JP2858573B1 - スペクトラム拡散受信装置 - Google Patents
スペクトラム拡散受信装置Info
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- 238000001228 spectrum Methods 0.000 title claims description 20
- 238000005070 sampling Methods 0.000 claims description 32
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 claims description 10
- 238000001208 nuclear magnetic resonance pulse sequence Methods 0.000 claims description 8
- 238000000034 method Methods 0.000 description 13
- 238000007796 conventional method Methods 0.000 description 6
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 4
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 2
- 239000000284 extract Substances 0.000 description 2
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 1
- 230000002542 deteriorative effect Effects 0.000 description 1
- 238000001914 filtration Methods 0.000 description 1
- 230000006870 function Effects 0.000 description 1
- 230000000452 restraining effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
- H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
- H04B1/7073—Synchronisation aspects
- H04B1/7075—Synchronisation aspects with code phase acquisition
- H04B1/7077—Multi-step acquisition, e.g. multi-dwell, coarse-fine or validation
- H04B1/70775—Multi-dwell schemes, i.e. multiple accumulation times
Landscapes
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- Noise Elimination (AREA)
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】本発明は、スペクトラム拡散
方式において用いるスペクトラム拡散受信装置に関する
ものである。
方式において用いるスペクトラム拡散受信装置に関する
ものである。
【0002】
【従来の技術】スペクトラム拡散方式では、各ユーザは
自局信号を各局に固有の符号(拡散符号)で広帯域に拡
散し、信号を伝送路に送出する。伝送路中では、各ユー
ザの広帯域信号が周波数軸上で重畳され、伝送される。
他ユーザの信号が重畳された信号(符号多重受信信号)
から自局の信号のみを抽出するためには、受信側におい
て受信信号に拡散符号を再度乗じる操作(これを逆拡散
という)が必要となる。逆拡散において正しく自局の信
号を得るためには、受信信号の符号同期タイミングを識
別するタイミングサーチャの指示に従って、正しい符号
同期タイミングで逆拡散が行われる必要がある。この符
号同期(チップ同期)の精度が十分でないと、受信特性
は大きく劣化してしまう。ディジタル信号処理により逆
拡散を実現する場合、チップ同期の精度を損なわないた
めには、受信信号のチップ時間当たりのサンプル回数を
増加させることが必要である。
自局信号を各局に固有の符号(拡散符号)で広帯域に拡
散し、信号を伝送路に送出する。伝送路中では、各ユー
ザの広帯域信号が周波数軸上で重畳され、伝送される。
他ユーザの信号が重畳された信号(符号多重受信信号)
から自局の信号のみを抽出するためには、受信側におい
て受信信号に拡散符号を再度乗じる操作(これを逆拡散
という)が必要となる。逆拡散において正しく自局の信
号を得るためには、受信信号の符号同期タイミングを識
別するタイミングサーチャの指示に従って、正しい符号
同期タイミングで逆拡散が行われる必要がある。この符
号同期(チップ同期)の精度が十分でないと、受信特性
は大きく劣化してしまう。ディジタル信号処理により逆
拡散を実現する場合、チップ同期の精度を損なわないた
めには、受信信号のチップ時間当たりのサンプル回数を
増加させることが必要である。
