JP2867947B2 - 参照電位発生回路 - Google Patents
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- G05F3/02—Regulating voltage or current
- G05F3/08—Regulating voltage or current wherein the variable is dc
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は半導体集積回路にお
ける参照電位発生回路に関し、特にバンドギャップ型定
電圧源の出力電位を受けて絶対値がバンドギャップ電圧
（約１．２５Ｖ）より小さく（例えば１Ｖ）、かつ温度
依存がほとんど無い参照電位を発生する参照電位発生回
路に関する。
ける参照電位発生回路に関し、特にバンドギャップ型定
電圧源の出力電位を受けて絶対値がバンドギャップ電圧
（約１．２５Ｖ）より小さく（例えば１Ｖ）、かつ温度
依存がほとんど無い参照電位を発生する参照電位発生回
路に関する。
【０００２】
【従来の技術】従来のこの種の参照電位発生回路の一例
を、図３を用いて説明する。この参照電位発生回路は、
バイポーラトランジスタＱ２１〜Ｑ２４と抵抗Ｒ２１〜
Ｒ２４で構成されるバンドギャップ型定電圧源（例えば
特開平３−６５７１６号公報）１０と、この回路の発生
する最低電位ＶＥＥを基準とする基準電位ＶＢ０を受け
て、最高電位ＶＣＣを基準とする参照電位ＶＲ０を発生
するバイポーラトランジスタＱ３，Ｑ４と抵抗Ｒ４〜Ｒ
６で構成される電流源とエミッタフォロアの組合わさっ
た回路とからなり、特にＲ４＝Ｒ５としている（例えば
特開昭６１−４５３１５号公報参照）。
を、図３を用いて説明する。この参照電位発生回路は、
バイポーラトランジスタＱ２１〜Ｑ２４と抵抗Ｒ２１〜
Ｒ２４で構成されるバンドギャップ型定電圧源（例えば
特開平３−６５７１６号公報）１０と、この回路の発生
する最低電位ＶＥＥを基準とする基準電位ＶＢ０を受け
て、最高電位ＶＣＣを基準とする参照電位ＶＲ０を発生
するバイポーラトランジスタＱ３，Ｑ４と抵抗Ｒ４〜Ｒ
６で構成される電流源とエミッタフォロアの組合わさっ
た回路とからなり、特にＲ４＝Ｒ５としている（例えば
特開昭６１−４５３１５号公報参照）。
【０００３】次に、この回路の動作について説明する。
バンドギャップ型定電圧源１０は、バイポーラトランジ
スタＱ２２，Ｑ２３のエミッタ面積比と抵抗Ｒ２１とＲ
２２の抵抗比を適当に選ぶことにより、温度依存のほと
んど無い（以下、温度依存ゼロ等という）、０Ｋでのシ
リコンのバンドギャップ電圧ＶＧ０（約１２０５ｍＶ）
にほぼ等しい電圧ＶＢ０（ここでは約１２５０ｍＶと
し、この電圧を便宜上「バンドギャップ電圧」と呼び、
記号Ｖｇｎを当てる）を発生する。例えば、Ｒ２１＝Ｒ
２３＝１ＫΩ、Ｒ２２＝０．１２ＫΩ、Ｒ２４＝２．５
ＫΩ、エミッタ面積比をＱ２１：Ｑ２２：Ｑ２３：Ｑ２
４＝２：１０：１：２とすることで構成できる。この場
合の参照電位ＶＲ０は次で与えられる。
バンドギャップ型定電圧源１０は、バイポーラトランジ
スタＱ２２，Ｑ２３のエミッタ面積比と抵抗Ｒ２１とＲ
２２の抵抗比を適当に選ぶことにより、温度依存のほと
んど無い（以下、温度依存ゼロ等という）、０Ｋでのシ
リコンのバンドギャップ電圧ＶＧ０（約１２０５ｍＶ）
にほぼ等しい電圧ＶＢ０（ここでは約１２５０ｍＶと
し、この電圧を便宜上「バンドギャップ電圧」と呼び、
記号Ｖｇｎを当てる）を発生する。例えば、Ｒ２１＝Ｒ
２３＝１ＫΩ、Ｒ２２＝０．１２ＫΩ、Ｒ２４＝２．５
ＫΩ、エミッタ面積比をＱ２１：Ｑ２２：Ｑ２３：Ｑ２
４＝２：１０：１：２とすることで構成できる。この場
合の参照電位ＶＲ０は次で与えられる。
【０００４】ＶＲ０＝−Ｒ２１／Ｒ２２・ＶＢ０＋Ｒ２
１／Ｒ２２・ＶＲＥ２−ＶＢＥ１ ここでＶＢＥ１，ＶＢＥ２はバイポーラトランジスタＱ
２１，Ｑ２２の順方向電圧である。今、ＶＢＥ１＝ＶＢ
Ｅ２とするとＲ２１＝Ｒ２２であるからＶＲ０＝−ＶＢ
０となり、温度依存のほとんど無い参照電位が得られ
る。この様にこの回路により、温度依存ゼロの参照電位
を発生できるが、その絶対値はバンドギャップ電圧Ｖｇ
ｎに等しくなる事が分かる。
１／Ｒ２２・ＶＲＥ２−ＶＢＥ１ ここでＶＢＥ１，ＶＢＥ２はバイポーラトランジスタＱ
２１，Ｑ２２の順方向電圧である。今、ＶＢＥ１＝ＶＢ
Ｅ２とするとＲ２１＝Ｒ２２であるからＶＲ０＝−ＶＢ
０となり、温度依存のほとんど無い参照電位が得られ
る。この様にこの回路により、温度依存ゼロの参照電位
を発生できるが、その絶対値はバンドギャップ電圧Ｖｇ
ｎに等しくなる事が分かる。
【０００５】次に、他の従来例を図４を用いて説明す
る。この回路は、特開昭６１−４５３１５号公報にて参
照電位の値と温度依存が任意に設定できる回路として提
案されている回路であり、バイポーラトランジスタＱ
３，Ｑ４と抵抗Ｒ４〜Ｒ６，Ｒ２５，Ｒ２６及びダイオ
ードＤ１から構成され、バイポーラトランジスタＱ４の
ベースは最低電位ＶＥＥを基準とする基準電圧ＶＣＳを
発生する定電圧源ＶＣＳに接続している。
る。この回路は、特開昭６１−４５３１５号公報にて参
照電位の値と温度依存が任意に設定できる回路として提
案されている回路であり、バイポーラトランジスタＱ
