JP2831122B2 - スペクトラム拡散通信方式 - Google Patents
スペクトラム拡散通信方式Info
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- JP2831122B2 JP2831122B2 JP33139990A JP33139990A JP2831122B2 JP 2831122 B2 JP2831122 B2 JP 2831122B2 JP 33139990 A JP33139990 A JP 33139990A JP 33139990 A JP33139990 A JP 33139990A JP 2831122 B2 JP2831122 B2 JP 2831122B2
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- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04J—MULTIPLEX COMMUNICATION
- H04J13/00—Code division multiplex systems
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- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/69—Spread spectrum techniques
- H04B1/707—Spread spectrum techniques using direct sequence modulation
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- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Synchronisation In Digital Transmission Systems (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、デジタル・データの通信に使用するスペク
トラム拡散変調通信の方法及び装置に関するものであ
る。
トラム拡散変調通信の方法及び装置に関するものであ
る。
従来技術及び解決しようとする課題 スペクトラム拡散通信方法は、R.C.Dixon著の“Sprea
d Spectrum Systems"にも記載されているように、妨
害、雑音、フェージングに強く、信号の秘匿性及び秘話
性を有し、また非同期ランダムアクセスが可能である、
という特徴を有している。この拡散通信方法では、初期
同期（受信した信号に含まれたPN符号列と受信機内部で
用意するPN符号列との同期を高速で確立する）と、同期
保持（その同期を安定に保つ）、が必要である。
d Spectrum Systems"にも記載されているように、妨
害、雑音、フェージングに強く、信号の秘匿性及び秘話
性を有し、また非同期ランダムアクセスが可能である、
という特徴を有している。この拡散通信方法では、初期
同期（受信した信号に含まれたPN符号列と受信機内部で
用意するPN符号列との同期を高速で確立する）と、同期
保持（その同期を安定に保つ）、が必要である。
上記の初期同期を与える手段の例として、 文献1:特公昭64−11178号公報 のものがあり、そして同期保持を与える手段の例とし
て、 文献2:電子通信学会論文誌86/4 Vol.J69−Ｂ No.4pp.403−405 に開示されたものが知られている。
て、 文献2:電子通信学会論文誌86/4 Vol.J69−Ｂ No.4pp.403−405 に開示されたものが知られている。
初期同期に関する文献１の手段は、コンボルバを受信
機の相関復調器として使用するタイプのものであって、
その第５図の受信機回路から判るように、参照用PN符号
列の初期同期をとるため、その参照用PN符号列の開始時
点とコンボルバ出力の開始時点との時間差を計測し、こ
の時間差から、受信信号に含まれたPN符号列と参照用PN
符号列との間の位相差を知り、そしれこの位相差がゼロ
となるように参照用PN符号列の位相調整を行うようにし
ている。
機の相関復調器として使用するタイプのものであって、
その第５図の受信機回路から判るように、参照用PN符号
列の初期同期をとるため、その参照用PN符号列の開始時
点とコンボルバ出力の開始時点との時間差を計測し、こ
の時間差から、受信信号に含まれたPN符号列と参照用PN
符号列との間の位相差を知り、そしれこの位相差がゼロ
となるように参照用PN符号列の位相調整を行うようにし
ている。
同期保持に関する文献２のものは、同じくコンボルバ
を受信機の相関復調器として使用するタイプのものであ
り、その図１の送信機と受信機のブロックダイアグラム
から判るように、相関出力で参照用PN符号列の位相を初
期化することにより受信信号に含まれたPN符号列と参照
用PN符号列との位相差をゼロに収束させること、を特徴
としている。
を受信機の相関復調器として使用するタイプのものであ
り、その図１の送信機と受信機のブロックダイアグラム
から判るように、相関出力で参照用PN符号列の位相を初
期化することにより受信信号に含まれたPN符号列と参照
用PN符号列との位相差をゼロに収束させること、を特徴
としている。
以上の２つの文献の初期同期及び同期保持の方法は、
原理的には有効であるが、実際の無線伝搬路で使用した
場合には、 a.初期同期を行う際に、雑音や妨害の影響で相関出力を
補足できないことがある b.目的の信号以外の相関器出力により、誤動作が生じる
ことがある 等の不具合があった。このような不具合は、同期保持動
作にも当てはまる。
原理的には有効であるが、実際の無線伝搬路で使用した
場合には、 a.初期同期を行う際に、雑音や妨害の影響で相関出力を
補足できないことがある b.目的の信号以外の相関器出力により、誤動作が生じる
ことがある 等の不具合があった。このような不具合は、同期保持動
作にも当てはまる。
そこで、初期動作に関する改良の１例が、 文献3:特開平１−98338号公報に、そして同期保持
の改良の１例が、 文献4:特開平１−98340号公報に開示されている。
の改良の１例が、 文献4:特開平１−98340号公報に開示されている。
上記の文献３は、送信データに初期同期パターン及び
情報データ・スタート・タイミング検出用パターンを含
め、そしてその第１図の受信機回路に示されているよう
に、初期同期動作をより確実にするために、相関器出力
をパターン判定手段（即ち、整合フィルタ）に導くよう
にし、これによって雑音等の影響を減少させるようにし
ている。また、上記の同期保持に関する文献４では、デ
ジタルフィルタ（即ち、整合フィルタ）を用いて同期保
持動作への雑音の影響を軽減する共に、ウィンドウパル
スを用いて目的信号の出力時点付近の相関器出力のみを
観測することにより、雑音等がデータ復調動作に及ぼす
影響の軽減を図るようにしている。
情報データ・スタート・タイミング検出用パターンを含
め、そしてその第１図の受信機回路に示されているよう
に、初期同期動作をより確実にするために、相関器出力
をパターン判定手段（即ち、整合フィルタ）に導くよう
にし、これによって雑音等の影響を減少させるようにし
ている。また、上記の同期保持に関する文献４では、デ
ジタルフィルタ（即ち、整合フィルタ）を用いて同期保
持動作への雑音の影響を軽減する共に、ウィンドウパル
スを用いて目的信号の出力時点付近の相関器出力のみを
観測することにより、雑音等がデータ復調動作に及ぼす
影響の軽減を図るようにしている。
しかしながら、文献３及び文献４のものでは、以下の
ような問題点、即ち、 a.パターン判定手段やデジタルフィルタ等を必要とする
ため、回路が複雑となる点、 b.パターン判定手段やデジタルフィルタは、全て相関器
出力を２値化した後での処理であるため、２値化の際の
比較用しきい値電圧が適切でない場合、十分な効果が得
られないという点、 c.文献３のものの効果を大きくするためには、パターン
判定手段の処理時間を増大せねばならないため、結果と
して初期同期に要する時間の増大を招くという点、 等の不具合があった。
ような問題点、即ち、 a.パターン判定手段やデジタルフィルタ等を必要とする
ため、回路が複雑となる点、 b.パターン判定手段やデジタルフィルタは、全て相関器
出力を２値化した後での処理であるため、２値化の際の
比較用しきい値電圧が適切でない場合、十分な効果が得
られないという点、 c.文献３のものの効果を大きくするためには、パターン
判定手段の処理時間を増大せねばならないため、結果と
して初期同期に要する時間の増大を招くという点、 等の不具合があった。
従って、本発明の第１の目的は、相関出力のより確実
な捕捉、並びにデータ復調に要する信号同期を、簡単な
回路で実現できるスペクトラム拡散変調通信の方法及び
装置を提供することである。
な捕捉、並びにデータ復調に要する信号同期を、簡単な
回路で実現できるスペクトラム拡散変調通信の方法及び
装置を提供することである。
また、スペクトラム拡散変調通信においては、従来よ
り、この通信方式に適したデータの変復調方式が課題と
なっている。
り、この通信方式に適したデータの変復調方式が課題と
なっている。
そのため、本願出願人は、先願である２つの特願平１
−29538号及び特願平１−244931号において、新規なデ
ータ変復調方式を提案している。その最初の特許出願の
データ変復調方式は、その第１図及び第２に示してある
ように、送信側では、複数の互いに異なったPN符号をデ
ータ・ビットの値に従って切り替えて拡散符号を形成し
た後送信し、そして受信側では、送信器にSAWコンボル
バを用い、そして受信信号に含まれたPN符号と受信機内
部の参照用PN符号との同期を必要とせずにデータ復調が
できるようにしている。また、この特許出願のもので
は、その第９図に示されているように、その参照用PN符
号が受信信号に含まれたPN符号をトラッキングするよう
に構成しており、従って、常に相関出力が得られるよう
に工夫している。また、上記の後の方の特許出願（特願
平１−244931号）のものは、その最初の特許出願のもの
を改良したものであって、その第１図に示すように、相
関器の出力側にパターンマッチング回路やローパスフィ
ルタを付加して、雑音や妨害の影響を軽減し、これによ
り、相関出力の有無の検出をより確実にして、相関出力
の消失検出時に２つのPN符号間で切り替えるというトラ
ッキング方式をより有効に行えるようにしている。
−29538号及び特願平１−244931号において、新規なデ
ータ変復調方式を提案している。その最初の特許出願の
データ変復調方式は、その第１図及び第２に示してある
ように、送信側では、複数の互いに異なったPN符号をデ
ータ・ビットの値に従って切り替えて拡散符号を形成し
た後送信し、そして受信側では、送信器にSAWコンボル
バを用い、そして受信信号に含まれたPN符号と受信機内
部の参照用PN符号との同期を必要とせずにデータ復調が
できるようにしている。また、この特許出願のもので
は、その第９図に示されているように、その参照用PN符
号が受信信号に含まれたPN符号をトラッキングするよう
に構成しており、従って、常に相関出力が得られるよう
に工夫している。また、上記の後の方の特許出願（特願
平１−244931号）のものは、その最初の特許出願のもの
を改良したものであって、その第１図に示すように、相
関器の出力側にパターンマッチング回路やローパスフィ
ルタを付加して、雑音や妨害の影響を軽減し、これによ
り、相関出力の有無の検出をより確実にして、相関出力
の消失検出時に２つのPN符号間で切り替えるというトラ
ッキング方式をより有効に行えるようにしている。
しかしながら、その後者の特許出願（即ち、特願平１
−244931号）では、その付加回路の性能を上げると、そ
のトラッキング・ループのループ内遅延が増大して、ト
ラッキング外れを起こしてしまうことがあるため、ある
程度以上の性能を得ることが困難であった。更に、その
ループ内遅延が増大すると、相関出力の消失期間が長く
なり、相関器出力を２値化する際の比較用しきい値電圧
の生成回路にも悪影響があった。
−244931号）では、その付加回路の性能を上げると、そ
のトラッキング・ループのループ内遅延が増大して、ト
ラッキング外れを起こしてしまうことがあるため、ある
程度以上の性能を得ることが困難であった。更に、その
ループ内遅延が増大すると、相関出力の消失期間が長く
なり、相関器出力を２値化する際の比較用しきい値電圧
の生成回路にも悪影響があった。
従って、本発明の第２の目的は、トラッキング・ルー
プを使用せずに、より確実にデータ復調を可能とするス
ペクトラム拡散変調通信の方法及び装置を提供すること
である。
プを使用せずに、より確実にデータ復調を可能とするス
ペクトラム拡散変調通信の方法及び装置を提供すること
である。
また、スペクトラム拡散通信においては、その受信機
の相関器までの増幅器、相関器の出力側の増幅器の適切
な利得制御が必要である。
の相関器までの増幅器、相関器の出力側の増幅器の適切
