅
制御用の帰還入力端子であり、使用しない場合には開放
しておくものである。

本実施例にあっては、発振回路IC₁の出力制御端子（1
3番ピン）を基準電圧Vrefのレベルにプルアップしてプ
ッシュプル動作させており、オープンエミッタ端子（９
番,10番ピン）を接地すると共に、各オープンコレクタ
端子（８番,11番ピン）に得られる発振出力をそれぞれ
駆動用のMOSトランジスタQ₅,Q₄の入力信号としている。
つまり、第１のオープンコレクタ端子（８番ピン）とオ
ープンエミッタ端子（９番ピン）の間が短絡状態となっ
たときには、MOSトランジスタQ₅のゲートは“Low"レベ
ルとなり、逆に、開放状態となったときには、MOSトラ
ンジスタQ₅のゲートはプルアップ抵抗R₅により“High"
レベルとなるものである。同様に、第２のオープンコレ
クタ端子（11番ピン）とオープンエミッタ端子（10番ピ
ン）の間が短絡状態となったときには、MOSトランジス
タQ₄のゲートは“Low"レベルとなり、逆に、開放状態と
なったときには、MOSトランジスタQ₄のゲートは“High"
レベルとなるものである。各MOSトランジスタQ₄,Q₅は、
上述のように、インバータ回路を構成するMOSトランジ
スタQ₁,Q₂の各駆動回路におけるパルストランスT₃,T₄の
一端にそれぞれ接続され、MOSトランジスタQ₁,Q₂を駆動
している。

発振回路IC₁の発振周波数は、コンデンサC₇と固定抵
抗R₀及び可変抵抗VRの時定数により決まる。したがっ
て、可変抵抗VRの値を調整することにより、発振回路IC
₁の発振周波数を制御することが可能である。また、発
振出力のデッドオフタイムは、基準電圧Vrefのレベルを
抵抗R₂とR₃にて分圧したレベルに応じて決まる。

次に、放電灯１のフィラメントf_Bがエミレス状態であ
るときに、直流電流の増大を検出するための直流電流検
出部６について説明する。この直流電流検出部６にあっ
ては、第５図に示す主回路の点ｄに得られる電圧Vdをコ
ンデンサC₈により平均化し、入力抵抗R₁₀を介してコン
パレータIC₂の非反転入力端子に印加している。コンパ
レータIC₂の反転入力端子には、制御電源V_C6の電圧を抵
抗R₁₁,R₁₂により分圧した電圧が基準電圧として印加さ
れている。放電灯１が正常に点灯しているときには、点
ｄに得られる電圧Vdは上記基準電圧V_Kよりも低く、コン
パレータIC₂の出力は“Low"レベルであるが、放電灯１
のフィラメントf_Bがエミレス状態になると、放電灯１に
流れる直流電流が増加するので、点ｄに得られる電圧Vd
が上記基準電圧V_Kよりも高くなり、コンパレータIC₂の
出力は“High"レベルとなる。直流電流検出部６の出力
は、発振制限部７に入力されている。発振制限部７はト
ランジスタQ₃と抵抗R₁₃,R₁₄よりなり、トランジスタQ₃
のコレクタは発振回路IC₁の時定数設定用の抵抗R₀と可
変抵抗VRの接続点に接続され、エミッタは接地され、ベ
ースは抵抗R₁₃を介して直流電流検出部６の出力に接続
されると共に、抵抗R₁₄を介して接地されている。直流
電流検出部６の出力が“High"レベルになると、トラン
ジスタQ₃にベース電流が流れて、トランジスタQ₃のコレ
クタ・エミッタ間が導通し、可変抵抗VRの両端が短絡さ
れる。これにより、発振回路IC₁の発振周波数は高くな
り、インバータ装置の発振出力は制限される。したがっ
て、インバータ装置の電子部品に加わるストレスを低減
し、信頼性や寿命を改善できるものである。

［実施例２］第７図は本発明の第２実施例の要部回路図である。第
５図及び第６図に示す実施例１では、フィラメントf_Bの
エミレス状態しか検出できないが、本実施例では、実施
例１の構成に共振電圧検出部９を追加することにより、
フィラメントf_Aのエミレス状態も検出できるようにした
ものである。以下、共振電圧検出部９の構成について説
明する。共振用のコンデンサC₃の両端には、分圧用の抵
抗R₁₅,R₁₆の直列回路が並列的に接続されている。抵抗R
₁₆に分圧された高周波の共振電圧は、ダイオードD₁₇に
より半波整流され、コンデンサC₉により平滑されて直流
電圧に変換される。この直流電圧は、入力抵抗R₁₇を介
してコンパレータIC₃の非反転入力端子に印加される。
コンパレータIC₃の反転入力端子には、制御電源V_C6を抵
抗R₁₈,R₁₉で分圧した基準電圧が印加されている。放電
灯１が正常に点灯しているときには、コンデンサC₉に得
られる電圧は抵抗R₁₉に得られる基準電圧よりも低く、
コンパレータIC₃の出力は“Low"レベルとなる。また、
放電灯１のフィラメントf_Aがエミレス状態になると、主
回路のインダクタL₁とコンデンサC₃及び放電灯１などで
構成される共振回路に一方向にしか電流が流れなくなる
ので、コンデンサC₃の両端に発生する共振電圧は非常に
高い電圧となる。このため、コンデンサC₉に得られる電
圧は抵抗R₁₉に得られる基準電圧よりも高くなり、コン
パレータIC₃の出力“High"レベルとなる。このコンパレ
ータIC₃の出力は、抵抗R₂₀とダイオードD₁₈を介してト
ランジスタQ₃のベースに入力される。また、上記実施例
１で説明したコンパレータIC₂の出力は、抵抗R₁₃とダイ
オードD₁₉を介してトランジスタQ₃のベースに入力され
る。ダイオードD₁₈,D₁₉はOR回路を構成しており、共振
電圧検出部９の出力が“High"レベルになるか、又は直
流電流検出部６の出力が“High"レベルになると、発振
制限部７のトランジスタQ₃がオンされるものである。し
たがって、本実施例にあっては、フィラメントf_Aがエミ
レス状態となった場合にも、フィラメントf_Bがエミレス
状態になった場合と同様に、インバータ装置の発振出力
が制限されるものである。