【0003】また、チップレートの2倍以上の周波数で
サンプリングされた受信信号から内挿補間を行って必要
なサンプルを計算する手法を用いてチップ同期精度を維
持している。図4にこの手法を用いたスペクトラム拡散
受信装置の構成例を示す。図4に示すように、受信信号
のサンプル系列は、インターポレータ201においてL
(Lは2以上の自然数)倍オーバーサンプリングされ、
無歪みLPF(ナイキストフィルタ)202に入力され
る。無歪みLPF202の出力をデジメータ203によ
って時間間引きした結果得られる内挿信号を用いて逆拡
散を行うことにより、受信信号のサンプル間隔以下の精
度で逆拡散を行うことができる。このデータ補間を行う
データ補間ブロック204での信号処理を図5に示す。
サンプリングされた受信信号から内挿補間を行って必要
なサンプルを計算する手法を用いてチップ同期精度を維
持している。図4にこの手法を用いたスペクトラム拡散
受信装置の構成例を示す。図4に示すように、受信信号
のサンプル系列は、インターポレータ201においてL
(Lは2以上の自然数)倍オーバーサンプリングされ、
無歪みLPF(ナイキストフィルタ)202に入力され
る。無歪みLPF202の出力をデジメータ203によ
って時間間引きした結果得られる内挿信号を用いて逆拡
散を行うことにより、受信信号のサンプル間隔以下の精
度で逆拡散を行うことができる。このデータ補間を行う
データ補間ブロック204での信号処理を図5に示す。
【0004】一方、符号多重拡散信号の受信の際に用い
られる干渉除去装置において、直交化フィルタの直交化
係数に、希望波受信タイミングに同期した拡散符号波形
で拘束条件処理を施す方式が特願平8−137032号
に提案されている。図6に、この干渉除去方式の一実施
例を示す。図6に示すように、直交化フィルタ402
は、符号多重受信信号を入力として、直交化係数を用い
た逆拡散を行ない、干渉波を抑圧しつつ希望波を抽出す
る。検波器403では、検出された希望波のキャリア位
相同期を行なう。シンボル判定器404は、検波器出力
からシンボル判定を行なう。加算器405は、検波器出
力とシンボル出力とからシンボル判定誤差信号を生成す
る。直交化係数更新手段408は、得られたシンボル判
定誤差信号と、検波器出力であるキャリア位相信号、お
よび符号多重受信信号から直交化係数を適応的に計算
し、直交化係数拘束手段407に引き渡す。直交化係数
拘束手段407は、直交化係数更新手段407によって
計算された直交化係数に、受信信号に同期した希望波拡
散符号波形で拘束条件処理を施し、直交化フィルタの係
数として引き渡す。本方式では、トレーニング信号を用
いないブラインド収束が可能となり、かつ、マルチパス
環境下ではパスを特定して安定した干渉除去受信が行な
える。
られる干渉除去装置において、直交化フィルタの直交化
係数に、希望波受信タイミングに同期した拡散符号波形
で拘束条件処理を施す方式が特願平8−137032号
に提案されている。図6に、この干渉除去方式の一実施
例を示す。図6に示すように、直交化フィルタ402
は、符号多重受信信号を入力として、直交化係数を用い
た逆拡散を行ない、干渉波を抑圧しつつ希望波を抽出す
る。検波器403では、検出された希望波のキャリア位
相同期を行なう。シンボル判定器404は、検波器出力
からシンボル判定を行なう。加算器405は、検波器出
力とシンボル出力とからシンボル判定誤差信号を生成す
る。直交化係数更新手段408は、得られたシンボル判
定誤差信号と、検波器出力であるキャリア位相信号、お
よび符号多重受信信号から直交化係数を適応的に計算
し、直交化係数拘束手段407に引き渡す。直交化係数
拘束手段407は、直交化係数更新手段407によって
計算された直交化係数に、受信信号に同期した希望波拡
散符号波形で拘束条件処理を施し、直交化フィルタの係
数として引き渡す。本方式では、トレーニング信号を用
いないブラインド収束が可能となり、かつ、マルチパス
環境下ではパスを特定して安定した干渉除去受信が行な
える。
【0005】
【発明が解決しようとする課題】通常のマッチトフィル
タを用いた逆拡散を行なう場合、逆拡散における符号同
期の精度を高めるために、受信信号のチップ時間当たり
のサンプル回数を増加させる場合、1シンボル当たりの
サンプルデータ数が増大し、受信信号処理を行なう際に
サンプルデータを格納しておくための必要メモリ量が増
大し、ハードウエアの規模が大きくなる。受信信号から
内挿補間を行って必要なサンプルを計算する方法を用い
た場合、各シンボル時間毎に逆拡散処理の前にインター
ポレーション/デシメーションフィルタが必要となるた
め逆拡散のためのオーバーヘッドが増加し、処理遅延を
招く。
タを用いた逆拡散を行なう場合、逆拡散における符号同
期の精度を高めるために、受信信号のチップ時間当たり
のサンプル回数を増加させる場合、1シンボル当たりの
サンプルデータ数が増大し、受信信号処理を行なう際に
サンプルデータを格納しておくための必要メモリ量が増
大し、ハードウエアの規模が大きくなる。受信信号から
内挿補間を行って必要なサンプルを計算する方法を用い
た場合、各シンボル時間毎に逆拡散処理の前にインター
ポレーション/デシメーションフィルタが必要となるた
