JP2855746B2 - Ｄｃ―ｄｃコンバータ - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明はDC−DCコンバータ、特にドライブ側回路と出
力側回路を直流的にアイソレートし、１入力−多出力で
出力間もアイソレートできる圧電カップラを用いたDC−
DCコンバータに関する。

〔従来の技術〕 近年の電子機器は、ますます小型・薄型化の傾向にあ
り、ディスクリート部品で構成していた回路のハイブリ
ッドIC化や周辺回路のLSI化などが行われている。ま
た、これら小型化は、電子機器を動作させるに必要な電
源でも進められており、この一例ではスイッチング周波
数を高めることでトランスの小型化を行ったDC−DCコン
バータが有り数cm□で厚さも１〜2cmとなってきてい
る。

従来の一例について図面を参照して説明する。

第７図は従来のDC−DCコンバータの回路図である。

入力端子71に与えられた直流電圧VIをトランジスタ等
のスイッチング素子２でスイッチングすることにより交
流に変換し、これをトランス73を用いて降圧あるいは昇
圧し整流ダイオード74で整流することで再び直流電圧に
戻し、この電圧が所望の電圧となるように誤差検出回路
75で差分を検出し、フォトカップラ76などを用いて制御
回路77へ戻しスイッチング時間比の制御などを行い、出
力電圧VOとして取り出すものである。したがって入力端
子71に接続される電源と出力電圧として取り出す電圧VO
はトランスによってアイソレートされているため電子機
器でのグランドループの形成が無くなりノイズによる誤
動作が防止できる。

このようなことから、通信機器の大型装置ではパッケ
ージごとに、このDC−DCコンバータを搭載するようにな
ってきており、DC−DCコンバータの小型化に伴なってま
すますこの需要が拡大されてきている。

このようなDC−DCコンバータには、入力側と出力側を
結合するカップラとして巻き線トランスが使われてお
り、降圧あるいは昇圧を兼ねてアイソレートを行ってい
る。さらに出力として得られる電圧を入力側のスイッチ
ング回路にフィードバックするためにＶ−ｆ変換（電圧
−周波数変換）を経てフォトカップラ等で結合してい
る。

上述したようなDC−DCコンバータには、入力と出力を
アイソレートするための機能素子としてカップラが使わ
れており、その１つに降圧あるいは昇圧を行う主要部分
となる巻線トランスがあり、さらに出力電圧の誤差分を
スイッチング回路の制御系へフィードバックするための
フォトカップラがある。

この中で、前者の巻き線トランスは磁心（コア）に一
次及び二次の巻き線をしたもので、巻き線比が入力と出
力の降圧あるいは昇圧の比になり、二次巻き線を複数と
することで１入力多出力が構成できる。また、後者のフ
ォトカップラはLED等の発光素子からの光をフォトトラ
ンジスタにて受けるもので、このLEDとフォトトランジ
スタを一体モールドしたものである。

このように従来のDC−DCコンバータは巻き線トランス
による電圧変換（昇圧あるいは降圧）を行うものであ
り、スイッチング周波数を高めれば巻き線の数を少なく
でき、トランスのコアも小さなもので良くなる。

したがって、小型化のためには、このスイッチング周
波数を高めることが行われており、現在ではスイッチン
グ周波数が1MHzとなったものも市販されるようになって
きた。

また、スイッチング周波数が高くなるとスイッチング
素子である半導体の損失が増加することから、電圧や電
流がほぼゼロの所でスイッチングさせる共振型コンバー
タの方式になってきており、高周波タイプのものは、ほ
とんど共振型のコンバータとなっている。さらに、最近
のDC−DCコンバータは信頼性を高めるためにアルミ電解
コンデンサを用いずに大容量の積層セラミックコンデン
サを用いて１つのケース内にモールドしたものが市販さ
れてきている。