３，Ｑ４と抵抗Ｒ４〜Ｒ６，Ｒ２５，Ｒ２６及びダイオ
ードＤ１から構成され、バイポーラトランジスタＱ４の
ベースは最低電位ＶＥＥを基準とする基準電圧ＶＣＳを
発生する定電圧源ＶＣＳに接続している。
【０００６】この回路の動作は次のように説明されてい
る。この回路の発生する参照電位の値とその温度微分は
次式（１），（２）で与えられる。
る。この回路の発生する参照電位の値とその温度微分は
次式（１），（２）で与えられる。
【０００７】
【０００８】ただし、バイポーラトランジスタＱ４，Ｑ
３の順方向電圧、及びダイオードＤ１の順方向電圧は全
て等しいと仮定し、それをＶＢＥと置き、ΣＲ＝Ｒ４＋
Ｒ５＋Ｒ２５とする。（１），（２）式のように参照電
位値とその温度微分が与えられるので、抵抗比を適当に
選びＲ５／ΣＲとＲ２６／Ｒ４の値を調整することで任
意の参照電位の値と温度依存を得ることが出来る。
３の順方向電圧、及びダイオードＤ１の順方向電圧は全
て等しいと仮定し、それをＶＢＥと置き、ΣＲ＝Ｒ４＋
Ｒ５＋Ｒ２５とする。（１），（２）式のように参照電
位値とその温度微分が与えられるので、抵抗比を適当に
選びＲ５／ΣＲとＲ２６／Ｒ４の値を調整することで任
意の参照電位の値と温度依存を得ることが出来る。
【０００９】この回路は、実際には抵抗値として正の値
しか取ることが出来ない事、半導体集積回路で一般に良
く用いられる定電圧回路は任意の値と任意の温度依存の
基準電位を発生できるわけではない事から、実現できる
参照電位の値と温度依存範囲には制限がある。この制限
とは、絶対値がバンドギャップ電圧より小さく温度依存
がゼロの参照電位を発生することは出来ないという制限
であり、このことを詳細に説明する。
しか取ることが出来ない事、半導体集積回路で一般に良
く用いられる定電圧回路は任意の値と任意の温度依存の
基準電位を発生できるわけではない事から、実現できる
参照電位の値と温度依存範囲には制限がある。この制限
とは、絶対値がバンドギャップ電圧より小さく温度依存
がゼロの参照電位を発生することは出来ないという制限
であり、このことを詳細に説明する。
【００１０】まず、バイポーラトランジスタの順方向電
圧ＶＢＥの温度依存性について述べ、それに基づいてバ
ンドギャップ型定電圧源の出力電圧が、温度依存ゼロの
時、バンドギャップ電圧Ｖｇｎに等しくなることを述べ
る。次いで、この出力電圧をＶＣＳとして用いた場合、
ＶＲの温度依存をゼロにして、かつＶＲの絶対値をこの
場合のＶＣＳすなわちバンドギャップ電圧Ｖｇｎより小
さくすることができないことを示す。次に、半導体集積
回路で用いられる一般的な定電圧回路の特性について述
べ、この一般的な場合においても、ＶＲの温度特性をゼ
ロにして、かつ、ＶＲの絶対値をバンドギャップ電圧Ｖ
ｇｎより小さくすることが不可能であることを示す。
圧ＶＢＥの温度依存性について述べ、それに基づいてバ
ンドギャップ型定電圧源の出力電圧が、温度依存ゼロの
時、バンドギャップ電圧Ｖｇｎに等しくなることを述べ
る。次いで、この出力電圧をＶＣＳとして用いた場合、
ＶＲの温度依存をゼロにして、かつＶＲの絶対値をこの
場合のＶＣＳすなわちバンドギャップ電圧Ｖｇｎより小
さくすることができないことを示す。次に、半導体集積
回路で用いられる一般的な定電圧回路の特性について述
べ、この一般的な場合においても、ＶＲの温度特性をゼ
ロにして、かつ、ＶＲの絶対値をバンドギャップ電圧Ｖ
ｇｎより小さくすることが不可能であることを示す。
【００１１】さて、バイポーラトランジスタの順方向電
圧ＶＢＥは次式（３）のように書ける。 ＶＢＥ＝ＶＧ０−ＶT ｛（γ−α）ＩｎＴ−ＩｎＥＧ｝・・・（３） ここでＶT は熱電圧で、ｋをボルツマン定数、ｑを電子
の電荷量とするとき、ＶT ＝ｋＴ／ｑとなり、常温Ｔ＝
３００Ｋでは約２６ｍＶという値をとる。Ｉｃはコレク
タ電流、γ、αとＥ、Ｇは温度に依存しない定数で、Ｖ
Ｇ０は０Ｋにおけるシリコンのバンドギャップ電圧（約
１２０５ｍＶ）である。この（３）式はＰ．Ｒ．グレイ
／Ｒ．Ｇ．メイヤー共著 中原富士郎 他訳「アナログ
集積回路設計技術（上）」（以下、文献という）の２７
１頁より引用。この式（３）を温度Ｔで微分して次式を
得る。
圧ＶＢＥは次式（３）のように書ける。 ＶＢＥ＝ＶＧ０−ＶT ｛（γ−α）ＩｎＴ−ＩｎＥＧ｝・・・（３） ここでＶT は熱電圧で、ｋをボルツマン定数、ｑを電子
の電荷量とするとき、ＶT ＝ｋＴ／ｑとなり、常温Ｔ＝
３００Ｋでは約２６ｍＶという値をとる。Ｉｃはコレク
タ電流、γ、αとＥ、Ｇは温度に依存しない定数で、Ｖ
Ｇ０は０Ｋにおけるシリコンのバンドギャップ電圧（約
１２０５ｍＶ）である。この（３）式はＰ．Ｒ．グレイ
／Ｒ．Ｇ．メイヤー共著 中原富士郎 他訳「アナログ
集積回路設計技術（上）」（以下、文献という）の２７
１頁より引用。この式（３）を温度Ｔで微分して次式を
得る。
【００１２】
【００１３】ただし、Ｖｇ＝ＶＧ０＋２ＶT と簡単のた
めにγ＝３．２、α＝１．２と仮定した。なお、文献の
２７３頁ではγ＝３．２、α＝１と仮定している。
めにγ＝３．２、α＝１．２と仮定した。なお、文献の
２７３頁ではγ＝３．２、α＝１と仮定している。
【００１４】バンドギャップ型定電圧源では、一般に出
力電圧は ｍ（ＶＢＥ＋ｎＶT ）の形である。ここに、
ｍ、ｎは温度に無関係な定数で具体的には回路中の抵抗
比やバイポーラトランジスタのエミッタ面積比によって