め逆拡散のためのオーバーヘッドが増加し、処理遅延を
招く。
【0006】また、直交化係数に希望波に同期した拡散
符号波形で拘束条件処理を施す方式においては、直交化
フィルタが非同期サンプル動作を行う場合、受信信号に
同期した希望波拡散符号波形を与えるための具体的な決
定方法については、従来検討されていなかった。
符号波形で拘束条件処理を施す方式においては、直交化
フィルタが非同期サンプル動作を行う場合、受信信号に
同期した希望波拡散符号波形を与えるための具体的な決
定方法については、従来検討されていなかった。
【0007】本発明の目的は、符号多重受信信号から、
希望信号に同期した拡散信号波形を効率的に求めること
によって、通常のマッチトフィルタを用いた逆拡散にお
いて、必要メモリ量の増加や処理量の増加なしに、任意
の精度で符号同期が行えるスペクトラム拡散受信装置を
構成することである。
希望信号に同期した拡散信号波形を効率的に求めること
によって、通常のマッチトフィルタを用いた逆拡散にお
いて、必要メモリ量の増加や処理量の増加なしに、任意
の精度で符号同期が行えるスペクトラム拡散受信装置を
構成することである。
【0008】又、本発明の他の目的は、直交化フィルタ
を用いて適応的に干渉を除去する方式において、直交化
係数の初期収束にトレーニング信号を必要とせず、か
つ、直交化係数に拘束をかけることにより、マルチパス
環境下においてパスを特定して安定な干渉除去受信を行
うことのできるスペクトラム拡散受信装置を提供するこ
とにある。
を用いて適応的に干渉を除去する方式において、直交化
係数の初期収束にトレーニング信号を必要とせず、か
つ、直交化係数に拘束をかけることにより、マルチパス
環境下においてパスを特定して安定な干渉除去受信を行
うことのできるスペクトラム拡散受信装置を提供するこ
とにある。
【0009】
【課題を解決するための手段】本発明によれば、符号多
重受信信号を受け、該符号多重受信信号の希望波の符号
同期タイミングを識別するタイミングサーチャと、該タ
イミングサーチャが識別した前記符号同期タイミングに
従って受信信号に与える遅延量を決定する遅延器と、該
遅延器の出力結果を用いて逆拡散を行ない前記希望波を
抽出する逆拡散フィルタと、該逆拡散フィルタから出力
される前記希望波のキャリア位相同期を行なう検波器
と、前記検波器の出力からシンボルの判定を行ない、シ
ンボルデータを出力するシンボル判定器と、前記希望波
の拡散符号のパルス系列を入力して、前記符号多重受信
信号のサンプル周波数より高いサンプル周波数でサンプ
リングするサンプリング手段と、該サンプリング回路に
よりあらかじめサンプリングされた値を保存するメモリ
と、前記タイミングサーチャが識別した符号同期タイミ
ングに基づいて前記メモリからサンプリング値を読み出
し、前記符号多重受信信号のサンプル間隔に等しい希望
波に同期したタイミングの拡散符号波形のサンプリング
値を前記逆拡散フィルタへ出力する係数設定回路を具備
して構成されたことを特徴とするスペクトラム拡散受信
装置が得られる。
重受信信号を受け、該符号多重受信信号の希望波の符号
同期タイミングを識別するタイミングサーチャと、該タ
イミングサーチャが識別した前記符号同期タイミングに
従って受信信号に与える遅延量を決定する遅延器と、該
遅延器の出力結果を用いて逆拡散を行ない前記希望波を
抽出する逆拡散フィルタと、該逆拡散フィルタから出力
される前記希望波のキャリア位相同期を行なう検波器
と、前記検波器の出力からシンボルの判定を行ない、シ
ンボルデータを出力するシンボル判定器と、前記希望波
の拡散符号のパルス系列を入力して、前記符号多重受信
信号のサンプル周波数より高いサンプル周波数でサンプ
リングするサンプリング手段と、該サンプリング回路に
よりあらかじめサンプリングされた値を保存するメモリ
と、前記タイミングサーチャが識別した符号同期タイミ
ングに基づいて前記メモリからサンプリング値を読み出
し、前記符号多重受信信号のサンプル間隔に等しい希望
波に同期したタイミングの拡散符号波形のサンプリング
値を前記逆拡散フィルタへ出力する係数設定回路を具備
して構成されたことを特徴とするスペクトラム拡散受信
装置が得られる。
【0010】さらに、本発明によれば、前記サンプリン
グ手段は、前記希望波の拡散符号のパルス系列を入力す
る無歪み低域フィルタと、該無歪み低域フィルタの出力
を前記符号多重受信信号のサンプル周波数より高いサン
プル周波数でサンプリングするサンプリング回路からな
ることを特徴とするスペクトラム拡散受信装置が得られ
る。
グ手段は、前記希望波の拡散符号のパルス系列を入力す
る無歪み低域フィルタと、該無歪み低域フィルタの出力
を前記符号多重受信信号のサンプル周波数より高いサン
プル周波数でサンプリングするサンプリング回路からな
ることを特徴とするスペクトラム拡散受信装置が得られ
る。
【0011】又、本発明によれば、スペクトラム拡散方
式を用いたスペクトラム拡散受信装置において、符号多
重受信信号から希望波の符号同期タイミングを識別する
タイミングサーチャと、該タイミングサーチャが識別し
た希望波の符号同期タイミングに従って前記符号多重受
信信号に与える遅延量を決定する遅延器と、該遅延器の
出力に対し希望波の拡散符号波形で拘束条件処理を施し