このようなDC−DCコンバータはスイッチング周波数を
高くすることで小型化を計っているが、効率が60〜65％
と低く、この効率を高めることがDC−DCコンバータの大
きな課題であった。また、大型の通信機器でパッケージ
単位にDC−DCコンバータを搭載するシステム構成では、
従来5V給電（装置のメイン電源を5Vとして給電ラインで
各パッケージへ供給）で±12Vや48Vなどの電源を各パッ
ケージ内で作っていたが、このときの給電ロス（給電ラ
インの抵抗損失）を小さくすることから最近では48V給
電でパッケージの中で5V等の低い電圧を作るような方向
となってきており、この点からもロスを小さくさせるこ
とが重要となってきている。

〔発明が解決しようとする課題〕

上述した従来のDC−DCコンバータでは、電圧の降圧あ
るいは昇圧が巻き線トランスの巻数比とトランスに流れ
る電流を時分割等によって制御することで所望の電圧を
作り出すもので、この出力は任意の電圧とすることがで
きる。ところが出力を取り出さない（無負荷）状態であ
ってもトランスの一次側に電流を流さなければならず、
スイッチングトランジスタの熱損失として消費されてし
まう。このため、電源としての効率は出力電流が小さい
ほど悪くなり、小電流領域では50％程度に低下してしま
うものであり、無負荷で電流ゼロとはならない。また、
高周波化による小型化は、整流用ダイオードの逆回復時
間やスイッチングトランジスタのスイッチング時間の影
響で効率は悪くなってしまい、この分が電源内部で熱損
失として消費されてしまうものであった。さらに、これ
らの巻き線トランスとスイッチングトランジスタによる
方式のものは基本的には直流から交流に変換して昇・降
圧し、再び直流に戻すため、出力段には大きな容量のコ
ンデンサやチョークコイルを用いたフィルターを構成し
なければならず小型化の大きなネックとなるという欠点
があった。

〔課題を解決するための手段〕

本発明のDC−DCコンバータは、少なくとも１対の対向
電極が形成された圧電素子が絶縁層を介して少なくとも
２つが機械的に接続されると共に、この２つ以上の圧電
素子が支持枠にて固定され、これらの内の少なくとも１
つがドライブ側素子であり、残る少なくとも１つが出力
側素子である圧電カップラとスイッチングトランジスタ
とコンデンサでなる。

〔作用〕

本発明はDC−DCコンバータは、２つの圧電素子でカッ
プラを構成し、このカップラでFETを直接制御すること
でスイッチ素子として動作させ、このスイッチ素子を複
数組合せることでコンデンサにチャージされた電圧の直
列−並列変換を行うことで出力電圧を作り出すものであ
る。

一般に、圧電素子は電界を加えることで歪み（変位）
を発生し、また反対に圧力（外部歪み）を加えることで
電圧を発生することができる素子である。このため、本
発明で用いる圧電カップラは１つの支持枠内に２つ以上
の圧電素子を機械的に接続固定しFET（電界効果トラン
ジスタ）をドライブしたものであるから、支持枠内の１
つの圧電素子に電界を加えると、この素子に伸びが生
じ、固定されたもう一方の圧電素子には圧力が加わるこ
とになり、このとき圧電素子からは必然的に電圧が発生
することになる。

したがって電界を加える圧電素子をドライブ側とし、
電圧発生側を出力側素子とすれば、これは入力信号に応
じて出力電圧が変化するカップラとなり、ドライブ側に
与える電圧をパルス状にすれば、出力電圧もパルス状
（時間的に余り長いものは作れないが）の出力となるた
め出力側でドライブしたFETはスイッチ素子として動作
することになる。

〔実施例〕

次に、本発明の実施例について、図面を参照して詳細
に説明する。

第１図は、本発明の一実施例を示す昇圧型DC−DCコン
バータの回路図であり、１ドライブ６出力の圧電カップ
ラ11と１ドライブ４出力の圧電カップラ12（圧電カップ
ラについては後述する）を用い、この２つの圧電カップ
ラを180度のタイミング関係で動作させるドライブ回路1
3があり、このドライブ回路13からのΦ１とΦ２の信号
で入力側及び出力側の圧電カップラを動作させることに
よりスイッチ（圧電カップラのFET）が動作しコンデン
サC1,C2,C3に加えられた入力端の電圧が３倍の出力電圧
として出力端に得られるものである。