定まる。ここでは、最も簡単なｍ＝１すなわち出力電位
ＶＢ０がＶＢ０＝ＶＢＥ＋ｎＶT の場合について述べ
る。例えば図３のバンドギャップ型定電圧源はこの型で
ある。この式を微分して式（４）を代入することで次式
を得る。
力電圧は ｍ（ＶＢＥ＋ｎＶT ）の形である。ここに、
ｍ、ｎは温度に無関係な定数で具体的には回路中の抵抗
比やバイポーラトランジスタのエミッタ面積比によって
定まる。ここでは、最も簡単なｍ＝１すなわち出力電位
ＶＢ０がＶＢ０＝ＶＢＥ＋ｎＶT の場合について述べ
る。例えば図３のバンドギャップ型定電圧源はこの型で
ある。この式を微分して式（４）を代入することで次式
を得る。
【００１５】
【００１６】ここで、ｎは常温付近のある温度Ｔ＝ＴN
でＶＢ０の温度微分が０になるように選ぶのであるが、
そうすると式（５）より次式が得られる。
でＶＢ０の温度微分が０になるように選ぶのであるが、
そうすると式（５）より次式が得られる。
【００１７】 ＶＢ０（ＴN ）＝Ｖｇ（ＴN ）＝ＶＧ０＋２ｋＴN ／ｑ 既に述べたように、このＶｇ（ＴN ）を便宜上バンドギ
ャップ電圧と呼ぶこととし特に記号Ｖｇｎを当てる事と
する。また、温度微分が０であるからＴ＝ＴNの付近で
はＶＢ０はほぼ一定で、Ｖｇ（ＴN ）に近似される。
今、ＴN ＝３００Ｋとすると、ＶT ＝約２６ｍＶなの
で、Ｔ＝３００Ｋ付近で、 ＶＢ０＝１２０５ｍＶ＋２・２６ｍＶ＝１２５７ｍＶ と近似される。すなわち、バンドギャップ型定電圧源の
出力電圧は温度特性を０にしようとすればバンドギャッ
プ電圧Ｖｇｎに近い値しか取れないということである。
ャップ電圧と呼ぶこととし特に記号Ｖｇｎを当てる事と
する。また、温度微分が０であるからＴ＝ＴNの付近で
はＶＢ０はほぼ一定で、Ｖｇ（ＴN ）に近似される。
今、ＴN ＝３００Ｋとすると、ＶT ＝約２６ｍＶなの
で、Ｔ＝３００Ｋ付近で、 ＶＢ０＝１２０５ｍＶ＋２・２６ｍＶ＝１２５７ｍＶ と近似される。すなわち、バンドギャップ型定電圧源の
出力電圧は温度特性を０にしようとすればバンドギャッ
プ電圧Ｖｇｎに近い値しか取れないということである。
【００１８】さて、図４の従来例でＶＣＳとしてこのバ
ンドギャップ型定電圧源１１を用いた場合を考える。Ｖ
ＣＳの温度微分は０であるからＶＲの温度微分を０にす
るには式（２）よりＶＢＥの温度微分の係数（Ｒ５／Σ
Ｒ）×（Ｒ２６／Ｒ４−１）−１が０でなければならな
いことが分かる。そうすると式（１）より、ＶＲ＝−
（Ｒ５／ΣＲ）・（Ｒ２６／Ｒ４）・ＶＣＳとなるが
（Ｒ５／ΣＲ）・（Ｒ２６／Ｒ４）＝１＋（Ｒ５／Σ
Ｒ）≧１だから｜ＶＲ｜≧ＶＣＳ＝Ｖｇｎとなることが
分かる。
ンドギャップ型定電圧源１１を用いた場合を考える。Ｖ
ＣＳの温度微分は０であるからＶＲの温度微分を０にす
るには式（２）よりＶＢＥの温度微分の係数（Ｒ５／Σ
Ｒ）×（Ｒ２６／Ｒ４−１）−１が０でなければならな
いことが分かる。そうすると式（１）より、ＶＲ＝−
（Ｒ５／ΣＲ）・（Ｒ２６／Ｒ４）・ＶＣＳとなるが
（Ｒ５／ΣＲ）・（Ｒ２６／Ｒ４）＝１＋（Ｒ５／Σ
Ｒ）≧１だから｜ＶＲ｜≧ＶＣＳ＝Ｖｇｎとなることが
分かる。
【００１９】これでこの図４に示した回路は、ＶＣＳに
温度依存ゼロのバンドギャップ電圧Ｖｇｎに等しい基準
電位を出力するバンドギャップ型定電圧源を用いた場
合、温度依存ゼロで絶対値がバンドギャップ電圧Ｖｇｎ
より小さい参照電位ＶＲを発生出来ないことが示され
た。
温度依存ゼロのバンドギャップ電圧Ｖｇｎに等しい基準
電位を出力するバンドギャップ型定電圧源を用いた場
合、温度依存ゼロで絶対値がバンドギャップ電圧Ｖｇｎ
より小さい参照電位ＶＲを発生出来ないことが示され
た。
【００２０】次に、ＶＣＳに一般の定電圧源を用いた場
合を考える。半導体集積回路で用いられる一般的な定電
圧源は、図３中のバンドギャップ型定電圧源１０か、図
５に示したように、ダイオードＤ2 ，Ｄ3 と抵抗ＲＤで
構成されダイオードの順方向電圧を利用する型の定電圧
源がある。
合を考える。半導体集積回路で用いられる一般的な定電
圧源は、図３中のバンドギャップ型定電圧源１０か、図
５に示したように、ダイオードＤ2 ，Ｄ3 と抵抗ＲＤで
構成されダイオードの順方向電圧を利用する型の定電圧
源がある。
【００２１】図３の例では発生する定電圧は、ＶＢ０＝
（ＶＢＥ＋ｎＶT ）、図５の場合、定電圧ＶＢＢは、Ｖ
ＢＢ＝２ＶＢＥと表される。ただし、ここではバンドギ
ャップ型定電圧源に、温度依存ゼロでない基準電位を発
生するような回路定数の場合も含めている。
（ＶＢＥ＋ｎＶT ）、図５の場合、定電圧ＶＢＢは、Ｖ
ＢＢ＝２ＶＢＥと表される。ただし、ここではバンドギ
ャップ型定電圧源に、温度依存ゼロでない基準電位を発
生するような回路定数の場合も含めている。
【００２２】以上の説明から、一般的な定電圧源の発生
する基準電圧は、バイポーラトランジスタの順方向電圧
ＶＢＥと熱電圧ＶT のｎ倍の和のｍ倍という形をしてい
ると言える。ここにｎ，ｍは定数で特にｍは１以上であ
る（基準電圧＝ｍ（ＶＢＥ＋ｎ・ＶT ）。この電源をＶ
ＣＳに用いる場合を考え、ＶＲの温度微分が０である
時、ＶＲ≦Ｖｇすなわち｜ＶＲ｜≧Ｖｇを示す。まず、
ＶＣＳ＝ｍ・（ＶＢＥ＋ｎ＋ＶT ）である。
する基準電圧は、バイポーラトランジスタの順方向電圧
ＶＢＥと熱電圧ＶT のｎ倍の和のｍ倍という形をしてい