な利得制御が必要である。
この利得制御の従来の方法の１例が、 文献5:特開平１−109925号公報 に示されている。これでは、その第１図から判るよう
に、相関器出力を復調し、この復調出力を基準電圧と比
較し、そしてその比較結果に基づいて相関器の出力側に
接続した可変利得増幅器の利得を制御する、という構成
を備えている。しかし、これは、その復調出力を一定に
保つように負帰還増幅器を構成しているため、雑音や妨
害が強く、相関器出力も雑音等が支配的となるような場
合には、その雑音等が利得を減少させるように作用する
ので、データ復調にとっては好ましいものではなかっ
た。
に、相関器出力を復調し、この復調出力を基準電圧と比
較し、そしてその比較結果に基づいて相関器の出力側に
接続した可変利得増幅器の利得を制御する、という構成
を備えている。しかし、これは、その復調出力を一定に
保つように負帰還増幅器を構成しているため、雑音や妨
害が強く、相関器出力も雑音等が支配的となるような場
合には、その雑音等が利得を減少させるように作用する
ので、データ復調にとっては好ましいものではなかっ
た。
従って、本発明の第３の目的は、相関器出力において
雑音や妨害が支配的となる場合でも、データ復調に必要
な利得を確保し、しかも目的の信号が存在しない場合に
は、それら雑音等を目的信号と誤判定をしないようにす
るための利得制御、を備えたスペクトラム拡散変調通信
の方法及び装置を提供することである。
雑音や妨害が支配的となる場合でも、データ復調に必要
な利得を確保し、しかも目的の信号が存在しない場合に
は、それら雑音等を目的信号と誤判定をしないようにす
るための利得制御、を備えたスペクトラム拡散変調通信
の方法及び装置を提供することである。
課題を解決するための手段 上記の第１の目的を達成するため、本発明によるスペ
クトラム拡散通信方法は、送信側において、 イ） 送信すべきデータを含まないスペクトラム拡散変
調した第１の変調出力部分と、該第１変調出力部分に続
く、前記送信すべきデータを含むスペクトラム拡散変調
した第２の変調出力部分と、から成るスペクトラム拡散
変調出力を発生し、ロ）前記スペクトラム拡散変調出力
を、前記第２変調出力部分を低い電力にて、前記第１変
調出力部分を高い電力にて送信し、そして、受信側にお
いて、 イ） 受信した入力を相関復調して相関復調出力を発生
し、ロ） 前記相関復調出力から、前記第１変調出力部
分に対応する第１相関復調出力部分と、前記第２変調出
力部分に対応する第２相関復調出力部分との内、前記第
１相関復調出力部分を検出し、ハ） 前記第１相関復調
出力部分から該受信側の動作の基準となるタイミング信
号を発生すること、を特徴とする。
クトラム拡散通信方法は、送信側において、 イ） 送信すべきデータを含まないスペクトラム拡散変
調した第１の変調出力部分と、該第１変調出力部分に続
く、前記送信すべきデータを含むスペクトラム拡散変調
した第２の変調出力部分と、から成るスペクトラム拡散
変調出力を発生し、ロ）前記スペクトラム拡散変調出力
を、前記第２変調出力部分を低い電力にて、前記第１変
調出力部分を高い電力にて送信し、そして、受信側にお
いて、 イ） 受信した入力を相関復調して相関復調出力を発生
し、ロ） 前記相関復調出力から、前記第１変調出力部
分に対応する第１相関復調出力部分と、前記第２変調出
力部分に対応する第２相関復調出力部分との内、前記第
１相関復調出力部分を検出し、ハ） 前記第１相関復調
出力部分から該受信側の動作の基準となるタイミング信
号を発生すること、を特徴とする。
また、上記の本発明の第２の目的を達成するため、本
発明によるスペクトラム拡散通信方法は、送信側におい
て、イ） 所定の周期の第１のPN符号の繰り返しから成
る第１のPN符号列と、この符号列とは所定の位相だけず
れた第２のPN符号列とを発生し、ロ） 前記第１及び第
２のPN符号列のいずれか一方を、送信すべきデータの各
ビットに従って選択してスペクトラム拡散変調出力を発
生し、それによって前記送信データの各ビットをCPSK変
調し、そして、受信側において、 イ） 受信した入力を、前記第１のPN符号とは時間反転
した前記所定の周期の第２のPN符号の繰り返しから成る
第３のPN符号列で、相関復調して相関復調出力を発生
し、ロ） 前記相関復調出力をCPSK復調する。このCPSK
復調は、 ｉ） 前記相関復調出力に同期した、前記所定の周期の
半分の周期のパルス列から成る第１の時間窓と、該パル
ス列とは前記所定の位相だけずれたパルス列から成る第
２の時間窓パルス列と、前記送信されたデータの各ビッ
トの期間を示すビット期間指示信号と、を発生し、ii）
前記相関復調出力を所定のしきい値で２値化した２値
化パルス出力を発生し、iii） 各ビットの期間内にお
いて、前記２値化パルス出力の内の、前記第１時間窓内
にあるパルスの個数と、前記第２時間窓内にあるパルス
の個数との差を検出し、iv） 該差の極性に応じて前記
各ビットの状態を決定する、ことにより行う。
発明によるスペクトラム拡散通信方法は、送信側におい
て、イ） 所定の周期の第１のPN符号の繰り返しから成
る第１のPN符号列と、この符号列とは所定の位相だけず
れた第２のPN符号列とを発生し、ロ） 前記第１及び第
２のPN符号列のいずれか一方を、送信すべきデータの各
ビットに従って選択してスペクトラム拡散変調出力を発
生し、それによって前記送信データの各ビットをCPSK変
調し、そして、受信側において、 イ） 受信した入力を、前記第１のPN符号とは時間反転
した前記所定の周期の第２のPN符号の繰り返しから成る
第３のPN符号列で、相関復調して相関復調出力を発生
し、ロ） 前記相関復調出力をCPSK復調する。このCPSK
復調は、 ｉ） 前記相関復調出力に同期した、前記所定の周期の
半分の周期のパルス列から成る第１の時間窓と、該パル
ス列とは前記所定の位相だけずれたパルス列から成る第
２の時間窓パルス列と、前記送信されたデータの各ビッ
トの期間を示すビット期間指示信号と、を発生し、ii）
前記相関復調出力を所定のしきい値で２値化した２値
化パルス出力を発生し、iii） 各ビットの期間内にお
いて、前記２値化パルス出力の内の、前記第１時間窓内
にあるパルスの個数と、前記第２時間窓内にあるパルス
の個数との差を検出し、iv） 該差の極性に応じて前記
各ビットの状態を決定する、ことにより行う。
また、本発明によれば、前記２値化パルス出力を発生
において使用する前記所定のしきい値は、前記各ビット
の期間中、所定の最小値から所定の最大値に向かって増
大させるようにすることができる。
において使用する前記所定のしきい値は、前記各ビット
の期間中、所定の最小値から所定の最大値に向かって増
大させるようにすることができる。
上記の第３の目的を達成するため、本発明によるスペ
クトラム拡散通信方法は、送信側において、イ） スペ
クトラム拡散変調した第１の変調出力部分と、該第１変
調出力部分に続くスペクトラム拡散変調した第２の変調
出力部分と、から成るスペクトラム拡散変調出力を発生
し、ロ） 前記スペクトラム拡散変調出力を、前記第２
変調出力部分を低い電力にて、前記第１変調出力部分を
高い電力にて送信し、そして、受信側において、イ）
受信から、該受信入力の相関復調出力の発生までの経路
の利得を、低い値に設定し、ロ） 前記相関復調出力か
ら、前記第１変調出力部分に対応する第１相関復調出力
部分と、前記第２変調出力部分に対応する第２相関復調
出力部分との内、前記第１相関復調出力部分の終わりを
検出し、ハ） 該終わりの検出時に、前記経路の利得
を、高い値に設定すること、を備えている。
クトラム拡散通信方法は、送信側において、イ） スペ
クトラム拡散変調した第１の変調出力部分と、該第１変
調出力部分に続くスペクトラム拡散変調した第２の変調
出力部分と、から成るスペクトラム拡散変調出力を発生
し、ロ） 前記スペクトラム拡散変調出力を、前記第２
変調出力部分を低い電力にて、前記第１変調出力部分を
高い電力にて送信し、そして、受信側において、イ）
受信から、該受信入力の相関復調出力の発生までの経路
の利得を、低い値に設定し、ロ） 前記相関復調出力か
ら、前記第１変調出力部分に対応する第１相関復調出力
部分と、前記第２変調出力部分に対応する第２相関復調
出力部分との内、前記第１相関復調出力部分の終わりを
検出し、ハ） 該終わりの検出時に、前記経路の利得
を、高い値に設定すること、を備えている。
実施例 次に、本発明についてその実施例で詳細に説明する。
尚、以下に述べる実施例は、本発明をダイレクト・シー
ケンス（DS）方式のスペクトラム拡散変調通信に適用し
たものであるが、本発明は、周波数ホッピング（FH）方
式のスペクトラム拡散変調通信にも適用可能である。
尚、以下に述べる実施例は、本発明をダイレクト・シー
ケンス（DS）方式のスペクトラム拡散変調通信に適用し
たものであるが、本発明は、周波数ホッピング（FH）方
式のスペクトラム拡散変調通信にも適用可能である。
第１図には、本発明によるスペクトラム拡散変調通信
に使用する送信機１と受信機２のブロック図を示してあ
る。
に使用する送信機１と受信機２のブロック図を示してあ
る。
［送信機１］ まず初めに、送信機１について説明すると、その全体
の構成は、PN符号クロック発生器10と、PN符号発生器11
と、変調部13と、高周波発生器14と、送信電力制御部15
と、制御信号発生部16と、送信アンテナ17と、インター
フェース部18と、データクロック発生器19と、から成っ
ている。
の構成は、PN符号クロック発生器10と、PN符号発生器11
と、変調部13と、高周波発生器14と、送信電力制御部15
と、制御信号発生部16と、送信アンテナ17と、インター
フェース部18と、データクロック発生器19と、から成っ
ている。
クロック発生器10は、第４図に示すように、送信側PN
符号のための周波数f1のクロックTPNCKを発生し、そし
てこのクロック出力TPNCKをCK端子に受けるPN符号発生
器11は、その出力端子OUTに、周期T1のPN符号の列TPNを
発生するものである。
符号のための周波数f1のクロックTPNCKを発生し、そし
てこのクロック出力TPNCKをCK端子に受けるPN符号発生
器11は、その出力端子OUTに、周期T1のPN符号の列TPNを
発生するものである。
ここで、送信機１のデータ送信のフォーマットについ
て、第2B図を参照して説明する。本発明の１つの特徴で
あるバースト送信に関係したその送信フォーマットは、
データを含まないバースト部と、送信するデータを含む
データ部と、を含むパケットの形態である。制御信号発
生部16は、そのパケットの各期間を定めるよう作用する
ものであって、その回路の１例は、第2A図に示すよう
に、２つのモノマルチ・バイブレータ160,162と、２つ
のアナログ・スイッチSW1,SW2（各スイッチは、その各
制御入力Ｂ又はＣがハイの時オンとなる）、３つの抵抗
器Rx,Ry,Rz（Rx＜Ry）とから成るものである。尚、この
回路16において、パルスA,B,Cは、マイコンによって発
生するようにすることもできる。このような回路によ
り、制御信号発生部16は、その制御端子CNTに制御出力C
CSをそしてそのスタート端子STARTにスタート制御出力S
CSを発生するようにする。その制御端子の出力CCSは、
第2B図に示すように、t1からt2までの短い期間即ちバー
スト期間TB（例:9μｓ）中は電圧が正の高い値（＋V1）
をとり、そして続くt2からt3までの期間即ちデータ期間
中TD（例:100ms）中はより低い正の値（＋V2）をとり、
そしてこのパケット期間TPが終了するとその開始前と同
じ負の値（−V0）をとる。発生部16のもう１つの出力SC
Sは、パケット中のバースト期間を示すものであり、そ
の期間TB中のみハイとなる。
て、第2B図を参照して説明する。本発明の１つの特徴で
あるバースト送信に関係したその送信フォーマットは、
データを含まないバースト部と、送信するデータを含む
データ部と、を含むパケットの形態である。制御信号発
生部16は、そのパケットの各期間を定めるよう作用する
ものであって、その回路の１例は、第2A図に示すよう
に、２つのモノマルチ・バイブレータ160,162と、２つ
のアナログ・スイッチSW1,SW2（各スイッチは、その各
制御入力Ｂ又はＣがハイの時オンとなる）、３つの抵抗
器Rx,Ry,Rz（Rx＜Ry）とから成るものである。尚、この
回路16において、パルスA,B,Cは、マイコンによって発
生するようにすることもできる。このような回路によ
り、制御信号発生部16は、その制御端子CNTに制御出力C
CSをそしてそのスタート端子STARTにスタート制御出力S
CSを発生するようにする。その制御端子の出力CCSは、
第2B図に示すように、t1からt2までの短い期間即ちバー
スト期間TB（例:9μｓ）中は電圧が正の高い値（＋V1）
をとり、そして続くt2からt3までの期間即ちデータ期間
中TD（例:100ms）中はより低い正の値（＋V2）をとり、
そしてこのパケット期間TPが終了するとその開始前と同
じ負の値（−V0）をとる。発生部16のもう１つの出力SC
Sは、パケット中のバースト期間を示すものであり、そ