ここで、圧電カップラについて構成とその動作を説明
する。

第２図は、本発明のDC−DCコンバータに用いる圧電カ
ップラの一実施例を示す素子の構成であり、内部に対向
電極21を有する第１の圧電素子22と対向電極23を有する
第２の圧電素子24が絶縁体25を介して接着剤26で機械的
に接続されており、さらに、これら２つの圧電素子22及
び24を支持枠27の内部に接着固定している。

また、支持枠27には外部回路との接続を行うためのド
ライブ端子28と出力端子29があり、それぞれ第１の圧電
素子22と第２の圧電素子24から引出したリード線30が接
続される。さらに支持枠27には機器組み込みのためのネ
ジ固定用の穴31が形成される。

以上のようにして構成した圧電カップラは、２つの圧
電素子が支持枠により完全に固定されているため、ドラ
イブ端子28に電界を加えると第１の圧電素子22は固定軸
方向に伸びを生じる。

すると、この伸びが生じた分だけ第２の圧電素子24に
は圧力となって加わり、このとき第２の圧電素子24から
は電圧が発生する。

したがって、出力端子にはドライブした電圧の変化に
応じた出力電圧が生じる。

ただし、この電圧はドライブ電圧が変化した時（圧力
が変化した時）だけであって連続的に出力されるもので
はない。

このようなことから、ドライブ端子28にパルス状に変
化する電圧を与えれば、この変化に応じて出力が変化す
るカップラとなる。

このような構成によって得た圧電カップラは、ドライ
ブ側の圧電素子に与えた信号によって出力側の圧電素子
から出力電圧が得られるが、この出力電圧は通常高いイ
ンピーダンスの素子で受ける必要があり、このためにFE
Tを付加して構成する。

第３図は、支持枠32にLETアレー33を実装し、このFET
アレー33へ出力側である二次側圧電素子34からの出力を
５個の電極対35,36,37,38,39に分け（個々に絶縁層40を
形成）、これらをそれぞれFETのソースゲート間に接続
したものである。

このように構成することによって一次側であるドライ
ブ素子41の圧電素子をパルス電圧でドライブすれば、こ
のパルス電圧に応じて二次側圧電素子にパルス状の圧力
が加わり、分割された二次側圧電素子の電極対35,36,3
7,38,39からは電圧が出力される。

この結果、この出力が接続されたFETのソース−ドレ
イン間は、第４図に示すように５個のスイッチ素子とし
て動作し、このスイッチ素子は完全にアイソレートされ
た状態で得られる。したがって、このようなアイソレー
トされたスイッチ素子を２対用いることによって第１図
で示した昇圧型DC−DCコンバータが構成されることにな
る。

次に第１図に示したDC−DCコンバータの動作について
説明する。

ここでは、Φ１のタイミングとΦ２のタイミングは18
0度異なっており、入力側のスイッチ素子（FET）がオン
となる時は出力側のスイッチ素子はオフとなり、出力側
のスイッチ素子がオンの時は入力側のスイッチ素子がオ
フとなっているものとする。

動作は、まずΦ１のタイミングで入力側のスイッチが
オンすると入力端に加えられた電圧VIは、コンデンサC
1,C2,C3に並列に印加され充電される。次にΦ２のタイ
ミングとなると入力側のスイッチがオフし、出力側のス
イッチがオンし、このときC1,C2,C3に充電された電圧は
直列に接続される。この結果、出力電圧VOは、入力端電
圧VIの３倍の電圧となって得られることになり、Φ1,Φ
２のタイミングが一定周期で繰り返されることで出力端
に一定の電圧となって得られることになる。