ると言える。ここにｎ，ｍは定数で特にｍは１以上であ
る（基準電圧＝ｍ（ＶＢＥ＋ｎ・ＶT ）。この電源をＶ
ＣＳに用いる場合を考え、ＶＲの温度微分が０である
時、ＶＲ≦Ｖｇすなわち｜ＶＲ｜≧Ｖｇを示す。まず、
ＶＣＳ＝ｍ・（ＶＢＥ＋ｎ＋ＶT ）である。
【００２３】式（４）を用いて微分してｄＶＣＳ／ｄＴ
＝（ＶＣＳ−ｍ・Ｖｇ）を得、これを式（２）に代入し
て次式を得る。 ＶＲ＝−ａｂｍ・Ｖｇ＋（ａ（ｂ−１）−１）・Ｖｇ＝
（ａｂ（１−ｍ）−ａ−１）・Ｖｇ ただし、ａ＝Ｒ５
／ΣＲ、ｂ＝Ｒ２６／Ｒ４と置いた。ｍは１以上でａ，
ｂは正であるから、Ｖｇの係数は−１以下であることは
明らかである。すなわちＶＲ≦Ｖｇである。従って、従
来例では、電源ＶＣＳの定電圧源を用いた場合、温度依
存が０でその絶対値がバンドギャップ電圧Ｖｇｎより小
さい参照電位を発生する事が出来ないことになる。
＝（ＶＣＳ−ｍ・Ｖｇ）を得、これを式（２）に代入し
て次式を得る。 ＶＲ＝−ａｂｍ・Ｖｇ＋（ａ（ｂ−１）−１）・Ｖｇ＝
（ａｂ（１−ｍ）−ａ−１）・Ｖｇ ただし、ａ＝Ｒ５
／ΣＲ、ｂ＝Ｒ２６／Ｒ４と置いた。ｍは１以上でａ，
ｂは正であるから、Ｖｇの係数は−１以下であることは
明らかである。すなわちＶＲ≦Ｖｇである。従って、従
来例では、電源ＶＣＳの定電圧源を用いた場合、温度依
存が０でその絶対値がバンドギャップ電圧Ｖｇｎより小
さい参照電位を発生する事が出来ないことになる。
【００２４】
【発明が解決しようとする課題】上述した従来の参照電
位発生回路は、温度依存が殆んど０で、かつその絶対値
がバンドギャップ型基準電圧より小さい参照電位を発生
する事が出来ないという欠点を有している。
位発生回路は、温度依存が殆んど０で、かつその絶対値
がバンドギャップ型基準電圧より小さい参照電位を発生
する事が出来ないという欠点を有している。
【００２５】本発明の目的は、温度依存が殆んど０で、
かつその絶対値がバンドギャップ型基準電圧より小さい
参照電位を発生することのできる参照電位発生回路を提
供することにある。
かつその絶対値がバンドギャップ型基準電圧より小さい
参照電位を発生することのできる参照電位発生回路を提
供することにある。
【００２６】
【課題を解決するための手段】本発明の参照電圧発生回
路の構成は、定電圧源から出力される基準電圧を、第２
の抵抗を介してコレクタに入力し一端を最低電位に接続
した第１の抵抗を介してエミッタか接続されベースが一
端を前記最低電位に接続したバイアス抵抗に接続された
第１のトランジスタと、この第１のトランジスタのコレ
クタ、ベースにそれぞれベース、エミッタを接続し、コ
レクタを最高電位に接続した第２のトランジスタと、こ
の第２のトランジスタのエミッタ電圧をベースに入力
し、コレクタ、エミッタに接続した第３、第４の抵抗に
より前記最高電圧を基準とした出力電圧に変換する第３
のトランジスタと、この第３のトランジスタの出力電圧
をエミッタフォロワを介して参照電圧として出力する第
４のトランジスタとを備えることを特徴とする。
路の構成は、定電圧源から出力される基準電圧を、第２
の抵抗を介してコレクタに入力し一端を最低電位に接続
した第１の抵抗を介してエミッタか接続されベースが一
端を前記最低電位に接続したバイアス抵抗に接続された
第１のトランジスタと、この第１のトランジスタのコレ
クタ、ベースにそれぞれベース、エミッタを接続し、コ
レクタを最高電位に接続した第２のトランジスタと、こ
の第２のトランジスタのエミッタ電圧をベースに入力
し、コレクタ、エミッタに接続した第３、第４の抵抗に
より前記最高電圧を基準とした出力電圧に変換する第３
のトランジスタと、この第３のトランジスタの出力電圧
をエミッタフォロワを介して参照電圧として出力する第
４のトランジスタとを備えることを特徴とする。
【００２７】また本発明の参照電圧発生回路の構成は、
一端を最低電位に接続した第１の抵抗を介してエミッタ
に接続し、入力基準電圧が第２の抵抗を介してコレクタ
に接続され、ベースが一端を前記最低電位に接続したバ
イアス抵抗に接続された第１のトランジスタと；この第
２のトランジスタのエミッタにベースが接続され、エミ
ッタが一端を最低電位に接続した第３の抵抗に接続さ
れ、コレクタが一端を最高電位に接続した第４の抵抗に
接続された第３のトランジスタと；この第３のトランジ
スタのコレクタを入力端としたエミッタフォロワとなる
第４のトランジスタとを備え、前記第１から第４の抵抗
の抵抗値をそれぞれＲ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４とした時、
抵抗値の比（Ｒ４／Ｒ３）・Ｒ１／（Ｒ１＋Ｒ２）が近
似的に１／２となるようにしたことを特徴とする。
一端を最低電位に接続した第１の抵抗を介してエミッタ
に接続し、入力基準電圧が第２の抵抗を介してコレクタ
に接続され、ベースが一端を前記最低電位に接続したバ
イアス抵抗に接続された第１のトランジスタと；この第
２のトランジスタのエミッタにベースが接続され、エミ
ッタが一端を最低電位に接続した第３の抵抗に接続さ
れ、コレクタが一端を最高電位に接続した第４の抵抗に
接続された第３のトランジスタと；この第３のトランジ
スタのコレクタを入力端としたエミッタフォロワとなる
第４のトランジスタとを備え、前記第１から第４の抵抗