の期間TB中のみハイとなる。
次に、その出力SCSに応答して変調用信号を形成する
部分について説明する。初めに、その出力SCSをリセッ
ト端子RSTに受けるデータクロック発生器19は、その出
力端子OUTに、同じく第2B図に示すように、出力SCSのパ
ルスの前縁に同期した（即ち初期化された）、周期Tdの
データクロックDCKを発生する。この初期化は、受信機
２において、検出したバースト部分に、受信側のデータ
クロックを同期させるのに必要である。周期Tdは、送信
するデータＤの各ビットの期間を定めるものである。そ
のクロックDCKをクロック端子CKに、出力SCSを端子Ｂ
に、そして送信データＤを入力端子INに受けるインター
フェース18は、その出力端子OUTに、図示のように、バ
ースト期間TB以上の長さに選定するスタート期間TS中
は、本実施例ではデータのハイに対応するレベルに強制
設定され、そしてこの期間TS以後は、周期Tdでデータの
各ビットD1,D2〜DNを含む出力1/Fを出力する。この出力
I/Fが変調用信号となる。（尚、上記のスタート期間TS
中の強制設定のレベルがどのデータレベルに対応したも
のであるかは、受信機２の相関出力において、バースト
部分に対応する部分を判定する際に必要である。このこ
とから、受信機側の動作と対応させれば、その強制設定
レベルは、ローレベルとすることができる。また、デー
タの差動符号化という公知の技術を使えば、このような
強制設定動作は不要であり、後述の受信機のCPSK復調出
力の極性が反転しても、その後差動復号を行うことで、
正しいデータ復元が可能である。）。
部分について説明する。初めに、その出力SCSをリセッ
ト端子RSTに受けるデータクロック発生器19は、その出
力端子OUTに、同じく第2B図に示すように、出力SCSのパ
ルスの前縁に同期した（即ち初期化された）、周期Tdの
データクロックDCKを発生する。この初期化は、受信機
２において、検出したバースト部分に、受信側のデータ
クロックを同期させるのに必要である。周期Tdは、送信
するデータＤの各ビットの期間を定めるものである。そ
のクロックDCKをクロック端子CKに、出力SCSを端子Ｂ
に、そして送信データＤを入力端子INに受けるインター
フェース18は、その出力端子OUTに、図示のように、バ
ースト期間TB以上の長さに選定するスタート期間TS中
は、本実施例ではデータのハイに対応するレベルに強制
設定され、そしてこの期間TS以後は、周期Tdでデータの
各ビットD1,D2〜DNを含む出力1/Fを出力する。この出力
I/Fが変調用信号となる。（尚、上記のスタート期間TS
中の強制設定のレベルがどのデータレベルに対応したも
のであるかは、受信機２の相関出力において、バースト
部分に対応する部分を判定する際に必要である。このこ
とから、受信機側の動作と対応させれば、その強制設定
レベルは、ローレベルとすることができる。また、デー
タの差動符号化という公知の技術を使えば、このような
強制設定動作は不要であり、後述の受信機のCPSK復調出
力の極性が反転しても、その後差動復号を行うことで、
正しいデータ復元が可能である。）。
次に、本発明の１つの特徴をなすCPSK（符号位相シフ
ト・キーイング）変調を行う変調部13について述べる。
第１図から判るように、変調部13は、そのａ端子にPN符
号列TPNを、ｂ端子にクロック出力TPNCKを、ｃ端子に変
調用出力I/Fを、ｄ端子に高周波発生器14からの高周波T
RFを受け、そしてｅ端子にその変調出力MODを発生する
ようになっている。
ト・キーイング）変調を行う変調部13について述べる。
第１図から判るように、変調部13は、そのａ端子にPN符
号列TPNを、ｂ端子にクロック出力TPNCKを、ｃ端子に変
調用出力I/Fを、ｄ端子に高周波発生器14からの高周波T
RFを受け、そしてｅ端子にその変調出力MODを発生する
ようになっている。
この変調部13の詳細な回路は、第３図及び第４図を参
照して説明する。第３図に示すように、変調部13は、CP
SK変調部130とBPSK（二相位相シフトキーイング）変調
部132とを備えている。初めに、CPSK変調部130は、シフ
トレジスタ1300と、２つのスリーステート・バッファ13
02、1304と、インバータ1306とを備えている。バッファ
1302は、PN符号列TPNを受けるようになっており、また
出力I/Fにより状態の制御を受けるようになっている。
シフトレジスタ1300は、PN符号列TPNを入力端子INに受
けそしてクロックTPNCKをクロック端子CKに受け、そし
て第４図に示すように、その入力を周期T1の1/2即ち180
度の位相だけ遅らせた位相PN符号列STPNを出力端子OUT
に発生する。このシフトレジスタにおけるその遅延料
（T1の1/2）は、CPSK変調を行う場合に最大の位相差が
得られ、従って受信側での復調の際、位相の判定誤りを
最小にすることができるので好ましい。しかし、この遅
延量を変えることも可能である。次に、出力STPNを受け
るバッファ1302は、その状態をインバータ1306を介した
出力I/Fにより制御されるようになっている。従って、
第４図に示すように、出力I/Fがハイの間は、バッファ1
302がTPNを通し、そしてローの間は、バッファ1304がST
PNを通し、これによってCPSK変調出力CPSKMODを形成す
る。この変調時に、PN符号クロックTPNCKの周波数f1が
データクロックDCKの周波数f2と比べ非常に高く選定し
てあるので、I/F出力のスペクトラムは、変調出力CPSKM
ODでは拡散されている（スペクトラム拡散変調）。
照して説明する。第３図に示すように、変調部13は、CP
SK変調部130とBPSK（二相位相シフトキーイング）変調
部132とを備えている。初めに、CPSK変調部130は、シフ
トレジスタ1300と、２つのスリーステート・バッファ13
02、1304と、インバータ1306とを備えている。バッファ
1302は、PN符号列TPNを受けるようになっており、また
出力I/Fにより状態の制御を受けるようになっている。
シフトレジスタ1300は、PN符号列TPNを入力端子INに受
けそしてクロックTPNCKをクロック端子CKに受け、そし
て第４図に示すように、その入力を周期T1の1/2即ち180
度の位相だけ遅らせた位相PN符号列STPNを出力端子OUT
に発生する。このシフトレジスタにおけるその遅延料
（T1の1/2）は、CPSK変調を行う場合に最大の位相差が
得られ、従って受信側での復調の際、位相の判定誤りを
最小にすることができるので好ましい。しかし、この遅
延量を変えることも可能である。次に、出力STPNを受け
るバッファ1302は、その状態をインバータ1306を介した
出力I/Fにより制御されるようになっている。従って、
第４図に示すように、出力I/Fがハイの間は、バッファ1
302がTPNを通し、そしてローの間は、バッファ1304がST
PNを通し、これによってCPSK変調出力CPSKMODを形成す
る。この変調時に、PN符号クロックTPNCKの周波数f1が
データクロックDCKの周波数f2と比べ非常に高く選定し
てあるので、I/F出力のスペクトラムは、変調出力CPSKM
ODでは拡散されている（スペクトラム拡散変調）。
次のBPSK変調部132は、Ｄ型フリップフロップ（F/F）
1320と、２つの抵抗器R1,R2と、二重平衡変調器1322
と、から成っている。詳しくは、Ｄ型F/Fは、そのＤ端
子に変調出力CPSKMODを受け、そのCK端子にクロックTPN
CKを受け、そしてＱ端子に正相出力をＱ＊（＊は反転を
示す）端子には逆相出力を発生する。これら両出力で、
高周波TRFを受けた変調器1322を差動駆動するようにす
る。変調器1322は、図示のように２つのトランスT1,T2
と、ダイオードブリッジDBとを備えていて、高周波TRF
に出力CPSKMODを掛け算した出力を二重平衡変調出力、
従って変調部13の最終的な変調出力MODとして発生す
る。
1320と、２つの抵抗器R1,R2と、二重平衡変調器1322
と、から成っている。詳しくは、Ｄ型F/Fは、そのＤ端
子に変調出力CPSKMODを受け、そのCK端子にクロックTPN
CKを受け、そしてＱ端子に正相出力をＱ＊（＊は反転を
示す）端子には逆相出力を発生する。これら両出力で、
高周波TRFを受けた変調器1322を差動駆動するようにす
る。変調器1322は、図示のように２つのトランスT1,T2
と、ダイオードブリッジDBとを備えていて、高周波TRF
に出力CPSKMODを掛け算した出力を二重平衡変調出力、
従って変調部13の最終的な変調出力MODとして発生す
る。
次に、この変調出力の送信を行う送信電力制御部15に
ついて説明する。この制御部は、本発明１つの特徴であ
るバースト送信に関係した部分であり、１つの入力端子
IN1にその変調出力MODを受け、別の入力端子IN2に制御
信号発生部16の出力CCSを受け、そしてその出力端子OUT
に電力制御形送信出力TPCをアンテナ17に供給するもの
である。この詳細な回路は、第５図に示してあり、２つ
のトランスT3,T4と、２つのダイオードD1,D2と、１つの
抵抗器R3とから成っている。トランスT1の１次巻線は、
その１端が変調出力MODに結合しその他端が接地に接続
しており、そしてその２次巻線は、そのセンタータップ
が抵抗器R3を介して制御出力CCSに結合しまたその両端
が夫々ダイオードD1,D2を介して別のトランスT2の１次
巻線の両端に接続している（このセンタータップは接地
している）。このトランスT2の２次巻線は、１端が接地
しそして他端が出力端子OUTに接続している。この回路
は、MODをCCSで振幅変調するように機能するものであ
り、CCSの電圧が正に大きくなればなるほど、ダイオー
ドD1,D2の高周波抵抗が減少するため、OUT端子には、大
きな振幅の出力が発生することになる。
ついて説明する。この制御部は、本発明１つの特徴であ
るバースト送信に関係した部分であり、１つの入力端子
IN1にその変調出力MODを受け、別の入力端子IN2に制御
信号発生部16の出力CCSを受け、そしてその出力端子OUT
に電力制御形送信出力TPCをアンテナ17に供給するもの
である。この詳細な回路は、第５図に示してあり、２つ
のトランスT3,T4と、２つのダイオードD1,D2と、１つの
抵抗器R3とから成っている。トランスT1の１次巻線は、
その１端が変調出力MODに結合しその他端が接地に接続
しており、そしてその２次巻線は、そのセンタータップ
が抵抗器R3を介して制御出力CCSに結合しまたその両端
が夫々ダイオードD1,D2を介して別のトランスT2の１次
巻線の両端に接続している（このセンタータップは接地
している）。このトランスT2の２次巻線は、１端が接地
しそして他端が出力端子OUTに接続している。この回路
は、MODをCCSで振幅変調するように機能するものであ
り、CCSの電圧が正に大きくなればなるほど、ダイオー
ドD1,D2の高周波抵抗が減少するため、OUT端子には、大
きな振幅の出力が発生することになる。
従って、第６図の波形図に示すように、バースト期間
TB中のCCSの大きな電圧＋V1のため、送信出力TPCは、そ
の振幅が大きなVb（例：バースト部分の尖頭電力は1m
W）となり、そしてデータ期間TD中のCCSの低い電圧＋V2
のため、TPCは低い振幅Vd（例：データ部分の平均電力
は10μＷ）を有し、そしてパケット期間TP以外では、TP
Cは極めて小さくなるかまたはゼロとなる。
TB中のCCSの大きな電圧＋V1のため、送信出力TPCは、そ
の振幅が大きなVb（例：バースト部分の尖頭電力は1m
W）となり、そしてデータ期間TD中のCCSの低い電圧＋V2
のため、TPCは低い振幅Vd（例：データ部分の平均電力
は10μＷ）を有し、そしてパケット期間TP以外では、TP
Cは極めて小さくなるかまたはゼロとなる。
以上に説明した送信機１においては、バースト期間TB
の長さは、受信機２で用いる相関器の処理時間に関係し
て選定する必要があり、その相関器の処理時間をＴとす
ると、 TB≧1.5T とすることが好ましい。処理時間Ｔは、相関器としてSA
Wコンボルバを用いる場合には、そのゲート長によって
定まるものである。
の長さは、受信機２で用いる相関器の処理時間に関係し
て選定する必要があり、その相関器の処理時間をＴとす
ると、 TB≧1.5T とすることが好ましい。処理時間Ｔは、相関器としてSA
Wコンボルバを用いる場合には、そのゲート長によって
定まるものである。
［受信機２］ 次に、受信機２について説明する。
第１図に示すように、受信機２は、アンテナ20からの
入力をIN端子に受けそしてOUT端子に周波数変調変換受
信信号FCSを発生するRF/IF（高周波増幅、周波数変換、
中間周波増幅）部21と、相関器としてのSAWコンボルバ2
2と、受信側PN符号クロック発生器23と受信側PN符号発
発生器24と高周波発生器25と二重平衡変調器26とから成
る参照信号発生部と、可変利得増幅器27と、検波回路28
と、データ復調部29とから成っている。回路22〜28は、
相関復調手段を構成している。