なお、実際には、この出力端には平滑用のコンデンサ
及びチョークコイルを付加して用いることになり、この
平滑回路によって安定な出力電圧として得られるもので
ある。

以上の説明で明らかなように本発明で用いた圧電カッ
プラは、支持枠中に少なくとも２つの圧電素子を機械的
に接続固定してあるため、この１つをドライブ素子とす
れば他の素子は出力素子として電圧が取り出せるものと
なり、出力側の圧電素子の数は素子構成上１つのものに
限定されることはなく、必要な回路数（スイッチの数）
に応じて増減させることで第１図に示した３倍の電圧だ
けでなく、任意の倍率の電圧が作り出せる。

なお、本発明で実施例では昇圧型のDC−DCコンバータ
を示したが、降圧型のコンバータや±両極性コンバータ
なども圧電カップラで得られたアイソレートされたスイ
ッチ群によって自由に作り出すことができる。

第５図は、本発明の別の実施例を示す降圧型DC−DCコ
ンバータの構成であり、入力及び出力の接続関係を第１
図の逆としたものである。

この場合には、Φ１のタイミングで入力側のスイッチ
がオンするとコンデンサC1,C2,C3は直列接続状態となる
ため、これらのコンデンサの容量が同じであれば入力電
圧の1/3が各コンデンサに加わり充電される。

次にΦ２のタイミングで出力側のスイッチがオンする
とコンデンサC1,C2,C3が並列に接続され、各コンデンサ
に充電された入力の1/3の電圧が出力端に得られるもの
である。

また第６図は、１つの入力電圧を用いて±の両極性の
電圧を作り出すための実施例を示すDC−DCコンバータの
構成であり、この場合にも入力側と出力側のスイッチの
タイミングをΦ１とΦ２のタイミングによって作り出せ
るものである。

以上の説明で明らかなように本発明のDC−DCコンバー
タは、２対の圧電カップラを用いることで、それぞれア
イソレートされたスイッチ群が得られ、このスイッチ群
とコンデンサの組合せによって昇圧型・降圧型・極性反
転型などの任意の電圧が作り出せるものである。

〔発明の効果〕

本発明のDC−DCコンバータは、電圧変換を圧電カップ
ラによるアイソレートされたスイッチ素子とコンデンサ
との組み合わせることによって得ているものであるか
ら、無負荷状態ではコンデンサに充電された電荷の放出
が無いため、入力端に加えられた電圧源から流れ込む電
流はゼロになる。このため出力を取り出さなければ入力
として消費される電力もゼロとなり、出力の状態による
効率の低下は生じない。また、トランスのような極性部
品を用いていないので、小型なものが構成でき、従来の
ようなスイッチング周波数を無理に高める必要はなく、
数十kHzの周波数で充分な動作特性が得られる。この結
果、スイッチング素子（ここではFET）のスイッチング
損失は単にオン抵抗だけで生じる分だけとなりコンバー
タ全体としての変換効率は高いものが得られる。

さらに本発明のDC−DCコンバータは交流に変換しない
で直接直流のまま変換を行うのでリップルが小さくなり
大きな容量のコンデンサやチョークコイルをフィルター
素子として用いる必要が無いため全体の構成が小さくな
るという効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２図は本発
明のDC−DCコンバータで用いる圧電カップラの形状を示
す模式図、第３図はFETを実装した本発明の別の実施例
を示す圧電カップラの模式図、第４図は第３図のFETを
持つ圧電カップラをパルス状電圧でドライブしたときの
出力側回路の等価回路図、第５図は本発明の別の実施例
を示す圧電カップラを用いた降圧型DC−DCコンバータの
回路図、第６図は本発明の別の実施例を示す圧電カップ
ラを用いた両極性出力型DC−DCコンバータの回路図、第
７図は従来の一例を示す回路図である。 １……入力端、２……出力端、11……入力側圧電カップ
ラ、12……出力側圧電カップラ、13……ドライブ回路。

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】少なくとも１対の対向電極が形成された圧
   電素子が絶縁層を介して少なくとも２つが機械的に接続
   されると共に、この２つ以上の圧電素子が支持枠にて固
   定され、これらの内の少なくとも１つがドライブ側素子
   であり、残る少なくとも１つが出力側素子である圧電カ
   ップラとスイッチングトランジスタとコンデンサでなる
   ことを特徴とするDC−DCコンバータ。