た直交化係数で逆拡散を行い干渉波を抑圧する直交化フ
ィルタと、前記希望波のキャリア位相同期を行う検波器
と、該検波器の出力からシンボルの判定を行い、シンボ
ルデータを出力するシンボル判定器と、前記検波器の出
力と前記シンボル判定器の出力からシンボル判定誤差信
号を生成する加算器と、前記符号多重拡散信号と前記検
波器の出力であるキャリア位相信号と前記シンボル判定
誤差信号と入力とし、前記直交化係数を適応的に計算す
る直交化係数更新手段と、前記直交化係数更新手段の出
力である直交化係数に拘束条件処理を施す直交化係数拘
束手段と、希望波拡散符号のパルス系列を入力とする無
歪み低域フィルタ(ナイキストフィルタ)と、前記無歪
み低域フィルタの出力を受信信号のサンプル周波数より
高いサンプル周波数でサンプリングするサンプリング回
路と、前記サンプリング回路によりあらかじめサンプリ
ングされた値を保存するメモリと、前記タイミングサー
チャが識別した符号同期タイミングに基づいて前記メモ
リからサンプリング値を読み出し、前記符号多重受信信
号のサンプル間隔に等しい希望波に同期したタイミング
の拡散符号波形のサンプリング値を前記直交化係数拘束
手段へ出力する係数設定回路を具備して構成されたこと
を特徴とするスペクトラム拡散受信装置が得られる。
式を用いたスペクトラム拡散受信装置において、符号多
重受信信号から希望波の符号同期タイミングを識別する
タイミングサーチャと、該タイミングサーチャが識別し
た希望波の符号同期タイミングに従って前記符号多重受
信信号に与える遅延量を決定する遅延器と、該遅延器の
出力に対し希望波の拡散符号波形で拘束条件処理を施し
た直交化係数で逆拡散を行い干渉波を抑圧する直交化フ
ィルタと、前記希望波のキャリア位相同期を行う検波器
と、該検波器の出力からシンボルの判定を行い、シンボ
ルデータを出力するシンボル判定器と、前記検波器の出
力と前記シンボル判定器の出力からシンボル判定誤差信
号を生成する加算器と、前記符号多重拡散信号と前記検
波器の出力であるキャリア位相信号と前記シンボル判定
誤差信号と入力とし、前記直交化係数を適応的に計算す
る直交化係数更新手段と、前記直交化係数更新手段の出
力である直交化係数に拘束条件処理を施す直交化係数拘
束手段と、希望波拡散符号のパルス系列を入力とする無
歪み低域フィルタ(ナイキストフィルタ)と、前記無歪
み低域フィルタの出力を受信信号のサンプル周波数より
高いサンプル周波数でサンプリングするサンプリング回
路と、前記サンプリング回路によりあらかじめサンプリ
ングされた値を保存するメモリと、前記タイミングサー
チャが識別した符号同期タイミングに基づいて前記メモ
リからサンプリング値を読み出し、前記符号多重受信信
号のサンプル間隔に等しい希望波に同期したタイミング
の拡散符号波形のサンプリング値を前記直交化係数拘束
手段へ出力する係数設定回路を具備して構成されたこと
を特徴とするスペクトラム拡散受信装置が得られる。
【0012】
【発明の実施の形態】本発明におけるスペクトラム拡散
受信装置の一実施の形態について図1を参照して具体的
に説明する。まず拡散符号が与えられること、この拡散
系列はパルス系列に変換され、LPF109へ入力され
る。LPF109の出力は、サンプリング回路108に
よって任意のサンプルタイミングでサンプリングされ、
メモリ107へと格納される。この操作は初期動作時に
一度だけ行われる。受信が開始されると、符号多重受信
信号はタイミングサーチャ105で処理され、符号同期
タイミングが求められる。
受信装置の一実施の形態について図1を参照して具体的
に説明する。まず拡散符号が与えられること、この拡散
系列はパルス系列に変換され、LPF109へ入力され
る。LPF109の出力は、サンプリング回路108に
よって任意のサンプルタイミングでサンプリングされ、
メモリ107へと格納される。この操作は初期動作時に
一度だけ行われる。受信が開始されると、符号多重受信
信号はタイミングサーチャ105で処理され、符号同期
タイミングが求められる。
【0013】ここで得られた符号同期タイミングは、係
数設定回路106へ入力される。この係数設定回路は、
タイミングサーチャから通知された符号同期タイミング
に対応する受信信号のサンプル間隔に等しい拡散符号波
形のサンプル値をメモリから読み出し、逆拡散フィルタ
102のタップ係数として設定する機能を有する。逆拡
散フィルタでは、遅延器101により受信信号を遅延さ
せたものと前記設定されたタップ係数の積和演算を行
い、その演算結果は検波器103へと渡され、判定器1
04によりシンボルデータに変換される。尚受信開始に
先だって、周期Tc (Tc :チップレート)の拡散符号
のパルス系列を、無歪みLPF(ナイキストフィルタ)
の入力として与えた場合の出力波形を求めておく。
数設定回路106へ入力される。この係数設定回路は、
タイミングサーチャから通知された符号同期タイミング
に対応する受信信号のサンプル間隔に等しい拡散符号波
形のサンプル値をメモリから読み出し、逆拡散フィルタ
102のタップ係数として設定する機能を有する。逆拡
散フィルタでは、遅延器101により受信信号を遅延さ
せたものと前記設定されたタップ係数の積和演算を行
い、その演算結果は検波器103へと渡され、判定器1