入力をIN端子に受けそしてOUT端子に周波数変調変換受
信信号FCSを発生するRF/IF（高周波増幅、周波数変換、
中間周波増幅）部21と、相関器としてのSAWコンボルバ2
2と、受信側PN符号クロック発生器23と受信側PN符号発
発生器24と高周波発生器25と二重平衡変調器26とから成
る参照信号発生部と、可変利得増幅器27と、検波回路28
と、データ復調部29とから成っている。回路22〜28は、
相関復調手段を構成している。
詳しくは、クロック発生器23は、送信側のPN符号のた
めのクロックと同じクロック周波数f1でクロック出力RP
NCKを発生し、そしてこれをCK端子で受ける発生器24
は、送信側のPN符号とは時間反転したPN符号の列RPNを
出力する。この出力を受ける変調器26は、もう１つの入
力として、高周波発生器25から、周波数変換受信信号FC
Sの中心周波数をもつ高周波出力RRGを受けるように接続
している。二重平衡変調器26は、高周波RRGをRPNで変調
して、コンボルバ22が使用する参照信号RSを形成する。
めのクロックと同じクロック周波数f1でクロック出力RP
NCKを発生し、そしてこれをCK端子で受ける発生器24
は、送信側のPN符号とは時間反転したPN符号の列RPNを
出力する。この出力を受ける変調器26は、もう１つの入
力として、高周波発生器25から、周波数変換受信信号FC
Sの中心周波数をもつ高周波出力RRGを受けるように接続
している。二重平衡変調器26は、高周波RRGをRPNで変調
して、コンボルバ22が使用する参照信号RSを形成する。
受信信号FCSと参照信号RSとをIN1端子とIN2端子とに
夫々受けるコンボルバ22は、そのOUT端子にコンボルー
ション出力CONVを発生する。詳しくは、コンボルバ22
は、第７図に示す構造のSAWコンボルバ22A（221,222
は、インターデジタル・トランスジューサIDT;223はゲ
ート電極;224は酸化亜鉛（ZnO）;215は酸化シリコン（S
iO2）;226はシリコン（Si）;227はオーミック電極）と
することができる。このとき、IN1端子に受ける受信信
号FCSの雑音のない理想的なものを関数ｓ（ｔ）で、IN2
端子に受ける参照信号RSの同じく理想的なものを関数ｒ
（ｔ）で表すと、このときのコンボルーション出力CON
V、即ち関数ｃ（ｔ）は、次式となる。
夫々受けるコンボルバ22は、そのOUT端子にコンボルー
ション出力CONVを発生する。詳しくは、コンボルバ22
は、第７図に示す構造のSAWコンボルバ22A（221,222
は、インターデジタル・トランスジューサIDT;223はゲ
ート電極;224は酸化亜鉛（ZnO）;215は酸化シリコン（S
iO2）;226はシリコン（Si）;227はオーミック電極）と
することができる。このとき、IN1端子に受ける受信信
号FCSの雑音のない理想的なものを関数ｓ（ｔ）で、IN2
端子に受ける参照信号RSの同じく理想的なものを関数ｒ
（ｔ）で表すと、このときのコンボルーション出力CON
V、即ち関数ｃ（ｔ）は、次式となる。
ｃ（ｔ）＝∫Ts（τ）・ｒ（2t−τ−Ｔ）ｄτ 尚,Tは、上述の通りこのコンボルバの処理時間である。
ここで、PN符号の周期T1を９マイクロ秒とし、処理時間
Ｔも同じ９マイクロ秒とすると、第８図（ａ）、（ｂ）
（ｃ）に概念的に示すように、ｔ＝０、ｔ＝4.5μｓ、
ｔ＝９μｓにおいてPN符号が一致するため、第９図に示
すように、コンボルーション出力ｃ（ｔ）には、周期T
CSP即ち4.5μｓ毎に大きな相関出力が得られる。これ
は、ｓ（ｔ）、ｒ（ｔ）が連続信号の場合であるが、本
発明によるバースト部分のような不連続信号の場合で
は、連続信号と等しい大きさの相関出力を得るために
は、コンボルバ処理時間Ｔの1.5倍以上が必要である
（バースト期間TBはTB≧1.5Tが好ましいことは前述し
た）。
ここで、PN符号の周期T1を９マイクロ秒とし、処理時間
Ｔも同じ９マイクロ秒とすると、第８図（ａ）、（ｂ）
（ｃ）に概念的に示すように、ｔ＝０、ｔ＝4.5μｓ、
ｔ＝９μｓにおいてPN符号が一致するため、第９図に示
すように、コンボルーション出力ｃ（ｔ）には、周期T
CSP即ち4.5μｓ毎に大きな相関出力が得られる。これ
は、ｓ（ｔ）、ｒ（ｔ）が連続信号の場合であるが、本
発明によるバースト部分のような不連続信号の場合で
は、連続信号と等しい大きさの相関出力を得るために
は、コンボルバ処理時間Ｔの1.5倍以上が必要である
（バースト期間TBはTB≧1.5Tが好ましいことは前述し
た）。
次に、上記のようなコンボルーション出力CONVを受け
る可変利得増幅器27について第10図及び第11図を参照し
て説明する。この可変利得増幅は、本発明の１つの特徴
に関係したものである。第10図に示すように、この可変
利得増幅器27は、IN端子とOUT端子との間に直列に接続
したRF増幅器270と、コンデンサC1と、可変減衰器272
と、コンデンサC2と、RF増幅器274とを備えている。各
変減衰器272は、図示のように、点Ｘが接地に順方向ダ
イオードD3とコンデンサC3を介して接続し、点Ｙが接地
に逆方向ダイオードD4とコンデンサC4並びにこれと並列
の抵抗器R4を介して接続し、また点Ｘは点Ｙにコンデン
サC5と順方向ダイオードD5を介して接続している。点Ｘ
は更に、抵抗器R5を介して固定のDC電源E1に接続してい
る。また、点ＺはコイルＩを介して点Ｗに接続し、そし
てこの点Ｗは、逆方向ダイオードD6と抵抗器R6とインバ
ータ276を介してGAIN端子に接続し、またその点Ｗは接
地に逆方向ダイオードD7と抵抗器R7と固定のDC電源E2を
介して接続している。
る可変利得増幅器27について第10図及び第11図を参照し
て説明する。この可変利得増幅は、本発明の１つの特徴
に関係したものである。第10図に示すように、この可変
利得増幅器27は、IN端子とOUT端子との間に直列に接続
したRF増幅器270と、コンデンサC1と、可変減衰器272
と、コンデンサC2と、RF増幅器274とを備えている。各
変減衰器272は、図示のように、点Ｘが接地に順方向ダ
イオードD3とコンデンサC3を介して接続し、点Ｙが接地
に逆方向ダイオードD4とコンデンサC4並びにこれと並列
の抵抗器R4を介して接続し、また点Ｘは点Ｙにコンデン
サC5と順方向ダイオードD5を介して接続している。点Ｘ
は更に、抵抗器R5を介して固定のDC電源E1に接続してい
る。また、点ＺはコイルＩを介して点Ｗに接続し、そし
てこの点Ｗは、逆方向ダイオードD6と抵抗器R6とインバ
ータ276を介してGAIN端子に接続し、またその点Ｗは接
地に逆方向ダイオードD7と抵抗器R7と固定のDC電源E2を
介して接続している。
この図示の回路では、可変減衰器272は、点Ｗの電位
が正になればなるほど、その減衰量が小さくなる（増幅
器27の利得は大きくなる）ように働く。従って、第11図
に示すような利得制御出力GC（後述）をGAIN端子に受け
ると、ハイの期間中は、減衰器272の駆動経路はE2→R7
→D7となって点Ｗの電圧を低くして低利得GLを設定し、
そしてローの期間中は、276→R6→D6の駆動経路となっ
て点Ｗの電位を高くし、高利得GHの設定を行う。尚。そ
の設定利得の大きさは、276の出力電圧、電源E2の電
圧、抵抗器R6、R7の値に選定により決定されるものとな
る。結果として、この可変利得増幅器27は、そのOUT端
子に、出力CONVの可変利得で増幅した出力ACONVを発生
する。
が正になればなるほど、その減衰量が小さくなる（増幅
器27の利得は大きくなる）ように働く。従って、第11図
に示すような利得制御出力GC（後述）をGAIN端子に受け
ると、ハイの期間中は、減衰器272の駆動経路はE2→R7
→D7となって点Ｗの電圧を低くして低利得GLを設定し、
そしてローの期間中は、276→R6→D6の駆動経路となっ
て点Ｗの電位を高くし、高利得GHの設定を行う。尚。そ
の設定利得の大きさは、276の出力電圧、電源E2の電
圧、抵抗器R6、R7の値に選定により決定されるものとな
る。結果として、この可変利得増幅器27は、そのOUT端
子に、出力CONVの可変利得で増幅した出力ACONVを発生
する。
次に、この出力ACONVをIN端子に受ける検波回路28に
ついて第12図、第13図及び第14図を参照して説明する。
検波回路28は、本発明の利得制御の特徴に関係したもの
であり、第12図に詳しく示すように、両入力に増幅器27
の出力ACONVを受ける二重平衡変調器280と、この出力DB
Mを受けるバンドパスフィルタ282と、このバンドパス出
力BPFOを受ける増幅器284と、この出力を両入力に受け
る整流目的のための二重平衡変調器286と、を備えてい
る。この検波回路内の波形は、第13図に理想的な状態の
ものを、そして第14図にはアンテナ20にCW妨害信号が混
入した場合について示している。
ついて第12図、第13図及び第14図を参照して説明する。
検波回路28は、本発明の利得制御の特徴に関係したもの
であり、第12図に詳しく示すように、両入力に増幅器27
の出力ACONVを受ける二重平衡変調器280と、この出力DB
Mを受けるバンドパスフィルタ282と、このバンドパス出
力BPFOを受ける増幅器284と、この出力を両入力に受け
る整流目的のための二重平衡変調器286と、を備えてい
る。この検波回路内の波形は、第13図に理想的な状態の
ものを、そして第14図にはアンテナ20にCW妨害信号が混
入した場合について示している。
第13図に示す出力ACONVは、理想的なものであって第
９図のものを拡大したものであり、第14図（ｂ）に示す
ような中心周波数がf0の周波数成分（この場合、妨害成
分は含まない）をもつものである。また、TCSWは、PN符
号の駆動クロック周期に等しい。この出力を受けると、
変調器280は、それを二乗した出力DBMを発生し、これは
第14図（ｂ）に示すような２倍の成分（中心周波数は2f
0）をも含むスペクトラムとなる。尚、第14図の出力DB
M′から判るように、CW妨害信号と参照信号RSとの相関
成分は、直流近傍にスペクトラムが集中しているが、目
的信号成分と参照信号RSとの相関成分は、スペクトラム
が広帯域となっている。フィルタ282のバンドパス帯域f
L〜fHは、その下限周波数fLが出力DBM′のDC近傍のCW妨
害成分より高くなるように、そしてその上限周波数f
Hは、出力DBM′の１次の目的成分の上限に等しくなるよ
うに選定してある。このバンドパスフィルタ282の出力B
PFOは、次に、変調器286で整流されて、第13図に示す最
終的な検波出力ADCONVとなる。
９図のものを拡大したものであり、第14図（ｂ）に示す
ような中心周波数がf0の周波数成分（この場合、妨害成
分は含まない）をもつものである。また、TCSWは、PN符
号の駆動クロック周期に等しい。この出力を受けると、
変調器280は、それを二乗した出力DBMを発生し、これは
第14図（ｂ）に示すような２倍の成分（中心周波数は2f
0）をも含むスペクトラムとなる。尚、第14図の出力DB
M′から判るように、CW妨害信号と参照信号RSとの相関
成分は、直流近傍にスペクトラムが集中しているが、目
的信号成分と参照信号RSとの相関成分は、スペクトラム
が広帯域となっている。フィルタ282のバンドパス帯域f
L〜fHは、その下限周波数fLが出力DBM′のDC近傍のCW妨
害成分より高くなるように、そしてその上限周波数f
Hは、出力DBM′の１次の目的成分の上限に等しくなるよ
うに選定してある。このバンドパスフィルタ282の出力B
PFOは、次に、変調器286で整流されて、第13図に示す最
終的な検波出力ADCONVとなる。
CW妨害がある場合は、コンボルーション出力ADCONV
は、第14図に示すようなADCONV′となり、そのときの変
調器280の出力はDBM′となる。このとき、バンドパスフ
ィルタ出力BPFO′では、CW妨害成分の大半が除去された
ものとなる。（尚、CW妨害抑圧に特別な配慮が不要な場
合は、検波回路28は、単に、エンベロープ検波を行うダ
イオードでよい）。
は、第14図に示すようなADCONV′となり、そのときの変
調器280の出力はDBM′となる。このとき、バンドパスフ
ィルタ出力BPFO′では、CW妨害成分の大半が除去された
ものとなる。（尚、CW妨害抑圧に特別な配慮が不要な場
合は、検波回路28は、単に、エンベロープ検波を行うダ
イオードでよい）。
最後に、この検波出力ADCONVからデータ復調を行うデ
ータ復調部29において、第15図及び第16図を参照して説
明する。データ復調部29は、ａ端子にクロック出力RPNC
Kを受け、ｂ端子に検波出力ADCONVを受け、そしてｃ端
子に復調データを出力しまたｄ端子に利得制御信号GCを
出力するものである。これの詳細な回路は、第15図に示
すように、大きく分けて、バースト検出を行うバースト
検出回路290と、この検出したバーストに同期して各種
の復調に使用するタイミング信号を発生するタイミング
信号発生回路292と、SPSK復調回路294と、から構成され
ている。第16図には、これら回路内の各種波形を示して
ある。
ータ復調部29において、第15図及び第16図を参照して説
