JP2828646B2 - 一石インバータ装置 - Google Patents
一石インバータ装置Info
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Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、一石のスイッチング素子で構成される一石
インバータ装置に関するものである。
インバータ装置に関するものである。
［従来の技術］ 第11図に従来の一石インバータ装置を示す。このイン
バータ装置では、トランジスタQ1がオン，オフを繰り返
すことにより、負荷に高周波電力を供給する。この一石
インバータ装置は特願昭62−242070号等で開示された周
知のものである。このインバータ１の各部の波形は第12
図に示すようになり、チョークコイルL1の電圧は同図
（ｃ）に示すように直流電源ＥからトランジスタQ1の印
加電圧を差し引いた波形となる。ここで、第11図のイン
バータ装置は放電灯点灯装置に用いられたものである。
この放電灯点灯装置では、トランジスタQ1を次のように
制御する。まず、トランジスタQ1のオン期間を短くする
ことにより、放電灯ｌに印加される電圧を低減し、この
期間にコンデンサC3を介して放電灯ｌのフィラメントに
予熱電流を流す。そして、その後トランジスタQ1のオン
期間を長くしていき、放電灯ｌを定格点灯する。
バータ装置では、トランジスタQ1がオン，オフを繰り返
すことにより、負荷に高周波電力を供給する。この一石
インバータ装置は特願昭62−242070号等で開示された周
知のものである。このインバータ１の各部の波形は第12
図に示すようになり、チョークコイルL1の電圧は同図
（ｃ）に示すように直流電源ＥからトランジスタQ1の印
加電圧を差し引いた波形となる。ここで、第11図のイン
バータ装置は放電灯点灯装置に用いられたものである。
この放電灯点灯装置では、トランジスタQ1を次のように
制御する。まず、トランジスタQ1のオン期間を短くする
ことにより、放電灯ｌに印加される電圧を低減し、この
期間にコンデンサC3を介して放電灯ｌのフィラメントに
予熱電流を流す。そして、その後トランジスタQ1のオン
期間を長くしていき、放電灯ｌを定格点灯する。
［発明が解決しとうとする課題］ ところが、トランジスタQ1のオンディーティが大きく
なると、それにつれてトランジスタQ1の印加電圧は高く
なるため、それに伴ってチョークコイルL1の印加電圧も
高くなる。つまりは、放電灯ｌの定格点灯時にチョーク
コイルL1に高い電圧が印加されるため、チョークコイル
L1として大型なものを使用する必要があった。
なると、それにつれてトランジスタQ1の印加電圧は高く
なるため、それに伴ってチョークコイルL1の印加電圧も
高くなる。つまりは、放電灯ｌの定格点灯時にチョーク
コイルL1に高い電圧が印加されるため、チョークコイル
L1として大型なものを使用する必要があった。
また、放電灯ｌが寿命末期となり、半波放電現象が起
こると、チョークコイルL1に流れる電流が急激に上昇
し、チョークコイルL1が飽和してしまうことが生じる。
この様子を第13図に示す。第13図（イ）に正常な場合
を、同図（ロ）に放電灯ｌが寿命末期となった場合を示
す。図から明らかなように、放電電灯ｌの寿命末期にお
いてはチョークコイルL1のピーク値がトランジスタQ1が
ターンオフする直前に現れるため、トランジスタQ1に過
電流が流れると共に、スイッチング損失が大幅に増加す
る。従ってトランジスタQ1に加わるストレスが大幅に増
加するという問題があった。
こると、チョークコイルL1に流れる電流が急激に上昇
し、チョークコイルL1が飽和してしまうことが生じる。
この様子を第13図に示す。第13図（イ）に正常な場合
を、同図（ロ）に放電灯ｌが寿命末期となった場合を示
す。図から明らかなように、放電電灯ｌの寿命末期にお
いてはチョークコイルL1のピーク値がトランジスタQ1が
ターンオフする直前に現れるため、トランジスタQ1に過
電流が流れると共に、スイッチング損失が大幅に増加す
る。従ってトランジスタQ1に加わるストレスが大幅に増