04によりシンボルデータに変換される。尚受信開始に
先だって、周期Tc (Tc :チップレート)の拡散符号
のパルス系列を、無歪みLPF(ナイキストフィルタ)
の入力として与えた場合の出力波形を求めておく。
【0014】この出力波形を、受信信号のサンプリング
周波数より高いサンプル周波数でサンプリングした値を
あらかじめ求めておき、メモリに格納する。従来のスペ
クトラム拡散受信装置のデータ補間は、図2(a)に示
すようにL倍オーバーサンプリングを施し、ナイキスト
フィルタにてサンプリング周波数の低減とフィルタリン
グを行っていた。しかし、本願発明では、図2(a)の
破線に囲まれた領域の処理は、畳み込み演算により図2
(a)の破線領域から矢印されている図2(b)の当該
部分に置き換わるため、L倍オーバーサンプリングの処
理は不要になる。したがって、図2(c)に示すような
処理のみ行えば足りる。
周波数より高いサンプル周波数でサンプリングした値を
あらかじめ求めておき、メモリに格納する。従来のスペ
クトラム拡散受信装置のデータ補間は、図2(a)に示
すようにL倍オーバーサンプリングを施し、ナイキスト
フィルタにてサンプリング周波数の低減とフィルタリン
グを行っていた。しかし、本願発明では、図2(a)の
破線に囲まれた領域の処理は、畳み込み演算により図2
(a)の破線領域から矢印されている図2(b)の当該
部分に置き換わるため、L倍オーバーサンプリングの処
理は不要になる。したがって、図2(c)に示すような
処理のみ行えば足りる。
【0015】本実施の形態は、上記した従来方式におけ
るフィルタ演算の順序を入れ換え、逆拡散フィルタの係
数と無歪みLPFの畳み込み演算を先に行うものであ
り、回路的には従来方式と等価であって、従来方式と同
様な復調が可能である。
るフィルタ演算の順序を入れ換え、逆拡散フィルタの係
数と無歪みLPFの畳み込み演算を先に行うものであ
り、回路的には従来方式と等価であって、従来方式と同
様な復調が可能である。
【0016】本発明におけるスペクトラム拡散受信装置
が従来方式と異なる点は、拡散符号が、各ユーザ毎に固
有に割り当てられるものであることを利用して、受信開
始に先だって、フィルタ係数を一度だけ計算したメモリ
に格納するように変更した点、および、上記構成をとる
ことにより、各シンボル毎の逆拡散において、入力信号
の変換の必要をなくした点にある。これにより、メモリ
量の増加や演算量の増加なしに、符号同期の精度が向上
できる。
が従来方式と異なる点は、拡散符号が、各ユーザ毎に固
有に割り当てられるものであることを利用して、受信開
始に先だって、フィルタ係数を一度だけ計算したメモリ
に格納するように変更した点、および、上記構成をとる
ことにより、各シンボル毎の逆拡散において、入力信号
の変換の必要をなくした点にある。これにより、メモリ
量の増加や演算量の増加なしに、符号同期の精度が向上
できる。
【0017】すなわち、本装置によれば、入力信号の変
換回路がないため、従来方式と比べ1シンボル当たりに
必要とされる演算量は大幅に減少できる。かつ、符号同
期タイミングは、タイミングサーチャの要求に応じて任
意の精度に設定可能であり、高品質な受信が行える。
換回路がないため、従来方式と比べ1シンボル当たりに
必要とされる演算量は大幅に減少できる。かつ、符号同
期タイミングは、タイミングサーチャの要求に応じて任
意の精度に設定可能であり、高品質な受信が行える。
【0018】また、本発明の他の実施の形態を図3を参
照して説明する。本実施の形態は、係数設定回路におい
て選択された希望波拡散符号波形のサンプル値を、直交
化係数に拘束条件処理を施す直交化係数拘束手段の入力
として用いたものである。係数設定回路309によって
選択された希望波に同期した拡散符号波形は、直交化係
数拘束手段307に引き渡される。直交化係数拘束手段
307は、符号多重受信信号と、加算器305より得ら
れるシンボル判定誤差と、検波器303より得られるキ
ャリア位相信号から、直交化係数更新手段308によっ
て適応的に計算される直交化係数に、希望波拡散符号波
形に基づいた拘束条件処理を施し、その結果を直交化フ
ィルタ302のフィルタ係数として出力する。本方式で
は、直交化係数の初期収束にトレーニング信号を用いず
にブラインドでの収束が可能となるため、データ伝送効
率が向上し、かつマルチパス環境下においてパスを特定
して安定な受信動作を行うことができる。
照して説明する。本実施の形態は、係数設定回路におい
て選択された希望波拡散符号波形のサンプル値を、直交
化係数に拘束条件処理を施す直交化係数拘束手段の入力
として用いたものである。係数設定回路309によって
選択された希望波に同期した拡散符号波形は、直交化係
数拘束手段307に引き渡される。直交化係数拘束手段
307は、符号多重受信信号と、加算器305より得ら
れるシンボル判定誤差と、検波器303より得られるキ
ャリア位相信号から、直交化係数更新手段308によっ
て適応的に計算される直交化係数に、希望波拡散符号波
形に基づいた拘束条件処理を施し、その結果を直交化フ
ィルタ302のフィルタ係数として出力する。本方式で
は、直交化係数の初期収束にトレーニング信号を用いず
にブラインドでの収束が可能となるため、データ伝送効