の抵抗値をそれぞれＲ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４とした時、
抵抗値の比（Ｒ４／Ｒ３）・Ｒ１／（Ｒ１＋Ｒ２）が近
似的に１／２となるようにしたことを特徴とする。
【００２８】本発明においては、第１の抵抗から第４の
抵抗の抵抗値をそれぞれＲ1 ，Ｒ2，Ｒ3 ，Ｒ4 とする
時、抵抗値の比（Ｒ4 ／Ｒ3 ）・Ｒ1 ／（Ｒ1 ＋Ｒ2 ）
がほぼ１／２を満足している。従って、定電圧源の最低
電位を基準とする出力電位をＶＢＢとする時、本発明の
参照電位発生回路が第４のトランジスタのエミッタに出
力する最高電位を基準とする参照電位ＶＲ０が−ＶＢＢ
／２となる。例えば、定電圧源にＶＢＢ＝２Ｖの温度依
存のほとんど無い基準電位を発生するバンドギャップ型
定電圧源を用いることにより、温度依存のほとんど無
い、ＶＲ０＝−１Ｖという絶対値がバンドギャップ電圧
（約１．２５Ｖ）より小さい参照電位を発生することが
出来る。
抵抗の抵抗値をそれぞれＲ1 ，Ｒ2，Ｒ3 ，Ｒ4 とする
時、抵抗値の比（Ｒ4 ／Ｒ3 ）・Ｒ1 ／（Ｒ1 ＋Ｒ2 ）
がほぼ１／２を満足している。従って、定電圧源の最低
電位を基準とする出力電位をＶＢＢとする時、本発明の
参照電位発生回路が第４のトランジスタのエミッタに出
力する最高電位を基準とする参照電位ＶＲ０が−ＶＢＢ
／２となる。例えば、定電圧源にＶＢＢ＝２Ｖの温度依
存のほとんど無い基準電位を発生するバンドギャップ型
定電圧源を用いることにより、温度依存のほとんど無
い、ＶＲ０＝−１Ｖという絶対値がバンドギャップ電圧
（約１．２５Ｖ）より小さい参照電位を発生することが
出来る。
【００２９】
【発明の実施の形態】本発明の参照電位発生回路の一実
施の形態を図１を参照して説明する。図に示されるよう
に、定電圧源１０の出力する基準電位ＶＢＢが、第１，
第２のトランジスタＱ１、Ｑ２を挟んだ形で第１，第２
の抵抗Ｒ１，Ｒ２により抵抗分割され、その電位Ｖ１を
受ける第３のトランジスタＱ３と第３の抵抗Ｒ４で構成
された定電流源とこれに接続する第４の抵抗Ｒ５とトラ
ンジスタＱ４によるエミッタフォロアで構成されて参照
電位ＶＲ０を出力している。
施の形態を図１を参照して説明する。図に示されるよう
に、定電圧源１０の出力する基準電位ＶＢＢが、第１，
第２のトランジスタＱ１、Ｑ２を挟んだ形で第１，第２
の抵抗Ｒ１，Ｒ２により抵抗分割され、その電位Ｖ１を
受ける第３のトランジスタＱ３と第３の抵抗Ｒ４で構成
された定電流源とこれに接続する第４の抵抗Ｒ５とトラ
ンジスタＱ４によるエミッタフォロアで構成されて参照
電位ＶＲ０を出力している。
【００３０】本実施形態は、バイポーラトランジスタＱ
５〜Ｑ９と抵抗Ｒ７〜Ｒ１０で構成されバンドギャップ
電圧Ｖｇｎの１＋Ｒ１０／Ｒ９倍の基準電圧を出力する
バンドギャップ型定電圧源１０と、抵抗Ｒ１〜Ｒ６とバ
イポーラトランジスタＱ１〜Ｑ４で構成された参照電位
出力回路１１とから構成されている。このバンドギャッ
プ型定電圧源１０は、例えば“ＭＯＮＯＬＩＴＨＩＣ
ＩＮＴＥＧＲＡＴＥＤＣＩＲＣＵＩＴＳ”Ｌ．Ｊ．ＨＥ
ＲＢＳＴ著（「モノリシック インテグレーテッド サ
ーキット」エル・ジェイ・ハーブスト著）の２４７頁の
図７．１２に示されたものを具体化したものである。
５〜Ｑ９と抵抗Ｒ７〜Ｒ１０で構成されバンドギャップ
電圧Ｖｇｎの１＋Ｒ１０／Ｒ９倍の基準電圧を出力する
バンドギャップ型定電圧源１０と、抵抗Ｒ１〜Ｒ６とバ
イポーラトランジスタＱ１〜Ｑ４で構成された参照電位
出力回路１１とから構成されている。このバンドギャッ
プ型定電圧源１０は、例えば“ＭＯＮＯＬＩＴＨＩＣ
ＩＮＴＥＧＲＡＴＥＤＣＩＲＣＵＩＴＳ”Ｌ．Ｊ．ＨＥ
ＲＢＳＴ著（「モノリシック インテグレーテッド サ
ーキット」エル・ジェイ・ハーブスト著）の２４７頁の
図７．１２に示されたものを具体化したものである。
【００３１】例えば、Ｒ１＝１．５ＫΩ、Ｒ２，Ｒ５，
Ｒ９＝０．５ＫΩ、Ｒ３＝５．５ＫΩ、Ｒ４＝０．７５
ＫΩ、Ｒ６＝３．５ＫΩ、Ｒ７＝０．４６ＫΩ、Ｒ８＝
０．１２ＫΩ、Ｒ１０＝０．３ＫΩとし、エミッタ面積
比Ｑ５：Ｑ６＝１０：１、Ｑ１：Ｑ２：Ｑ３：Ｑ４＝
１：１：２：５で構成できる。またＶＣＣ＝ＧＮＤ＝０
Ｖ、ＶＥＥＰ＝−４．５Ｖとする。
Ｒ９＝０．５ＫΩ、Ｒ３＝５．５ＫΩ、Ｒ４＝０．７５
ＫΩ、Ｒ６＝３．５ＫΩ、Ｒ７＝０．４６ＫΩ、Ｒ８＝
０．１２ＫΩ、Ｒ１０＝０．３ＫΩとし、エミッタ面積
比Ｑ５：Ｑ６＝１０：１、Ｑ１：Ｑ２：Ｑ３：Ｑ４＝
１：１：２：５で構成できる。またＶＣＣ＝ＧＮＤ＝０
Ｖ、ＶＥＥＰ＝−４．５Ｖとする。
【００３２】次に、この回路の動作について説明する。
図のバンドギャップ型定電圧源１０は温度依存ゼロの基
準電圧ＶＢＢ＝（１＋Ｒ１０／Ｒ９）Ｖｇｎ＝（１＋３
／５）・１２５０ｍＶ＝２Ｖ、を出力する。
図のバンドギャップ型定電圧源１０は温度依存ゼロの基
準電圧ＶＢＢ＝（１＋Ｒ１０／Ｒ９）Ｖｇｎ＝（１＋３
／５）・１２５０ｍＶ＝２Ｖ、を出力する。
【００３３】トランジスタＱ３のベース電位をＶＥＥ基
準の電位でＶ１と表すこととすると、ＶＣＣ基準の参照
電位ＶＲ０は次式となる。 Ｖ１＝（Ｒ２・ＶＢＥ−Ｒ１・ＶＢＥ２＋Ｒ１・ＶＢＢ）／（Ｒ１＋Ｒ２） ＶＲ０＝−（Ｒ５／Ｒ４）・（Ｖ１−ＶＢＥ３）−ＶＢＥ４ ＝−ａＶＢＢ＋ａ（ＶＢＥ１＋ＶＢＥ２）＋（Ｒ５／Ｒ４）（ＶＢＥ３−ＶＢＥ １）−ＶＢＥ４ ただし、ａ＝（Ｒ５／Ｒ４）・Ｒ１／（Ｒ１＋Ｒ２）と