加するという問題があった。
本発明は上述の点に鑑みて為されたものであり、その
目的とするところは、インダクタンス素子を小型化でき
ると共に、負荷異常時のスイッチング素子へのストレス
を低減できる一石インバータ装置を提供することにあ
る。
目的とするところは、インダクタンス素子を小型化でき
ると共に、負荷異常時のスイッチング素子へのストレス
を低減できる一石インバータ装置を提供することにあ
る。
［課題を解決するための手段］ 上記目的を達成するために、本発明は周期的にオン，
オフを繰り返すスイッチング素子と、このスイッチング
素子のスイッチングにより励振されるLC共振回路と、ス
イッチング素子に直流電圧を印加するインダクタンス素
子とを備え、直流電源に上記インダクタンス素子及びLC
共振回路のインダクタンスを介してスイッチング素子を
接続すると共に、インダクタンス素子の両端、あるいは
LC共振回路のインダクタンスとスイッチング素子との直
列回路の両端のいずれかに直流カット用のコンデンサを
介して負荷を接続してある。
オフを繰り返すスイッチング素子と、このスイッチング
素子のスイッチングにより励振されるLC共振回路と、ス
イッチング素子に直流電圧を印加するインダクタンス素
子とを備え、直流電源に上記インダクタンス素子及びLC
共振回路のインダクタンスを介してスイッチング素子を
接続すると共に、インダクタンス素子の両端、あるいは
LC共振回路のインダクタンスとスイッチング素子との直
列回路の両端のいずれかに直流カット用のコンデンサを
介して負荷を接続してある。
［作用］ 本発明は、上述のように直流電源にインダクタンス素
子及びLC共振回路のインダクタンスを介してスイッチン
グ素子を接続することにより、LC共振回路のインダクタ
ンスとで負荷の定常動作時に印加される電圧を分担し
て、インダクタンス素子に印加される電圧を低げて、イ
ンダクタンス素子を小型化できるようにし、またLC共振
回路との相互作用でインダクタンス素子に流れる電流の
ピークがスイッチング素子がオフのときに生じるように
して、スイッチングロスを減少させて、スイッチング素
子に加わるストレスを低減するようにしたものである。
子及びLC共振回路のインダクタンスを介してスイッチン
グ素子を接続することにより、LC共振回路のインダクタ
ンスとで負荷の定常動作時に印加される電圧を分担し
て、インダクタンス素子に印加される電圧を低げて、イ
ンダクタンス素子を小型化できるようにし、またLC共振
回路との相互作用でインダクタンス素子に流れる電流の
ピークがスイッチング素子がオフのときに生じるように
して、スイッチングロスを減少させて、スイッチング素
子に加わるストレスを低減するようにしたものである。
［実施例１］ 第１図に本発明の第１の実施例を示す。本実施例では
チョークコイルL1を負荷ＬとコンデンサC2との直列回路
の両端に接続してある点が第11図回路と異なる。この一
石インバータ装置を放電灯点灯装置に用いると、第２図
に示すようになり、放電灯ｌとコンデンサC3とを負荷Ｌ
としてある。この放電灯点灯装置におけるトランジスタ
Q1の制御も、基本的には従来例で説明したと同様に行
う。なお、コンデンサC2は、コンデンサC1,C3、チョー
クコイルL1,L2及び放電灯ｌと共に共振回路を構成する
ものであり、振動周波数を決める要素であるが、直流カ
ットの機能も有しており、コンデンサC1,C3に比べて容
量は十分大きなものである。
チョークコイルL1を負荷ＬとコンデンサC2との直列回路
の両端に接続してある点が第11図回路と異なる。この一
石インバータ装置を放電灯点灯装置に用いると、第２図
に示すようになり、放電灯ｌとコンデンサC3とを負荷Ｌ
としてある。この放電灯点灯装置におけるトランジスタ
Q1の制御も、基本的には従来例で説明したと同様に行
う。なお、コンデンサC2は、コンデンサC1,C3、チョー
クコイルL1,L2及び放電灯ｌと共に共振回路を構成する
ものであり、振動周波数を決める要素であるが、直流カ
ットの機能も有しており、コンデンサC1,C3に比べて容
量は十分大きなものである。
上記第２図に示すようにチョークコイルL1を負荷Ｌ