率が向上し、かつマルチパス環境下においてパスを特定
して安定な受信動作を行うことができる。
【0019】
【発明の効果】上記した本発明の一実施例の形態では、
図4に示す従来の方式と比較して、遅延器101に先立
つデータ補間部分204の処理を行う必要がないため、
1シンボル分の逆拡散を行うために必要な演算量は大幅
に削減されている。又、メモリ107が必要とされる
が、必要なメモリ量は拡散符号長の高々数倍程度であ
り、ハードウエア上の制約とはならない。また、拡散符
号系列からタイミングずれに応じた係数を計算する必要
があるが、この操作は受信開始に先だって1度だけ行え
ばよいため逆拡散処理における処理量は増加しない。
図4に示す従来の方式と比較して、遅延器101に先立
つデータ補間部分204の処理を行う必要がないため、
1シンボル分の逆拡散を行うために必要な演算量は大幅
に削減されている。又、メモリ107が必要とされる
が、必要なメモリ量は拡散符号長の高々数倍程度であ
り、ハードウエア上の制約とはならない。また、拡散符
号系列からタイミングずれに応じた係数を計算する必要
があるが、この操作は受信開始に先だって1度だけ行え
ばよいため逆拡散処理における処理量は増加しない。
【0020】また、上記した本発明の他の実施の形態で
は、タイミングサーチャの識別する符号同期タイミング
に従って、直交化係数に拘束条件を与えるための希望波
拡散符号波形が任意の符号タイミングにおいて容易に得
ることができる。これにより、非同期環境において直交
化フィルタを動作させる場合にも、直交化係数の初期収
束にトレーニング信号を用いないブラインド収束が可能
となり、データ伝送効率が向上する。また、直交化係数
に拘束条件を付すため、マルチパス環境下においても、
捕捉したパスを特定して安定な干渉除去受信を行うこと
ができる。
は、タイミングサーチャの識別する符号同期タイミング
に従って、直交化係数に拘束条件を与えるための希望波
拡散符号波形が任意の符号タイミングにおいて容易に得
ることができる。これにより、非同期環境において直交
化フィルタを動作させる場合にも、直交化係数の初期収
束にトレーニング信号を用いないブラインド収束が可能
となり、データ伝送効率が向上する。また、直交化係数
に拘束条件を付すため、マルチパス環境下においても、
捕捉したパスを特定して安定な干渉除去受信を行うこと
ができる。
【図1】本発明の一実施の形態を示す図である。
【図2】本発明での逆拡散における信号処理を説明する
図である。
図である。
【図3】本発明の他の実施の形態を示す図である。
【図4】従来のサンプル補間を用いたスペクトラム拡散
受信装置の構成を示す図である。
受信装置の構成を示す図である。
【図5】従来のサンプル補間を用いた逆拡散における信
号処理を説明する図である。
号処理を説明する図である。
【図6】従来の干渉除去装置の構成例を示す図である。
101,301 遅延器 102 逆拡散フィルタ 103,303 検波器 104,304 判定器 105,306 タイミングサーチャ 106,309 係数設定回路 107,310 メモリ 108,311 サンプリング回路 109,312 ローパスフィルタ 302 直交化フィルタ 307 直交化係数拘束手段 308 直交化係数更新手段
フロントページの続き (56)参考文献 特開 平8−163087(JP,A) 特開 平8−335898(JP,A) 特開 平9−321734(JP,A) (58)調査した分野(Int.Cl.6,DB名) H04J 13/00 H04B 1/10
Claims (3)
- 【請求項1】 符号多重受信信号を受け、該符号多重受
信信号の希望波の符号同期タイミングを識別するタイミ
ングサーチャと、該タイミングサーチャが識別した前記
符号同期タイミングに従って受信信号に与える遅延量を
決定する遅延器と、該遅延器の出力結果を用いて逆拡散
を行ない前記希望波を抽出する逆拡散フィルタと、該逆
拡散フィルタから出力される前記希望波のキャリア位相
同期を行なう検波器と、前記検波器の出力からシンボル
の判定を行ない、シンボルデータを出力するシンボル判
定器と、前記希望波の拡散符号のパルス系列を入力し
て、前記符号多重受信信号のサンプル周波数より高いサ
ンプル周波数でサンプリングするサンプリング手段と、
該サンプリング回路によりあらかじめサンプリングされ
た値を保存するメモリと、前記タイミングサーチャが識
別した符号同期タイミングに基づいて前記メモリからサ
ンプリング値を読み出し、前記符号多重受信信号のサン
プル間隔に等しい希望波に同期したタイミングの拡散符
号波形のサンプリング値を前記逆拡散フィルタへ出力す
る係数設定回路を具備して構成されたことを特徴とする
スペクトラム拡散受信装置。 - 【請求項2】 前記サンプリング手段は、前記希望波の
拡散符号のパルス系列を入力する無歪み低域フィルタ
と、該無歪み低域フィルタの出力を前記符号多重受信信
号のサンプル周波数より高いサンプル周波数でサンプリ
ングするサンプリング回路からなることを特徴とする請
求項1記載のスペクトラム拡散受信装置。 - 【請求項3】 スペクトラム拡散方式を用いたスペクト
ラム拡散受信装置において、符号多重受信信号から希望
波の符号同期タイミングを識別するタイミングサーチャ