おいた。ここで簡単のためにＶＢＥ１からＶＢＥ４は全
て等しくＶＢＥと書けるとすると、次式となる。ＶＲ０
＝−ａ・ＶＢＢ＋（２ａ−１）ＶＢＥ 本実施形態では、常温でＶＢ１＝０．８Ｖとなるように
バイポーラトランジスタのエミッタ面積を選んだとする
と、バイポーラトランジスタＱ１，Ｑ２を流れる電流は
共に０．２ｍＡ、トランジスタＱ３は０．４ｍＡ、トラ
ンジスタＱ４は１ｍＡとなり、エミッタ面積比がＱ１：
Ｑ２：Ｑ３：Ｑ４＝１：１：２：５であるから電流密度
はトランジスタＱ１からＱ４のバイポーラトランジスタ
で等しくなり、常温付近では順方向電圧がほぼ等しくな
っている事が分かる。
準の電位でＶ１と表すこととすると、ＶＣＣ基準の参照
電位ＶＲ０は次式となる。 Ｖ１＝（Ｒ２・ＶＢＥ−Ｒ１・ＶＢＥ２＋Ｒ１・ＶＢＢ）／（Ｒ１＋Ｒ２） ＶＲ０＝−（Ｒ５／Ｒ４）・（Ｖ１−ＶＢＥ３）−ＶＢＥ４ ＝−ａＶＢＢ＋ａ（ＶＢＥ１＋ＶＢＥ２）＋（Ｒ５／Ｒ４）（ＶＢＥ３−ＶＢＥ １）−ＶＢＥ４ ただし、ａ＝（Ｒ５／Ｒ４）・Ｒ１／（Ｒ１＋Ｒ２）と
おいた。ここで簡単のためにＶＢＥ１からＶＢＥ４は全
て等しくＶＢＥと書けるとすると、次式となる。ＶＲ０
＝−ａ・ＶＢＢ＋（２ａ−１）ＶＢＥ 本実施形態では、常温でＶＢ１＝０．８Ｖとなるように
バイポーラトランジスタのエミッタ面積を選んだとする
と、バイポーラトランジスタＱ１，Ｑ２を流れる電流は
共に０．２ｍＡ、トランジスタＱ３は０．４ｍＡ、トラ
ンジスタＱ４は１ｍＡとなり、エミッタ面積比がＱ１：
Ｑ２：Ｑ３：Ｑ４＝１：１：２：５であるから電流密度
はトランジスタＱ１からＱ４のバイポーラトランジスタ
で等しくなり、常温付近では順方向電圧がほぼ等しくな
っている事が分かる。
【００３４】ここで、ａ＝１／２となるように抵抗Ｒ
１，Ｒ２，Ｒ４，Ｒ５を選ぶと、ＶＲ０＝−ＶＢＢ／２
となる。本実施形態では、実際ａ＝１／２であり、ＶＢ
Ｂは温度依存の無い基準電圧であったので、これで温度
依存の無い参照電位が得られたことになる。本実施形態
では、ＶＢＢ＝２Ｖなので、ＶＲ０＝−１Ｖとなる。す
なわち、絶対値がバンドギャップ電圧Ｖｇｎ＝１．２５
Ｖより小さく温度依存ゼロの参照電位が得られた。
１，Ｒ２，Ｒ４，Ｒ５を選ぶと、ＶＲ０＝−ＶＢＢ／２
となる。本実施形態では、実際ａ＝１／２であり、ＶＢ
Ｂは温度依存の無い基準電圧であったので、これで温度
依存の無い参照電位が得られたことになる。本実施形態
では、ＶＢＢ＝２Ｖなので、ＶＲ０＝−１Ｖとなる。す
なわち、絶対値がバンドギャップ電圧Ｖｇｎ＝１．２５
Ｖより小さく温度依存ゼロの参照電位が得られた。
【００３５】なお、実際の回路では、ＶＢＥ１からＶＢ
Ｅ４までが温度特性も含めて全てが完全には等しくなら
ない場合があり、その場合は抵抗比ａ＝（Ｒ５／Ｒ４）
・Ｒ１／（Ｒ１＋Ｒ２）を１／２から少しずらした方が
参照電位の温度依存をより小さくできる場合がある。
Ｅ４までが温度特性も含めて全てが完全には等しくなら
ない場合があり、その場合は抵抗比ａ＝（Ｒ５／Ｒ４）
・Ｒ１／（Ｒ１＋Ｒ２）を１／２から少しずらした方が
参照電位の温度依存をより小さくできる場合がある。
【００３６】次に、本発明の第２の実施形態について図
２を参照しながら説明する。本実施形態は、第１の実施
形態の抵抗Ｒ３がバイポーラトランジスタＱ１１と抵抗
Ｒ１１による電流源に、抵抗Ｒ６がバイポーラトランジ
スタＱ１２と抵抗Ｒ１２による電流源に置き換わったも
のである。この回路は、例えば第１の実施の形態と同じ
抵抗値とエミッタ面積比で、さらにＲ１１＝１．５ＫΩ
（＝Ｒ１）、Ｒ１２＝０．３ＫΩ（＝Ｒ１／５）、Ｑ１
１：Ｑ１２：Ｑ１＝１：５：１として構成される。
２を参照しながら説明する。本実施形態は、第１の実施
形態の抵抗Ｒ３がバイポーラトランジスタＱ１１と抵抗
Ｒ１１による電流源に、抵抗Ｒ６がバイポーラトランジ
スタＱ１２と抵抗Ｒ１２による電流源に置き換わったも
のである。この回路は、例えば第１の実施の形態と同じ
抵抗値とエミッタ面積比で、さらにＲ１１＝１．５ＫΩ
（＝Ｒ１）、Ｒ１２＝０．３ＫΩ（＝Ｒ１／５）、Ｑ１
１：Ｑ１２：Ｑ１＝１：５：１として構成される。
【００３７】本実施形態は、このような構成により、バ
イポーラトランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４の電流密
度が温度を変えても全てほぼ同じ値となるので、これら
のバイポーラトランジスタの順方向電圧を温度依存も含
めてほぼ同じ値にすることが出来る。従って、順方向電
圧の差から来る実際の回路と第１の実施形態で示した計
算値との誤差を抑えることが出来、温度依存のほとんど
無い参照電位を発生できる。
イポーラトランジスタＱ１、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４の電流密
度が温度を変えても全てほぼ同じ値となるので、これら
のバイポーラトランジスタの順方向電圧を温度依存も含
めてほぼ同じ値にすることが出来る。従って、順方向電
圧の差から来る実際の回路と第１の実施形態で示した計
算値との誤差を抑えることが出来、温度依存のほとんど
無い参照電位を発生できる。
【００３８】
【発明の効果】以上説明したように、本発明の参照電位
発生回路は、温度依存がほとんど無く、絶対値がバンド