明する。データ復調部29は、ａ端子にクロック出力RPNC
Kを受け、ｂ端子に検波出力ADCONVを受け、そしてｃ端
子に復調データを出力しまたｄ端子に利得制御信号GCを
出力するものである。これの詳細な回路は、第15図に示
すように、大きく分けて、バースト検出を行うバースト
検出回路290と、この検出したバーストに同期して各種
の復調に使用するタイミング信号を発生するタイミング
信号発生回路292と、SPSK復調回路294と、から構成され
ている。第16図には、これら回路内の各種波形を示して
ある。
まず初めに、バースト検出回路290は、本発明のバー
スト送受信の特徴に関係した部分であり、検波し終わっ
たコンボルーション出力ADCONV（第16図では第13図及び
第９図と比べ時間軸を圧縮してある）を固定のしきい値
電圧E3（第16図にも示す）と比較する比較器2900と、AN
Dゲート2904と、タイマ2902とを含んでいる。その比較
器2900のしきい値E3の大きさは、バースト部から生ずる
コンボルーション出力よりは小さいが、データ部から生
ずるコンボルーション出力即ちPBよりは大きくなるよう
に選択してある。尚、コンボルーション出力として、第
16図には、雑音のない理想的な出力ADCONVと、雑音を含
んだ出力ADCONV″とを示してある。以下の説明では、後
者の雑音を含む出力ADCONV″で説明する。
スト送受信の特徴に関係した部分であり、検波し終わっ
たコンボルーション出力ADCONV（第16図では第13図及び
第９図と比べ時間軸を圧縮してある）を固定のしきい値
電圧E3（第16図にも示す）と比較する比較器2900と、AN
Dゲート2904と、タイマ2902とを含んでいる。その比較
器2900のしきい値E3の大きさは、バースト部から生ずる
コンボルーション出力よりは小さいが、データ部から生
ずるコンボルーション出力即ちPBよりは大きくなるよう
に選択してある。尚、コンボルーション出力として、第
16図には、雑音のない理想的な出力ADCONVと、雑音を含
んだ出力ADCONV″とを示してある。以下の説明では、後
者の雑音を含む出力ADCONV″で説明する。
出力ADCONV″に応答する比較器は、パルスPBに対応し
たパルスのみを含む出力C1を発生する。この出力C1を受
けるANDゲート2904は、もう１つの入力として、タイマ2
902のＱ＊端子の出力TM1を受けるようになっている。こ
のタイマは、そのタイマ出力TM1を通常時はハイとし、
そしてトリガ端子TRIGにトリガ入力を受けたとき、一定
のTh時間の間ローにする。この時間Thは、パケット期間
TPの長さ以上に選定してある。従って、ANDゲートのゲ
ート出力AGは、パルスPBに対応するパルスを発生し、そ
してこのときタイマ出力TM1は、Th時間の間ローとな
り、そしてThの期間即ち少なくともこのパケット期間TP
の間、パルスPB以降のパルスP1〜P28・・・を通さない
ようにする。これによって、バースト部のみを時間基準
とし、それ以外の部分を時間基準としないよう確保す
る。尚、タイマ出力TM1は第11図に示した利得制御出力G
Cとなるものである。
たパルスのみを含む出力C1を発生する。この出力C1を受
けるANDゲート2904は、もう１つの入力として、タイマ2
902のＱ＊端子の出力TM1を受けるようになっている。こ
のタイマは、そのタイマ出力TM1を通常時はハイとし、
そしてトリガ端子TRIGにトリガ入力を受けたとき、一定
のTh時間の間ローにする。この時間Thは、パケット期間
TPの長さ以上に選定してある。従って、ANDゲートのゲ
ート出力AGは、パルスPBに対応するパルスを発生し、そ
してこのときタイマ出力TM1は、Th時間の間ローとな
り、そしてThの期間即ち少なくともこのパケット期間TP
の間、パルスPB以降のパルスP1〜P28・・・を通さない
ようにする。これによって、バースト部のみを時間基準
とし、それ以外の部分を時間基準としないよう確保す
る。尚、タイマ出力TM1は第11図に示した利得制御出力G
Cとなるものである。
次のタイミング信号発生回路292は、２つの時間窓パ
ルス列を形成するためのゲートパルス発生器2920及びシ
フトレジスタ2922と、各データビット期間を示す信号並
びに復調データのサンプリングクロックを発生するため
のデータクロック発生器2924及びＤ型F/F2926を備えて
いる。発送器2920は、そのリセット端子RSTにゲート出
力AGを受け、そのCK端子にクロック出力RPNCKを受ける
ようになっており、そしてその出力GPとして、ゲート出
力AGの立ち上がりから期間TCSP後にパルスを発生し、そ
して以後そのTCSPの周期でパルスを繰り返し発生する。
出力GPのそれらゲートパルスは、“1"側時間窓パルスと
して機能するものである。次に、その出力GPをIN端子に
受けそしてCK端子にクロックRPNCKを受けるシフトレジ
スタ2922は、ゲートパルスを180度の位相（これは、第
３図のシフトレジスタ1300での180度の位相遅れに対応
し、遅延時間としては、コンボルバ出力の時間軸はその
入力の時間軸に対して1/2に圧縮されているため、シフ
トレジスタ1300の遅延時間の1/2）だけ遅延させるもの
であり、従って、そのOUT端子に移相ゲートパルス出力S
GPを発生する。このSGPのパルスは、“0"側時間窓パル
スとして機能する。また、ゲート出力AGをRST端子に受
けそしてクロックRPNCKをCK端子に受けるデータクロッ
ク発生器2924は、出力AG内のパルスの立ち上がり以後、
周期Td（第２図に示すデータクロック周期）で繰り返す
データクロック出力DCを、そのOUT端子に出力する。こ
の出力DCは、復調データのサンプリングクロックとして
機能するものである。この出力をＤ端子に受けまたCK端
子にRPNCKを受けるＤ型F/F2926は、出力DCをクロックRP
NCKの１周期分遅延したパルスを出力FOとして発生す
る。この出力FOは、復調のための回路の初期化に使用す
るものである。
ルス列を形成するためのゲートパルス発生器2920及びシ
フトレジスタ2922と、各データビット期間を示す信号並
びに復調データのサンプリングクロックを発生するため
のデータクロック発生器2924及びＤ型F/F2926を備えて
いる。発送器2920は、そのリセット端子RSTにゲート出
力AGを受け、そのCK端子にクロック出力RPNCKを受ける
ようになっており、そしてその出力GPとして、ゲート出
力AGの立ち上がりから期間TCSP後にパルスを発生し、そ
して以後そのTCSPの周期でパルスを繰り返し発生する。
出力GPのそれらゲートパルスは、“1"側時間窓パルスと
して機能するものである。次に、その出力GPをIN端子に
受けそしてCK端子にクロックRPNCKを受けるシフトレジ
スタ2922は、ゲートパルスを180度の位相（これは、第
３図のシフトレジスタ1300での180度の位相遅れに対応
し、遅延時間としては、コンボルバ出力の時間軸はその
入力の時間軸に対して1/2に圧縮されているため、シフ
トレジスタ1300の遅延時間の1/2）だけ遅延させるもの
であり、従って、そのOUT端子に移相ゲートパルス出力S
GPを発生する。このSGPのパルスは、“0"側時間窓パル
スとして機能する。また、ゲート出力AGをRST端子に受
けそしてクロックRPNCKをCK端子に受けるデータクロッ
ク発生器2924は、出力AG内のパルスの立ち上がり以後、
周期Td（第２図に示すデータクロック周期）で繰り返す
データクロック出力DCを、そのOUT端子に出力する。こ
の出力DCは、復調データのサンプリングクロックとして
機能するものである。この出力をＤ端子に受けまたCK端
子にRPNCKを受けるＤ型F/F2926は、出力DCをクロックRP
NCKの１周期分遅延したパルスを出力FOとして発生す
る。この出力FOは、復調のための回路の初期化に使用す
るものである。
以上のバーストによる同期には、以下のような長所が
ある。第１に、データ部分に比べバースト部分の送信電
力を大きくすることにより、同期の確実性を必要に応じ
て高めることができるため、雑音／妨害の強力な環境下
においても、確実な同期が可能となる点である。また、
このことから、データ部受信によるデータ復調の限界性
能まで、妨害排除性能を高めることができるようにな
る。第２に、バースト期間TBは、使用する相関器の処理
時間とほぼ同等程度に選べるため、非常に短くて済む。
例えば、９μｓの処理時間のコンボルバの場合、そのTB
は９〜14.5μｓにすることができる。従って、パケット
伝送を行う場合、前処理の部分を短くして伝送効率を向
上させることができ、従って高速伝送に適する。第３
に、バースト部分が極めて短くて済むため、スペクトラ
ム拡散変調と相まって、電力は大きいものの、他の通信
に与える妨害は少ない。第４に、バースト部分の尖頭電
力は大きいが、データ部分と比較した場合の送信時間の
割合は小さく、従って、平均電力の増加はわずかである
ため、低消費電力が実現できる。第５に、バースト部の
尖頭電力が高いため、キャリアセンス（複数の局がラン
ダムアクセスするような無線ネットワークを構築する
際、送信の前に、他の局が送信していないかどうかをあ
らかじめ受信を行って確認すること）が容易となること
である。
ある。第１に、データ部分に比べバースト部分の送信電
力を大きくすることにより、同期の確実性を必要に応じ
て高めることができるため、雑音／妨害の強力な環境下
においても、確実な同期が可能となる点である。また、
このことから、データ部受信によるデータ復調の限界性
能まで、妨害排除性能を高めることができるようにな
る。第２に、バースト期間TBは、使用する相関器の処理
時間とほぼ同等程度に選べるため、非常に短くて済む。
例えば、９μｓの処理時間のコンボルバの場合、そのTB
は９〜14.5μｓにすることができる。従って、パケット
伝送を行う場合、前処理の部分を短くして伝送効率を向
上させることができ、従って高速伝送に適する。第３
に、バースト部分が極めて短くて済むため、スペクトラ
ム拡散変調と相まって、電力は大きいものの、他の通信
に与える妨害は少ない。第４に、バースト部分の尖頭電
力は大きいが、データ部分と比較した場合の送信時間の
割合は小さく、従って、平均電力の増加はわずかである
ため、低消費電力が実現できる。第５に、バースト部の
尖頭電力が高いため、キャリアセンス（複数の局がラン
ダムアクセスするような無線ネットワークを構築する
際、送信の前に、他の局が送信していないかどうかをあ
らかじめ受信を行って確認すること）が容易となること
である。
次に、CPSK復調回路294について説明すると、これ
は、本発明の１つの特徴をなすものであり、検波出力AD
CONV（本説明ではADCONV″）を受けて２値化用しきい値
電圧DAO（後で説明する）と比較する比較器2940、２つ
のANDゲート2942及び2944、２つのタイマ2946及び294
8、カウンタ2950を備えている。また、ORゲート2952
と、バイナリカウンタ2954と、D/Aコンバータ2956と
は、しきい値電圧DAOを変化させる掃引式の２値化用し
きい値電圧制御回路を構成している。この回路部分によ
り、DAOは、後述のように、第16図の出力ADCONV″内に
一点鎖線で示すようなステップ状に上昇する値をとる。
は、本発明の１つの特徴をなすものであり、検波出力AD
CONV（本説明ではADCONV″）を受けて２値化用しきい値
電圧DAO（後で説明する）と比較する比較器2940、２つ
のANDゲート2942及び2944、２つのタイマ2946及び294
8、カウンタ2950を備えている。また、ORゲート2952
と、バイナリカウンタ2954と、D/Aコンバータ2956と
は、しきい値電圧DAOを変化させる掃引式の２値化用し
きい値電圧制御回路を構成している。この回路部分によ
り、DAOは、後述のように、第16図の出力ADCONV″内に
一点鎖線で示すようなステップ状に上昇する値をとる。
このようなしきい値DAOとの比較を行う２値化用比較
器2940は、その比較出力C2として、例えば、データビッ
トD1区間では、パルスP1,P2,P3,P6,P8に対応するパルス
に加えて、パルスP1とP2の間の雑音成分による２つのパ
ルスを発生することになる。データビットD2の区間で
は、P13,P14,P15,P17,P20,P24、並びにP13とP14との間
で雑音による３つのパルスを出力する。この比較器出力
C2を受けるANDゲート2942は、別の入力として“1"側時
間窓パルス列GPを受け、またANDゲートは、その出力C2
と“0"側時間窓パルス列SGPを受け、従って、ゲート294
2は、データの“1"に対応した発生タイミングのパルス
を、そしてゲート2944は、データの“0"に対応する発生
タイミングのパルスを、次の各タイマ2946、2948のTRIG
端子に送るように作用する。これらタイマは、そのTRIG
端子にパルス入力があると、そのＱ端子を一定時間ハイ
に維持し、またこのハイ期間中に更にトリガ入力がある
と、そのトリガ入力から更にその一定時間の間続けてハ
イに保つものである。尚、その一定時間の長さは、各時