と、該タイミングサーチャが識別した希望波の符号同期
タイミングに従って前記符号多重受信信号に与える遅延
量を決定する遅延器と、該遅延器の出力に対し希望波の
拡散符号波形で拘束条件処理を施した直交化係数で逆拡
散を行い干渉波を抑圧する直交化フィルタと、前記希望
波のキャリア位相同期を行う検波器と、該検波器の出力
からシンボルの判定を行い、シンボルデータを出力する
シンボル判定器と、前記検波器の出力と前記シンボル判
定器の出力からシンボル判定誤差信号を生成する加算器
と、前記符号多重拡散信号と前記検波器の出力であるキ
ャリア位相信号と前記シンボル判定誤差信号と入力と
し、前記直交化係数を適応的に計算する直交化係数更新
手段と、前記直交化係数更新手段の出力である直交化係
数に拘束条件処理を施す直交化係数拘束手段と、希望波
拡散符号のパルス系列を入力とする無歪み低域フィルタ
(ナイキストフィルタ)と、前記無歪み低域フィルタの
出力を受信信号のサンプル周波数より高いサンプル周波
数でサンプリングするサンプリング回路と、前記サンプ
リング回路によりあらかじめサンプリングされた値を保
存するメモリと、前記タイミングサーチャが識別した符
号同期タイミングに基づいて前記メモリからサンプリン
グ値を読み出し、前記符号多重受信信号のサンプル間隔
に等しい希望波に同期したタイミングの拡散符号波形の
サンプリング値を前記直交化係数拘束手段へ出力する係
数設定回路を具備して構成されたことを特徴とするスペ
クトラム拡散受信装置。
Priority Applications (3)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP20413497A JP2858573B1 (ja) | 1997-07-30 | 1997-07-30 | スペクトラム拡散受信装置 |
US09/126,461 US6373881B1 (en) | 1997-07-30 | 1998-07-30 | CDMA receiver using sampled chip sequence for precision synchronization with received data sequence |
EP19980306064 EP0895365B1 (en) | 1997-07-30 | 1998-07-30 | CDMA Receiver using sampled chip sequence for precision synchronization with received data sequence |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP20413497A JP2858573B1 (ja) | 1997-07-30 | 1997-07-30 | スペクトラム拡散受信装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2858573B1 true JP2858573B1 (ja) | 1999-02-17 |
JPH1155215A JPH1155215A (ja) | 1999-02-26 |
Family
ID=16485408
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP20413497A Expired - Fee Related JP2858573B1 (ja) | 1997-07-30 | 1997-07-30 | スペクトラム拡散受信装置 |
Country Status (3)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US6373881B1 (ja) |
EP (1) | EP0895365B1 (ja) |
JP (1) | JP2858573B1 (ja) |
Families Citing this family (18)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN1118169C (zh) * | 1998-11-24 | 2003-08-13 | 印芬龙科技股份有限公司 | 对离散多音调制信号中干扰补偿的方法和实施该方法的电路 |
US6456646B1 (en) * | 1998-11-30 | 2002-09-24 | Ericsson Inc. | Methods and systems for detecting codewords with intersymbol interference and imperfect timing |
JP3387079B2 (ja) * | 1999-03-01 | 2003-03-17 | 日本電気株式会社 | 相関値検出装置、それを有するスペクトラム逆拡散装置、受信端末及び送受信端末並びに相関値検出方法 |
JP3322246B2 (ja) * | 1999-07-21 | 2002-09-09 | 日本電気株式会社 | パスサーチ装置および方法 |
JP2001223611A (ja) * | 2000-02-10 | 2001-08-17 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 受信装置 |