ギャップ電圧Ｖｇｎより小さい参照電位を発生すること
が出来るという特徴がある。
発生回路は、温度依存がほとんど無く、絶対値がバンド
ギャップ電圧Ｖｇｎより小さい参照電位を発生すること
が出来るという特徴がある。
【００３９】その理由は、この参照電位発生回路が抵抗
比を適当に定めたことにより、定電圧源の出力する基準
電位の１／２の大きさを持つ参照電位を発生する事が出
来、また一方でバンドギャップ電圧Ｖｇｎの２倍より小
さく１倍より大きい温度依存ゼロの基準電位を発生する
バンドギャップ型定電圧源が存在するからである。
比を適当に定めたことにより、定電圧源の出力する基準
電位の１／２の大きさを持つ参照電位を発生する事が出
来、また一方でバンドギャップ電圧Ｖｇｎの２倍より小
さく１倍より大きい温度依存ゼロの基準電位を発生する
バンドギャップ型定電圧源が存在するからである。
【図１】本発明の第１の実施形態を示す回路図である。
【図２】本発明の第２の実施形態の回路図である。
【図３】従来例の参照電圧発生回路の回路図である。
【図４】他の従来例の回路図である。
【図５】一般的な定電圧源の一例の回路図である。
Ｑ１〜Ｑ６、Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ２１〜Ｑ２４ ＮＰ
Ｎトランジスタ Ｑ７，Ｑ８ ＰＮＰトランジスタ Ｄ１〜Ｄ３ ダイオード Ｒ１〜Ｒ１２，Ｒ２１〜Ｒ２６，ＲＤ 抵抗 １０ 定電圧源 １１ 参照電圧出力回路
Ｎトランジスタ Ｑ７，Ｑ８ ＰＮＰトランジスタ Ｄ１〜Ｄ３ ダイオード Ｒ１〜Ｒ１２，Ｒ２１〜Ｒ２６，ＲＤ 抵抗 １０ 定電圧源 １１ 参照電圧出力回路
Claims (2)
- 【請求項１】 定電圧源から出力される基準電圧を、第
２の抵抗を介してコレクタに入力し一端を最低電位に接
続した第１の抵抗を介してエミッタか接続されベースが
一端を前記最低電位に接続したバイアス抵抗に接続され
た第１のトランジスタと、 この第１のトランジスタのコレクタ、ベースにそれぞれ
ベース、エミッタを接続し、コレクタを最高電位に接続
した第２のトランジスタと、 この第２のトランジスタのエミッタ電圧をベースに入力
し、コレクタ、エミッタ に接続した第３、第４の抵抗に
より前記最高電圧を基準とした出力電圧に変換する第３
のトランジスタと、 この第３のトランジスタの 出力電圧をエミッタフォロワ
を介して参照電圧として出力する第４のトランジスタと
を備えることを特徴とする参照電圧発生回路。 - 【請求項２】 一端を最低電位に接続した第１の抵抗を
介してエミッタに接続し、入力基準電圧が第２の抵抗を
介してコレクタに接続され、ベースが一端を前記最低電
位に接続したバイアス抵抗に接続された第１のトランジ
スタと、 この第１のトランジスタのコレクタ、ベースにそれぞれ
ベース、エミッタが接続され、コレクタが最高電位に接
続された第２のトランジスタと、 この第２のトランジスタのエミッタにベースが接続さ
れ、エミッタが一端を最低電位に接続した第３の抵抗に
接続され、コレクタが一端を最高電位に接続した第４の
抵抗に接続された第３のトランジスタと、 この第３のトランジスタのコレクタを入力端としたエミ
ッタフォロワとなる第４のトランジスタとを備え、 前記第１から第４の抵抗の抵抗値をそれぞれＲ１，Ｒ
２，Ｒ３，Ｒ４とした時、抵抗値の比（Ｒ４／Ｒ３）・
Ｒ１／（Ｒ１＋Ｒ２）が近似的に１／２となるようにし
たことを特徴とする参照電圧発生回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8074695A JP2867947B2 (ja) | 1996-03-28 | 1996-03-28 | 参照電位発生回路 |
| US08/825,386 US5834927A (en) | 1996-03-28 | 1997-03-28 | Reference voltage generating circuit generating a reference voltage smaller than a bandgap voltage |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8074695A JP2867947B2 (ja) | 1996-03-28 | 1996-03-28 | 参照電位発生回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09265330A JPH09265330A (ja) | 1997-10-07 |
| JP2867947B2 true JP2867947B2 (ja) | 1999-03-10 |
Family
ID=13554632
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8074695A Expired - Fee Related JP2867947B2 (ja) | 1996-03-28 | 1996-03-28 | 参照電位発生回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5834927A (ja) |
| JP (1) | JP2867947B2 (ja) |