間窓パルスのパルス幅以上で、かつそれら時間窓パルス
の周期未満に選んであり、これによって、各１つの時間
窓内で１本のパルスしか出力されないようにする。この
結果、各タイマのタイマ出力TM2、TM3は、図示のように
なる。
器2940は、その比較出力C2として、例えば、データビッ
トD1区間では、パルスP1,P2,P3,P6,P8に対応するパルス
に加えて、パルスP1とP2の間の雑音成分による２つのパ
ルスを発生することになる。データビットD2の区間で
は、P13,P14,P15,P17,P20,P24、並びにP13とP14との間
で雑音による３つのパルスを出力する。この比較器出力
C2を受けるANDゲート2942は、別の入力として“1"側時
間窓パルス列GPを受け、またANDゲートは、その出力C2
と“0"側時間窓パルス列SGPを受け、従って、ゲート294
2は、データの“1"に対応した発生タイミングのパルス
を、そしてゲート2944は、データの“0"に対応する発生
タイミングのパルスを、次の各タイマ2946、2948のTRIG
端子に送るように作用する。これらタイマは、そのTRIG
端子にパルス入力があると、そのＱ端子を一定時間ハイ
に維持し、またこのハイ期間中に更にトリガ入力がある
と、そのトリガ入力から更にその一定時間の間続けてハ
イに保つものである。尚、その一定時間の長さは、各時
間窓パルスのパルス幅以上で、かつそれら時間窓パルス
の周期未満に選んであり、これによって、各１つの時間
窓内で１本のパルスしか出力されないようにする。この
結果、各タイマのタイマ出力TM2、TM3は、図示のように
なる。
ここで、掃引式の２値化用しきい値電圧制御回路につ
いて説明すると、タイマ出力TM2、TM3を両入力に受ける
ORゲート2952は、第16図に示すように、それらタイマ出
力内のパルスを全部含むゲート出力OGを発生する。この
出力OGをCK端子に受け更にクリア端子CLRに出力FOを受
けるN2ビットのバイナリカウンタ2954は、パルス数をカ
ウントした出力BCを発生する。このカウント出力BCは、
次のD/Aコンバータ2956によりアナログ値に変換されて
しきい値電圧DAOを作る。この電圧DAOが、カウントの増
大につれてステップ状に増大する。様子は、図示の通り
である。出力FOに各データビット区間の終わりにてパル
スが生じると、カウンタ2954はクリアされ、その結果、
しきい値電圧DAOはゼロボルトに復帰する。
いて説明すると、タイマ出力TM2、TM3を両入力に受ける
ORゲート2952は、第16図に示すように、それらタイマ出
力内のパルスを全部含むゲート出力OGを発生する。この
出力OGをCK端子に受け更にクリア端子CLRに出力FOを受
けるN2ビットのバイナリカウンタ2954は、パルス数をカ
ウントした出力BCを発生する。このカウント出力BCは、
次のD/Aコンバータ2956によりアナログ値に変換されて
しきい値電圧DAOを作る。この電圧DAOが、カウントの増
大につれてステップ状に増大する。様子は、図示の通り
である。出力FOに各データビット区間の終わりにてパル
スが生じると、カウンタ2954はクリアされ、その結果、
しきい値電圧DAOはゼロボルトに復帰する。
このようなしきい値電圧の、ゼロボルトからデータ期
間中の相関スパイクのピーク値との間での掃引では、各
データビット期間中の異なった部分を異なったしきい値
で調べるため、受信条件に左右されずに実質上一定の性
能が得られるという効果がある。従って、このしきい値
をある固定値に設定する場合と比べ、最適レベルの判断
が不要となり、妨害や雑音が強力となるような場合でも
実用可能となる。また、しきい値電圧は１方向（本説明
例では正の方向）にのみステップ状掃引するため、追尾
型のしきい値制御と比べ、発振の危険性がなくなり、高
速応答に適したものとなる。また、各データビット毎の
独立動作であるため、あるビットで動作が不適切であっ
ても、その後のビットに関する動作には影響を及ぼさな
い、という長所がある。
間中の相関スパイクのピーク値との間での掃引では、各
データビット期間中の異なった部分を異なったしきい値
で調べるため、受信条件に左右されずに実質上一定の性
能が得られるという効果がある。従って、このしきい値
をある固定値に設定する場合と比べ、最適レベルの判断
が不要となり、妨害や雑音が強力となるような場合でも
実用可能となる。また、しきい値電圧は１方向（本説明
例では正の方向）にのみステップ状掃引するため、追尾
型のしきい値制御と比べ、発振の危険性がなくなり、高
速応答に適したものとなる。また、各データビット毎の
独立動作であるため、あるビットで動作が不適切であっ
ても、その後のビットに関する動作には影響を及ぼさな
い、という長所がある。
次に、タイマ出力TM2、TM3内のパルス数から各データ
ビットの状態を判定するN1ビットのカウンタ2950とＤ型
F/F2958とに説明する。この部分では、それらパルス数
の差の極性（差の絶対値は問題ではない）を、データビ
ットの“0"又は“1"状態の判定に使用する。カウンタ29
50は、タイマ出力TM2をアップカウント入力Ｕに受け、T
M3をダウンカウント入力Ｄに受け、そしてこの他に、IN
端子に固定入力データ即ち2N1-1（これは、N1＝８であ
れば、128、即ち、２進で10000000）を受け、またロー
ド端子LDに出力FOを受けるようになっており、そして、
OUT端子に最上位ビットMSBを出力するようになってい
る。従って、各データビット区間内のタイマ出力TM2内
のパルス数からタイマ出力TM3内のパルス数を引いた差
が、正の場合、MSBは“1"状態となってそのときのデー
タビットを“1"として解釈する。一方、その差が負の場
合、MSBは“0"状態となって、そのデータビットを“0"
と解釈する。このMSB出力は、次のＤ型F/Fで出力DCでサ
ンプリングされて、復調データとなる。そのサンプリン
グクロックDCの直後に、出力FOはハイとなって、カウン
タ2950に固定入力データを読み込ませ、以下、次のデー
タビットに対し以上の動作を繰り返す。
ビットの状態を判定するN1ビットのカウンタ2950とＤ型
F/F2958とに説明する。この部分では、それらパルス数
の差の極性（差の絶対値は問題ではない）を、データビ
ットの“0"又は“1"状態の判定に使用する。カウンタ29
50は、タイマ出力TM2をアップカウント入力Ｕに受け、T
M3をダウンカウント入力Ｄに受け、そしてこの他に、IN
端子に固定入力データ即ち2N1-1（これは、N1＝８であ
れば、128、即ち、２進で10000000）を受け、またロー
ド端子LDに出力FOを受けるようになっており、そして、
OUT端子に最上位ビットMSBを出力するようになってい
る。従って、各データビット区間内のタイマ出力TM2内
のパルス数からタイマ出力TM3内のパルス数を引いた差
が、正の場合、MSBは“1"状態となってそのときのデー
タビットを“1"として解釈する。一方、その差が負の場
合、MSBは“0"状態となって、そのデータビットを“0"
と解釈する。このMSB出力は、次のＤ型F/Fで出力DCでサ
ンプリングされて、復調データとなる。そのサンプリン
グクロックDCの直後に、出力FOはハイとなって、カウン
タ2950に固定入力データを読み込ませ、以下、次のデー
タビットに対し以上の動作を繰り返す。
尚、上記の例では、カウンタ2950への固定入力データ
は、上記の2N1-1値から2N1−１に変更したり、あるいは
カウントレンジの有効な使用を妨げない範囲でその値か
ら更にずらせることも可能である。
は、上記の2N1-1値から2N1−１に変更したり、あるいは
カウントレンジの有効な使用を妨げない範囲でその値か
ら更にずらせることも可能である。
以上に説明したCPSK復調と前述のCPSK変調とによるCP
SK変復調には、以下のような長所がある。第１に、２種
類の時間窓パルスにより相関パルスを選択的に抽出して
いるため、時間窓以外の期間に存在する可能性のある雑
音や妨害を拾わないため、雑音／妨害の抑圧効果が大き
いことである。また、原理的に相関出力が消失しない形
式のため、相関出力の加算（カウンタによる積算）によ
って、雑音／妨害抑圧効果をより効果的にできる。第２
に、それら２つの時間窓を通過して来た２種類の相関パ
ルスの個数差の極性を復調データの状態に対応させる形
式のため、相関パルスの絶対値には実質上依存せず、復
調部以外の回路の影響を受けにくいため、データ復調の
安定度が高くなることである。また、従来のようなトラ
ッキングループを用いないため、発振のおそれがない。
SK変復調には、以下のような長所がある。第１に、２種
類の時間窓パルスにより相関パルスを選択的に抽出して
いるため、時間窓以外の期間に存在する可能性のある雑
音や妨害を拾わないため、雑音／妨害の抑圧効果が大き
いことである。また、原理的に相関出力が消失しない形
式のため、相関出力の加算（カウンタによる積算）によ
って、雑音／妨害抑圧効果をより効果的にできる。第２
に、それら２つの時間窓を通過して来た２種類の相関パ
ルスの個数差の極性を復調データの状態に対応させる形
式のため、相関パルスの絶対値には実質上依存せず、復
調部以外の回路の影響を受けにくいため、データ復調の
安定度が高くなることである。また、従来のようなトラ
ッキングループを用いないため、発振のおそれがない。
ここで、今説明した復調部29の利得制御信号GC（第16
図と第11図に示す）を受ける第10図の可変利得増幅器27
の動作について説明する。第16図から分かるように、利
得制御信号GCは、パケット期間TP以外の期間とパケット
のバースト期間TB中、即ち、バースト部を待ち受けてい
る間は、信号GCはハイとなって増幅器27を低利得GLに設
定する。これによって、雑音等をバースト部と誤判定し
て検出しないようにする。一方、信号GCは、バースト部
検出から時間Thの間、即ち少なくともデータ期間TDの間
ローとなって、増幅器27を高利得GHに設定する。これに
より、送信電力の小さい（例：バースト部の1/100＝1mW
/10μＷ）データ部を、妨害等が強い場合でも、確実に
検出できるようにする。また、このような利得制御で
は、従来のような相関器出力の負帰還制御を行わなくて
すむ。
図と第11図に示す）を受ける第10図の可変利得増幅器27
の動作について説明する。第16図から分かるように、利
得制御信号GCは、パケット期間TP以外の期間とパケット
のバースト期間TB中、即ち、バースト部を待ち受けてい
る間は、信号GCはハイとなって増幅器27を低利得GLに設
定する。これによって、雑音等をバースト部と誤判定し
て検出しないようにする。一方、信号GCは、バースト部
検出から時間Thの間、即ち少なくともデータ期間TDの間
ローとなって、増幅器27を高利得GHに設定する。これに
より、送信電力の小さい（例：バースト部の1/100＝1mW
/10μＷ）データ部を、妨害等が強い場合でも、確実に
検出できるようにする。また、このような利得制御で
は、従来のような相関器出力の負帰還制御を行わなくて
すむ。
このような利得制御は、第12図に示したような検波回
路を用いた場合には特に望ましい。その理由は、検波回
路28は、CW妨害には有効だが、受信機入力のS/Nが小さ
い場合（即ち、雑音が多い場合）、その検波回路出力に
雑音が多く含まれてしまうが、このような時、上記の利
得制御を用いると、その検波回路出力の雑音による誤動
作を防止することができるからである。
路を用いた場合には特に望ましい。その理由は、検波回
路28は、CW妨害には有効だが、受信機入力のS/Nが小さ
い場合（即ち、雑音が多い場合）、その検波回路出力に
雑音が多く含まれてしまうが、このような時、上記の利
得制御を用いると、その検波回路出力の雑音による誤動
作を防止することができるからである。
図示の例では、利得制御信号GCで、コンボルバ22の出
力側にある増幅器27を制御しているが、これの代わり
に、第１図に点線30で示すように、RF/IF部21を利得制
御するようにすることもできる。
力側にある増幅器27を制御しているが、これの代わり
に、第１図に点線30で示すように、RF/IF部21を利得制
御するようにすることもできる。
以上に説明した受信機２においては、相関器としてコ
ンボルバを使用した例について説明したが、固定符号の
マッチドフィルタ、デジタルコリレータを相関器として
用いることができる。その前者のマッチドフィルタは、
予めその櫛形電極のパターンを、使用するPN符号のパタ
ーンに一致させたものであり、そのフィルタの入出力の
周波数が等しくまたその時間軸が変化しないものであ
る。後者のデジタルコリレータは、そのマッチドフィル
タの動作をデジタル回路で構成したものであり、ベース
バンドでの演算ではあるが、マッチドフィルタと等価の
動作を実現するものである。
ンボルバを使用した例について説明したが、固定符号の
マッチドフィルタ、デジタルコリレータを相関器として
用いることができる。その前者のマッチドフィルタは、
予めその櫛形電極のパターンを、使用するPN符号のパタ
ーンに一致させたものであり、そのフィルタの入出力の
周波数が等しくまたその時間軸が変化しないものであ