［実施例３］第８図は本発明の第３実施例の要部構成を示すブロッ
ク図である。本実施例にあっては、第１図に示す構成の
放電灯点灯装置における制御部３として、低圧水銀放電
灯１をアーク放電領域からグロー放電領域までの広い調
光範囲で調光制御する調光制御部３を用いている。放電
灯１の光出力が定格時の20％未満となる低光束域では、
放電灯１はグロー放電領域で動作するものであり、放電
灯１を安定に点灯させるには、直流電力重畳手段４によ
り放電維持に必要な直流電流を放電灯１に供給する必要
がある。このような点灯装置において、放電灯１を低光
束域で始動する場合には、始動に成功すれば直流電力重
畳手段４から放電灯１に直流電流が流れ出すが、始動に
失敗すると直流電流が流れない。そこで、本実施例で
は、正常点灯時に放電灯１に流れているはずの直流電流
が検出されないときには、直流電流検出部６から始動失
敗を知らせる信号を調光制御部３に入力して、再始動制
御を行うようにしている。具体的には、第９図に示すよ
うに、第５図又は第６図における点ｄの電圧Vdを入力抵
抗R₁₉を介してコンパレータIC₄の非反転入力端子に印加
すると共に、制御電源V_C6を抵抗R₁₀,R₂₁により分圧した
基準電圧をコンパレータIC₄の反転入力端子に印加し
て、両電圧を比較し、コンパレータIC₄の出力を抵抗R₂₃
を介して再始動制御回路10に入力している。コンパレー
タIC₄の反転入力端子に印加される基準電圧は、放電灯
１の正常点灯時における点ｄの電圧Vdよりは低い値に設
定しておく。これにより、放電灯１が正常に点灯してい
る場合には、コンパレータIC₄の出力は“High"レベルと
なり、放電灯１が不点灯の場合には、コンパレータIC₄
の出力は“Low"レベルとなる。再始動制御回路10は、コ
ンパレータIC₄の出力が“Low"レベルのときには、例え
ば第６図に示す発振回路IC₁の抵抗端子（６番ピン）に
所定の電圧を供給し、インバータ装置のスイッチング周
波数を負荷回路の共振周波数に近付けて、放電灯１が始
動するのに足る電圧を共振用のコンデンサC₃の両端に発
生させるものである。あるいは、調光制御部３の回路全
体を再度リセットして、始動動作を再度行うようにして
も良い。これにより、放電灯１を確実に点灯させること
ができる。

なお、実施例では、インバータとして直列共振インバ
ータを使用しているが、ハーフブリッジ回路、フルブリ
ッジ回路、１石式インバータ等の任意の回路を使用でき
る。また、直流電流の検出には抵抗による電圧降下を利
用する方式のほか、電流トランスを用いる方法なども使
用できることは言うまでもない。

［発明の効果］本発明によれば、低圧水銀放電灯に高周波電力を供給
すると共に、直流電力を重畳して印加するようにした放
電灯点灯装置において、放電灯の直流電力の重畳量を検
出して放電異常を検出するようにしたから、放電灯のエ
ミレス状態や不点灯状態のような放電異常状態を確実に
検出することができるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の基本構成を示すブロック回路図、第２
図乃至第４図は本発明の作用説明のためのブロック回路
図、第５図及び第６図はそれぞれ本発明の第１実施例の
主回路及び制御回路の回路図、第７図は本発明の第２実
施例の要部回路図、第８図は本発明の第３実施例の要部
ブロック図、第９図は同上の具体回路図、第10図は従来
例の概略構成を示すブロック回路図、第11図は同上の具
体回路図である。１は放電灯、２は高周波電源、３は制御部、４は直流電
力重畳手段、５は直流電源、６は直流電流検出部６であ
る。

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】低圧水銀放電灯と、前記放電灯に高周波電
力を供給する高周波電源と、前記放電灯を点灯制御する
制御部と、直流電力を前記高周波電力に重畳して前記放
電灯に印加する直流電力重畳手段とを備える放電灯点灯
装置において、前記放電灯の直流電力の重畳量を検出し
て放電異常を検出する手段を備えたことを特徴とする放
電灯点灯装置。
【請求項２】前記直流電力の重畳量の検出による放電異
常の検出により高周波電源から放電灯への高周波電力の
供給を実質的に停止する手段を更に備えることを特徴と
する請求項１記載の放電灯点灯装置。
【請求項３】前記直流電力の重畳量の検出により放電灯
の不点灯を検出して放電灯の再点灯制御を行う手段を更
に備えることを特徴とする請求項１又は２記載の放電灯
点灯装置。
【請求項４】前記制御部に、前記放電灯をアーク放電領
域からグロー放電領域まで調光制御するように構成され
た調光制御部を設けると共に、前記直流電力重畳手段
は、前記放電灯の低光束調光時の放電を維持できるレベ
ルの直流電力を前記高周波電力に重畳して前記放電灯に
印加するようにしたことを特徴とする請求項１記載の放
電灯点灯装置。