Families Citing this family (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5986493A (en) * | 1996-10-28 | 1999-11-16 | Texas Instruments Incorporated | Clamping circuit and method for clamping a voltage |
| US5986481A (en) * | 1997-03-24 | 1999-11-16 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Peak hold circuit including a constant voltage generator |
| KR100309465B1 (ko) * | 1999-03-29 | 2001-10-29 | 김영환 | 에스램 셀 전원 인가회로 |
| US7400187B1 (en) * | 2001-10-02 | 2008-07-15 | National Semiconductor Corporation | Low voltage, low Z, band-gap reference |
| JP4855116B2 (ja) | 2006-03-27 | 2012-01-18 | フリースケール セミコンダクター インコーポレイテッド | シリーズレギュレータ回路 |
| JP4786445B2 (ja) | 2006-07-13 | 2011-10-05 | フリースケール セミコンダクター インコーポレイテッド | シリーズレギュレータ回路 |
| US8174251B2 (en) | 2007-09-13 | 2012-05-08 | Freescale Semiconductor, Inc. | Series regulator with over current protection circuit |
| US10739808B2 (en) * | 2018-05-31 | 2020-08-11 | Richwave Technology Corp. | Reference voltage generator and bias voltage generator |
Family Cites Families (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE3047685C2 (de) * | 1980-12-18 | 1986-01-16 | Telefunken electronic GmbH, 7100 Heilbronn | Temperaturstabile Spannungsquelle |
| US4352056A (en) * | 1980-12-24 | 1982-09-28 | Motorola, Inc. | Solid-state voltage reference providing a regulated voltage having a high magnitude |
| US4349778A (en) * | 1981-05-11 | 1982-09-14 | Motorola, Inc. | Band-gap voltage reference having an improved current mirror circuit |
| JPH0668706B2 (ja) * | 1984-08-10 | 1994-08-31 | 日本電気株式会社 | 基準電圧発生回路 |
| US5278491A (en) * | 1989-08-03 | 1994-01-11 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Constant voltage circuit |
| JPH0680486B2 (ja) * | 1989-08-03 | 1994-10-12 | 株式会社東芝 | 定電圧回路 |
| JPH03141411A (ja) * | 1989-10-26 | 1991-06-17 | Sumitomo Electric Ind Ltd | バイアス回路 |
| JP2938299B2 (ja) * | 1992-02-13 | 1999-08-23 | 帝人株式会社 | 芳香族ポリエステル、その製造法およびそれを用いた成形用樹脂組成物 |
| US5552740A (en) * | 1994-02-08 | 1996-09-03 | Micron Technology, Inc. | N-channel voltage regulator |
-
1996
- 1996-03-28 JP JP8074695A patent/JP2867947B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1997
- 1997-03-28 US US08/825,386 patent/US5834927A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5834927A (en) | 1998-11-10 |
| JPH09265330A (ja) | 1997-10-07 |
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