る。後者のデジタルコリレータは、そのマッチドフィル
タの動作をデジタル回路で構成したものであり、ベース
バンドでの演算ではあるが、マッチドフィルタと等価の
動作を実現するものである。
［バースト送受信の他の方式への適用］ 以上に説明したバースト送受信は、文献１（特公昭64
−11178号）におけるような参照信号のPN符号の位相同
期法にも適用でき、受信バーストから得るタイミング信
号をその位相同期に使用するようにすることができる。
−11178号）におけるような参照信号のPN符号の位相同
期法にも適用でき、受信バーストから得るタイミング信
号をその位相同期に使用するようにすることができる。
このような位相同期が必要な理由を、第17図で説明す
る。コンボルバを相関器として使用する場合、PN符号周
期T1がデータの最小幅即ちデータクロック周期Tdとほぼ
等しいときには、正常な受信のためには、受信側での受
信信号のPN符号と参照信号のPN符号との位相同期が必要
である（T1≪Tdの場合は、そのような位相同期は不
要）。第17図（ａ）には、受信信号及び参照信号とコン
ボルバのゲート電極との正しい位相同期の状態を示して
いる（＋PNはデータ“1"に対応したPN符号を示し、−PN
はデータ“0"に対応したPN符号を示す）。このときに
は、最大の相関出力が得られる。一方、第17図（ｂ）
は、それら両信号は位相が一致しているが、ゲート電極
とはずれている場合であり、このときには、相関出力は
減少してしまい、好ましくない。これが、位相同期が必
要な理由である。
る。コンボルバを相関器として使用する場合、PN符号周
期T1がデータの最小幅即ちデータクロック周期Tdとほぼ
等しいときには、正常な受信のためには、受信側での受
信信号のPN符号と参照信号のPN符号との位相同期が必要
である（T1≪Tdの場合は、そのような位相同期は不
要）。第17図（ａ）には、受信信号及び参照信号とコン
ボルバのゲート電極との正しい位相同期の状態を示して
いる（＋PNはデータ“1"に対応したPN符号を示し、−PN
はデータ“0"に対応したPN符号を示す）。このときに
は、最大の相関出力が得られる。一方、第17図（ｂ）
は、それら両信号は位相が一致しているが、ゲート電極
とはずれている場合であり、このときには、相関出力は
減少してしまい、好ましくない。これが、位相同期が必
要な理由である。
また、本発明のバースト送受信は、上述のダイレクト
・シーケンス（DS）方式だけでなく、周波数ホッピング
（FH）式のスペクトラム拡散変調通信にも使用できる。
このFH方式は、第18図（ａ）に示すように、送信周波数
を高速でf1,f2,f3・・・と切り替えてデータを送信し、
そして受信側では、その送信周波数の切り替えと同期し
て受信周波数を切り替えることによりデータを受信する
方式である。この方式でも、受信周波数の同期制御は不
可欠のものである。従って、第18図（ａ）のように、送
信パケットの先頭でDS方式のバースト部BPの送信を行い
そしてこのバースト送信を時間基準にして周波数ホッピ
ング信号FHを送信するようにする。一方、受信側では、
第18図（ｂ）のように、そのバースト部BPの受信による
相関パルス出力PPを時間基準として受信機内部の周波数
シンセサイザのホッピング周波数を制御して、受信周波
数の送信周波数への同期をとるようにする。第18図
（ｃ）には、そのような動作を行う受信機４をブロック
図で示している（尚、第１図の受信機２の要素と類似の
要素については、同じ番号に“a"を付してある）。図か
ら分かるように、比較器2900aがしきい値電圧E3aとの比
較結果として出力する相関パルスPPが、周波数シンセサ
イザ44のスタート端子STARTに入力されるようになって
いる。この入力があると、シンセサイザ44は、所定の周
波数（本例ではf1）から周波数ホッピングを開始する。
このシンセサイザ出力とRF増幅器40からの出力を受ける
をミキサ45、IF増幅器46、データ復調部47は、在来のも
のと同様である。
・シーケンス（DS）方式だけでなく、周波数ホッピング
（FH）式のスペクトラム拡散変調通信にも使用できる。
このFH方式は、第18図（ａ）に示すように、送信周波数
を高速でf1,f2,f3・・・と切り替えてデータを送信し、
そして受信側では、その送信周波数の切り替えと同期し
て受信周波数を切り替えることによりデータを受信する
方式である。この方式でも、受信周波数の同期制御は不
可欠のものである。従って、第18図（ａ）のように、送
信パケットの先頭でDS方式のバースト部BPの送信を行い
そしてこのバースト送信を時間基準にして周波数ホッピ
ング信号FHを送信するようにする。一方、受信側では、
第18図（ｂ）のように、そのバースト部BPの受信による
相関パルス出力PPを時間基準として受信機内部の周波数
シンセサイザのホッピング周波数を制御して、受信周波
数の送信周波数への同期をとるようにする。第18図
（ｃ）には、そのような動作を行う受信機４をブロック
図で示している（尚、第１図の受信機２の要素と類似の
要素については、同じ番号に“a"を付してある）。図か
ら分かるように、比較器2900aがしきい値電圧E3aとの比
較結果として出力する相関パルスPPが、周波数シンセサ
イザ44のスタート端子STARTに入力されるようになって
いる。この入力があると、シンセサイザ44は、所定の周
波数（本例ではf1）から周波数ホッピングを開始する。
このシンセサイザ出力とRF増幅器40からの出力を受ける
をミキサ45、IF増幅器46、データ復調部47は、在来のも
のと同様である。
更に、本発明のバーストによる同期は、その他のスペ
クトラム拡散変調通信用の受信機におけるあらゆる同期
動作（前記のCPSK復調に使用する時間窓の同期の如き同
期も含む）に適用できる。
クトラム拡散変調通信用の受信機におけるあらゆる同期
動作（前記のCPSK復調に使用する時間窓の同期の如き同
期も含む）に適用できる。
効果 以上に詳細に説明した本発明によれば、バースト送受
信により、大きな雑音／妨害抑圧効果、高速伝送、他の
通信への妨害の少なさ、低消費電力、キャリアセンス可
能、という効果がある。また、本発明の利得制御並びに
CPSK変復調によれば、雑音／妨害に対し強くなり、また
高い安定度が得られる、という効果が生ずる。
信により、大きな雑音／妨害抑圧効果、高速伝送、他の
通信への妨害の少なさ、低消費電力、キャリアセンス可
能、という効果がある。また、本発明の利得制御並びに
CPSK変復調によれば、雑音／妨害に対し強くなり、また
高い安定度が得られる、という効果が生ずる。
第１図は、本発明によるスペクトラム拡散変調通信用の
送信機と受信機を示すブロック図。 第2A図は、第１図の送信機の送信フォーマット（パケッ
ト）を定めるための制御信号発生部16の詳細な回路を示
す回路図。 第2B図は、第2A図の回路に現れる波形を示す波形図。 第３図は、第１図の送信機の変調部13の詳細な回路を示
す回路図。 第４図は、第３図の変調部回路内の各種波形を示す波形
図。 第５図は、第１図の送信機の送信電力制御部15の回路を
詳細に示す回路図。 第６図は、第５図の回路内の各種波形を示す波形図。 第７図は、第１図の受信機のコンボルバ22の構造を示す
図。 第８図は、このコンボルバの動作を示す概念図。 第９図は、第８図との動作と関係させたコンボルバの相
関出力波形を示す図。 第10図は、第１図の受信機の可変利得増幅器27の詳細な
回路を示す回路図。 第11図は、第10図の回路の１つに入力である利得制御信
号GCを示す波形図。 第12図は、第１図の受信機の検波回路28の詳細な回路を
示す回路図。 第13図は、第12図の回路内の各種波形を示す波形図。 第14図は、第12図の回路内に現れるCW妨害があるときの
波形を示す波形図。 第15図は、第１図の受信機のデータ復調部47の詳細な回
路を示す回路図。 第16図は、第15図の回路内の各種波形を示す図。 第17図は、受信信号と参照信号とコンボルバのゲート電
極との同期の必要性を説明するための図。 第18図は、本発明のバースト送受信を周波数ホッピング
（FH）式のスペクトラム拡散変調通信に適用した別の実
施例を示す図。 ［符号説明］ TP:パケット期間、TB:バースト期間、 TD:データ期間、T1:PN符号周期、 Td:データクロック周期、 TS:スタート期間、 TCSP:コンボルバ相関出力周期、 E3:バースト検出用のしきい値電圧、 DAO:コンボルバ相関出力の２値化用しきい値電圧
送信機と受信機を示すブロック図。 第2A図は、第１図の送信機の送信フォーマット（パケッ
ト）を定めるための制御信号発生部16の詳細な回路を示
す回路図。 第2B図は、第2A図の回路に現れる波形を示す波形図。 第３図は、第１図の送信機の変調部13の詳細な回路を示
す回路図。 第４図は、第３図の変調部回路内の各種波形を示す波形
図。 第５図は、第１図の送信機の送信電力制御部15の回路を
詳細に示す回路図。 第６図は、第５図の回路内の各種波形を示す波形図。 第７図は、第１図の受信機のコンボルバ22の構造を示す
図。 第８図は、このコンボルバの動作を示す概念図。 第９図は、第８図との動作と関係させたコンボルバの相
関出力波形を示す図。 第10図は、第１図の受信機の可変利得増幅器27の詳細な
回路を示す回路図。 第11図は、第10図の回路の１つに入力である利得制御信
号GCを示す波形図。 第12図は、第１図の受信機の検波回路28の詳細な回路を
示す回路図。 第13図は、第12図の回路内の各種波形を示す波形図。 第14図は、第12図の回路内に現れるCW妨害があるときの
波形を示す波形図。 第15図は、第１図の受信機のデータ復調部47の詳細な回
路を示す回路図。 第16図は、第15図の回路内の各種波形を示す図。 第17図は、受信信号と参照信号とコンボルバのゲート電
極との同期の必要性を説明するための図。 第18図は、本発明のバースト送受信を周波数ホッピング
（FH）式のスペクトラム拡散変調通信に適用した別の実
施例を示す図。 ［符号説明］ TP:パケット期間、TB:バースト期間、 TD:データ期間、T1:PN符号周期、 Td:データクロック周期、 TS:スタート期間、 TCSP:コンボルバ相関出力周期、 E3:バースト検出用のしきい値電圧、 DAO:コンボルバ相関出力の２値化用しきい値電圧
フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭58−131840（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−84218（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−98338（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−98340（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−109925（ＪＰ，Ａ) 特開 平２−207630（ＪＰ，Ａ) 特開 平３−108829（ＪＰ，Ａ) 特開 昭63−164539（ＪＰ，Ａ) (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H04J 13/00
Claims (24)
- 【請求項１】データをPN符号を用いてスペクトラム拡散
して通信するスペクトラム拡散通信方法であって、 A.送信側において、 イ） 送信すべきデータを含まないスペクトラム拡散変
調した第１の変調出力部分と、該第１変調出力部分に続
く、前記送信すべきデータを含むスペクトラム拡散変調
した第２の変調出力部分と、から成るスペクトラム拡散
変調出力を発生する段階と、 ロ） 前記スペクトラム拡散変調出力を、前記第２変調
出力部分を低い電力にて、前記第１変調出力部分を高い
電力にて送信する段階と、 B.受信側において、 イ） 受信した入力を相関復調して相関復調出力を発生
する段階と、 ロ） 前記相関復調出力から、前記第１変調出力部分に
対応する第１相関復調出力部分と、前記第２変調出力部
分に対応する第２相関復調出力部分との内、前記第１相
関復調出力部分を検出する段階と、 ハ） 前記第１相関復調出力部分から該受信側の動作の
基準となるタイミング信号を発生する段階と、 から成るスペクトラム拡散変調通信方法。 - 【請求項２】請求項１記載の方法において、 前記段階B.ロは、所定のしきい値より大きい前記相関復
調出力を前記第１相関復調出力部分として検出するこ
と、 を特徴とするスペクトラム拡散変調方法。 - 【請求項３】請求項１または２に記載の方法において、 前記段階B.ハは、前記第２相関復調出力部分からの前記
の送信されたデータの復調に、前記タイミング信号を使
用すること、 を特徴とするスペクトラム拡散変調通信方法。 - 【請求項４】請求項１〜３のいずれかに記載の方法にお
いて、 前記第１変調出力部分の期間は、前記第２変調出力部分
の期間に比べて短いこと、 を特徴とするスペクトラム拡散変調通信方法。 - 【請求項５】請求項１〜４のいずれかに記載の方法にお
いて、 前記スペクトラム拡散変調は、ダイレクト・シーケンス