JP3808280B2 (ja) * | 2000-04-28 | 2006-08-09 | 富士通株式会社 | 同期確立装置と同期確立方法及び受信機 |
US6683908B1 (en) * | 2000-06-29 | 2004-01-27 | Samsung Electronics Co., Ltd. | RF receiver having improved signal-to-noise ratio and method of operation |
DE10054517B4 (de) * | 2000-11-03 | 2006-01-12 | Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg | Verfahren zur Synchronisation eines CDMA-Signals |
US20050111529A1 (en) * | 2001-02-22 | 2005-05-26 | Prairiecomm, Inc. | Tone detection using a cdma receiver |
US6996158B2 (en) * | 2001-02-22 | 2006-02-07 | Freescale Semiconductors, Inc. | Signal detection using a CDMA receiver |
US7224758B1 (en) * | 2001-03-23 | 2007-05-29 | Via Telecom Co., Ltd. | Multiple transmit antenna weighting techniques |
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US7860395B2 (en) * | 2006-02-02 | 2010-12-28 | Oki Electric Industry Co., Ltd. | Optical access network system |
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JP4946939B2 (ja) * | 2008-03-27 | 2012-06-06 | 双葉電子工業株式会社 | 相関器及び超広帯域無線受信装置 |
Family Cites Families (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2570967B2 (ja) | 1993-07-08 | 1997-01-16 | 日本電気株式会社 | Cdma受信機 |
CA2148594C (en) * | 1993-09-06 | 1999-08-10 | Mamoru Sawahashi | Sliding correlator |
US5377226A (en) * | 1993-10-19 | 1994-12-27 | Hughes Aircraft Company | Fractionally-spaced equalizer for a DS-CDMA system |
JP2655092B2 (ja) * | 1994-08-11 | 1997-09-17 | 日本電気株式会社 | 符号分割多重式受信機 |
JPH0955715A (ja) * | 1995-08-11 | 1997-02-25 | Toshiba Corp | スペクトル拡散無線通信装置 |
JP2743912B2 (ja) | 1996-05-30 | 1998-04-28 | 日本電気株式会社 | Cdma干渉除去装置 |
JP3884115B2 (ja) * | 1996-12-10 | 2007-02-21 | 三菱電機株式会社 | デジタルマッチドフィルタ |
US6163563A (en) * | 1996-12-31 | 2000-12-19 | Lucent Technologies Inc. | Digital communication system for high-speed complex correlation |
-
1997
- 1997-07-30 JP JP20413497A patent/JP2858573B1/ja not_active Expired - Fee Related
-
1998
- 1998-07-30 US US09/126,461 patent/US6373881B1/en not_active Expired - Fee Related
- 1998-07-30 EP EP19980306064 patent/EP0895365B1/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
EP0895365B1 (en) | 2004-07-14 |
EP0895365A3 (en) | 2003-05-02 |
EP0895365A2 (en) | 1999-02-03 |
JPH1155215A (ja) | 1999-02-26 |
US6373881B1 (en) | 2002-04-16 |
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