形であること、 を特徴とするスペクトラム拡散変調通信方法。 - 【請求項６】請求項５に記載の方法において、 前記ダイレクト・シーケンス形スペクトラム拡散変調
は、CPSK変調であること、 を特徴とするスペクトラム拡散変調通信方法。 - 【請求項７】請求項１〜４のいずれかに記載の方法にお
いて、 前記スペクトラム拡散変調は、周波数ホッピング形であ
ること、 を特徴とするスペクトラム拡散変調通信方法。 - 【請求項８】データをPN符号を用いてスペクトラム拡散
して通信するスペクトラム拡散通信装置であって、 A.送信機が、 イ） 送信を行うため、送信すべきデータを含まないバ
ーストの期間と、これに続く前記送信データを含むデー
タ期間と、から成るパケットの期間を定める期間指示手
段と、 ロ） 所定の周期の第１のPN符号の繰り返しから成るPN
符号列を発生するPN符号列発生手段と、 ハ） 前記バースト期間中は無データであり、そして前
記データ期間中は前記送信データから成る変調用信号を
発生する変調用信号発生手段と、 ニ） 前記PN符号列を前記変調用信号でスペクトラム拡
散変調してスペクトラム拡散変調出力を発生するスペク
トラム拡散変調手段と、 ホ） 前記バースト期間中高い送信電力を指示し、そし
て前記データ期間中低い送信電力を指示する送信電力指
示信号を発生する送信電力指示手段と、 ヘ） 前記スペクトラム拡散変調出力を前記送信電力指
示信号に応じた電力で送信する送信電力制御手段と、 を含み、 B.受信機が、 イ） 受信した入力から周波数変換した周波数変換出力
を得る手段と、 ロ） 前記周波数変換出力から、前記第１のPN符号とは
時間反転した第２のPN符号の繰り返しから成るPN符号列
を用いて相関出力を発生する相関器手段と、 ハ） 前記相関出力を所定のしきい値と比較して、前記
相関出力が前記所定のしきい値より大きい時、これを表
すタイミング信号を発生するバースト検出手段であっ
て、前記所定のしきい値は、前記バースト期間に対応す
る期間の前記相関出力の大きさより低いが前記データ期
間に対応する前記相関出力の大きさより大きい、前記の
バースト検出手段と、 ニ） 前記タイミング信号を時間基準として使用して、
前記相関出力を復調するデータ復調手段と、 を含むこと、 を特徴とするスペクトラム拡散変調通信装置。 - 【請求項９】請求項８に記載の装置において、 前記バースト期間は、前記データ期間に比べ短いこと、 を特徴とするスペクトラム拡散変調通信装置。
- 【請求項１０】請求項８または９に記載の装置におい
て、前記送信電力制御手段は、 イ） 前記スペクトラム拡散変調出力を１次巻線に受け
る第１のトランスであって、該第１のトランスの２次巻
線のセンタータップに前記送信電力指示信号を受ける、
前記の第１のトランスと、 ロ） 該第１トランスの２次巻線の両端に夫々ダイオー
ドを介して接続しかつそのセンタータップが接地された
１次巻線と、出力を発生する２次巻線とを含む第２のト
ランスと、 を含んでいること、を特徴とするスペクトラム拡散変調
通信装置。 - 【請求項１１】請求項８〜10のいずれかに記載の装置に
おいて、 前記スペクトラム拡散変調手段は、ダイレクト・シーケ
ンス形スペクトラム拡散変調を行うものであること、 を特徴とするスペクトラム拡散変調通信装置。 - 【請求項１２】請求項11に記載の装置において、 前記ダイレクト・シーケンス形スペクトラム拡散変調
は、CPSK変調であること、 を特徴とするスペクトラム拡散変調通信装置。 - 【請求項１３】請求項８〜10のいずれかに記載の装置に
おいて、 前記スペクトラム拡散変調手段は、周波数ホッピング形
スペクトラム拡散変調を行うものであること、 を特徴とするスペクトラム拡散変調通信装置。 - 【請求項１４】データをPN符号を用いてスペクトラム拡
散して通信するスペクトラム拡散通信方法であって、 A.送信側において、送信すべきデータの各ビットをCPSK
変調する段階であって、 イ） 所定の周期の第１のPN符号の繰り返しから成る第
１のPN符号列と、この符号列とは所定の位相だけずれた
第２のPN符号列とを発生する段階と、 ロ） 前記第１及び第２のPN符号列のいずれか一方を、
前記送信データの各ビットに従って選択してスペクトラ
ム拡散変調出力を発生する段階と、 を含む前記のCPSK変調する段階、 を含み、 B.受信側において、 イ） 受信した入力を、前記第１のPN符号とは時間反転
した前記所定の周期の第２のPN符号の繰り返しから成る
第３のPN符号列で、相関復調して相関復調出力を発生す
る段階と、 ロ） 前記相関復調出力をCPSK復調する段階であって、 ｉ） 前記相関復調出力に同期した、前記所定の周期の
半分の周期のパルス列から成る第１の時間窓と、該パル
ス列とは前記所定の位相だけずれたパルス列から成る第
２の時間窓パルス列と、前記送信されたデータの各ビッ
トの期間を示すビット期間指示信号と、を発生する段階
と、 ii） 前記相関復調出力を所定のしきい値で２値化した
２値化パルス出力を発生する段階と、 iii） 各ビットの期間内において、前記２値化パルス
出力の内の、前記第１時間窓内にあるパルスの個数と、
前記第２時間窓内にあるパルスの個数との差を検出する
段階と、 iv） 該差の極性に応じて前記各ビットの状態を決定す
る段階と、 を含む、前記のCPSK復調する段階と、 を含むこと、 を特徴とするスペクトラム拡散変調通信方法。 - 【請求項１５】請求項14に記載の方法において、 前記２値化パルス出力を発生する段階において使用する
前記所定のしきい値を、前記各ビットの期間中、所定の
最小値から所定の最大値に向かって増大させる段階、 を含むこと、を特徴とするスペクトラム拡散変調通信方
法。 - 【請求項１６】請求項15に記載の方法において、 前記の増大させる段階が、前記所定のしきい値を、前記
第１時間窓及び第２時間窓で受けるパルスの個数の増大
に従って増大させること、 を特徴とするスペクトラム拡散変調通信方法。 - 【請求項１７】データをPN符号を用いてスペクトラム拡
散して通信するスペクトラム拡散通信装置であって、 A.送信機が、 イ） 所定の周期の第１のPN符号の繰り返しから成る第
１のPN符号列を発生するPN符号列発生手段と、 ロ） 該第1PN符号列を所定の位相だけ遅らせて、第２
のPN符号列を発生するシフトレジスタ手段と、 ハ） 前記第１及び第２のPN符号列をのいずれか一方
を、送信すべきデータの各ビットの状態に従って選択し
てスペクトラム拡散変調出力を発生するスイッチ手段
と、 ニ） 該スペクトラム拡散変調出力を送信する送信手段
と、 を含み、 B.受信機が、 イ） 受信した入力を、前記第１のPN符号とは時間反転
した前記所定の周期の第２のPN符号の繰り返しから成る
第３のPN符号列を用いて、相関復調して相関復調出力を
発生する相関器手段と、 ロ） 前記相関復調出力の開始に同期した前記所定の周
期の半分の周期の第１の時間窓パルスを発生する第１パ
ルス発生手段と、該第１時間窓パルス列を前記所定の位
相だけ遅らせて第２の時間窓パルス列を発生するシフト
レジスタ手段と、前記送信されたデータの各ビットの期
間の終わりを示すビット期間終了パルスを発生するロジ
ック手段と、を含むタイミング回路手段と、 ハ） 前記相関復調出力を所定のしきい値で２値化した
２値化パルス出力を発生する２値化手段と、 ニ） 前記２値化パルス出力の内、前記第１時間窓内に
あるパルスを通過せさる第１のゲート手段と、前記第２
時間窓内にあるパルスを通過させる第２のゲート手段と ホ） 前記第１ゲート手段からのパルスと前記第２ゲー
ト手段からのパルスとをアップカウント入力及びダウン
カウント入力として受けるアップ／ダウン・カウンタ手
段と、 ヘ） 該カウンタ手段の前記ビット期間終了パルス発生
の直前のカウント出力の極性を前記各ビットの状態とし
て出力するロジック手段と、 を含むこと、 を特徴とするスペクトラム拡散変調通信装置。 - 【請求項１８】請求項17に記載の装置において、 前記送信手段は、高周波キャリアを前記スペクトラム拡
散変調出力でBPSK変調するため、二重平衡変調器を含ん
でいること、 を特徴とするスペクトラム拡散変調通信装置。 - 【請求項１９】請求項18に記載の装置において、 前記相関器手段は、相関器と、検波回路と、を含んでお
り、 前記検波回路は、 イ） 前記相関器出力を受ける第１の二重平衡変調器
と、 ロ） 該変調器の出力を受けるバンドパスフィルタと、 ハ） 該フィルタの出力を増幅する増幅器と、 ニ） 該増幅器の出力を受ける第２の二重平衡変調器
と、 を含んでいること、を特徴とするスペクトラム拡散変調
通信装置。 - 【請求項２０】請求項17〜19のいずれかに記載の装置に
おいて、 前記受信機が、 イ） 前記第１ゲート手段からのパルス及び前記第２ゲ
ート手段からのパルスをカウントし、そして前記ビット
期間終了パルスに応答してゼロにリセットするカウンタ
手段と、 ロ） 該カウンタ手段のカウント出力値に応じた電圧を
前記所定のしきい値として発生するD/Aコンバータ手段
と、 を含むこと、を特徴とするスペクトラム拡散変調通信装
置。 - 【請求項２１】データをPN符号を用いてスペクトラム拡
散して通信するスペクトラム拡散通信方法であって、 A.送信側において、 イ） スペクトラム拡散変調した第１の変調出力部分
と、該第１変調出力部分に続くスペクトラム拡散変調し
た第２の変調出力部分と、から成るスペクトル拡散変調
出力を発生する段階と、 ロ） 前記スペクトラム拡散変調出力を、前記第２変調
出力部分を低い電力にて、前記第１変調出力部分を高い
電力にて送信する段階と、を含み、 B.受信側において、 イ） 受信から、該受信入力の相関復調出力の発生まで
の経路の利得を、低い値に設定する段階と、 ロ） 前記相関復調出力から、前記第１変調出力部分に
対応する第１相関復調出力部分と、前記第２変調出力部
分に対応する第２相関復調出力部分との内、前記第１相
関復調出力部分の終わりを検出する段階と、 ハ） 該終わりの検出時に、前記経路の利得を、高い値
に設定する段階と、 を含むこと、 を特徴とするスペクトラム拡散変調通信方法。 - 【請求項２２】データをPN符号を用いてスペクトラム拡
散して通信するスペクトラム拡散通信装置であって、 A.送信機が、 イ） 送信を行うため、バーストの期間と、これに続く
データ期間と、から成るパケットの期間を定める期間指
示手段と、 ロ） 所定の周期の第１のPN符号の繰り返しから成るPN
符号列を発生するPN符号列発生手段と、 ハ） 前記バースト期間中は無データであり、そして前
記データ期間中は前記送信データから成る変調用信号を
発生する変調用信号発生手段と、 ニ） 前記PN符号列を前記変調用信号でスペクトラム拡
散変調してスペクトラム拡散変調出力を発生するスペク
トラム拡散変調手段と、 ホ） 前記バースト期間中高い送信電力を指示し、そし
て前記データ期間中低い送信電力を指示する送信電力指
示信号を発生する送信電力指示手段と、 ヘ） 前記スペクトラム拡散変調出力を前記送信電力指
示信号に応じた電力で送信する送信手段と、 を含み、 B.受信機が、 イ） 受信した入力から周波数変換した周波数変換出力
を得る周波数変換手段と、 ロ） 前記周波数変換出力から、前記第１のPN符号とは
時間反転した第２のPN符号の繰り返しから成るPN符号列
を用いて相関出力を発生する相関器手段と、 ハ） 前記相関出力を所定のしきい値と比較して、前記
相関出力が前記所定のしきい値より大きい時、これを表
すタイミング信号を発生するバースト検出手段であっ
て、前記所定のしきい値は、前記バースト期間に対応す
る期間の前記相関出力の大きさより低いが前記データ期
間に対応する前記相関出力の大きさより大きい、前記の
バースト検出手段と、 ニ） 前記周波数変換手段及び前記相関器手段のいずれ
かにおける信号利得を指示する手段であって、前記タイ
ミング信号を受けるまでは低い利得を指示し、そして前
記タイミング信号を受けた後前記データ期間以上の長さ
の期間中は高い利得を指示する利得指示手段と、 を含むこと、 を特徴とするスペクトラム拡散変調通信装置。 - 【請求項２３】請求項22に記載の装置において、 前記相関器手段は、前記低い利得と高い利得とを有する
可変利得手段を含んでいること、 を特徴とするスペクトラム拡散変調通信装置。 - 【請求項２４】請求項22または23に記載の装置におい
て、 前記相関器手段は、検波回路を含んでおり、 前記検波回路は、 イ） 前記相関器からの出力を受ける第１の二重平衡変
調器と、 ロ） 該変調器の出力を受けるバンドパスフィルタと、 ハ） 該フィルタの出力を増幅する増幅器と、 ニ） 該増幅器の出力を受ける第２の二重平衡変調器
と、 を含んでいること、を特徴とするスペクトラム拡散変調
通信装置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP33139990A JP2831122B2 (ja) | 1990-11-29 | 1990-11-29 | スペクトラム拡散通信方式 |
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