（コンデンサC3）とコンデンサC2との直列回路の両端に
接続すると、第３図（ｃ）に示すチョークコイルL1に印
加される電圧VL1の波形は、同図（ｅ）に示す放電灯ｌ
の管電圧Vlaとほぼ等しくなる。即ち、チョークコイルL
1に印加される電圧は、放電灯ｌの始動時に一瞬高電圧
がかかるが、放電等ｌの点灯後は管電圧Vlaまで低下す
る。このため、チョークコイルL1に常に印加される電圧
を低減でき、従ってチョークコイルL1を小型にすること
ができる。
（コンデンサC3）とコンデンサC2との直列回路の両端に
接続すると、第３図（ｃ）に示すチョークコイルL1に印
加される電圧VL1の波形は、同図（ｅ）に示す放電灯ｌ
の管電圧Vlaとほぼ等しくなる。即ち、チョークコイルL
1に印加される電圧は、放電灯ｌの始動時に一瞬高電圧
がかかるが、放電等ｌの点灯後は管電圧Vlaまで低下す
る。このため、チョークコイルL1に常に印加される電圧
を低減でき、従ってチョークコイルL1を小型にすること
ができる。
次に、放電灯ｌが寿命末期になり、半波放電現象が生
じた場合について説明する。このときの各部の作動波形
図を第４図に示す。この場合、チョークコイルL1に流れ
る電流IL1は第４図（ｄ）に示すように増加し、そのピ
ーク値も増加する。この場合、従来例の回路構成であれ
ば、チョークコイルL1の電流IL1の増加に伴って、トラ
ンジスタQ1のコレクタ電流ICも増加するのであるが、本
実施例の場合電流IL1のピークは、トランジスタQ1のオ
フ期間期間に現れる（第４図（ａ）にトランジスタQ1の
コレクタ・エミッタ間電圧VCEを示す。）従って、従来
のようにトランジスタQ1がターンオフする瞬間に電流I
L1がピーク値に達するということがなく、トランジスタ
Q1のスイッチング損失が大幅に増加することがなく、よ
ってトランジスタQ1に加わるストレスも低減できる。
じた場合について説明する。このときの各部の作動波形
図を第４図に示す。この場合、チョークコイルL1に流れ
る電流IL1は第４図（ｄ）に示すように増加し、そのピ
ーク値も増加する。この場合、従来例の回路構成であれ
ば、チョークコイルL1の電流IL1の増加に伴って、トラ
ンジスタQ1のコレクタ電流ICも増加するのであるが、本
実施例の場合電流IL1のピークは、トランジスタQ1のオ
フ期間期間に現れる（第４図（ａ）にトランジスタQ1の
コレクタ・エミッタ間電圧VCEを示す。）従って、従来
のようにトランジスタQ1がターンオフする瞬間に電流I
L1がピーク値に達するということがなく、トランジスタ
Q1のスイッチング損失が大幅に増加することがなく、よ
ってトランジスタQ1に加わるストレスも低減できる。
［実施例２］ 第５図に第２の実施例を示す。本実施例では第１の実
施例において放電灯ｌをコンデンサC3との並列回路の直
流電源Ｅの正極側に接続された一端を、負極側に接続し
てある。本実施例においても、コンデンサC2が直流カッ
トの役目を果たすため、第２図回路と同様の回路動作を
行うことができる。従って、本実施例でも第１の実施例
と同様の効果が期待できる。
施例において放電灯ｌをコンデンサC3との並列回路の直
流電源Ｅの正極側に接続された一端を、負極側に接続し
てある。本実施例においても、コンデンサC2が直流カッ
トの役目を果たすため、第２図回路と同様の回路動作を
行うことができる。従って、本実施例でも第１の実施例
と同様の効果が期待できる。
［実施例３］ 第６図に第３の実施例を示す。本実施例では２灯の放
電灯ｌを並列点灯する放電灯点灯装置に本発明を適用し
たものであり、上述の各実施例と同様の効果が得られ
る。なお、図中のバランサチョークBTは２灯の放電灯ｌ
を確実に点灯するためのものである。即ち、一方の放電
灯ｌが微放電を開始すると、バランサチョークBTの２つ
の巻線に流れる電流がアンバランスになり、バランサチ
ョークBTに高電圧が発生し、その電圧と微放電を開始し
た放電灯ｌの管電圧の合成電圧を他方の放電灯に印加し
て点灯するように働く。そして、２灯の放電灯ｌが点灯
すると、バランスチョークBTの２つの巻線に流れる電流
がほぼ等しくなり、各巻線に誘起される電圧が打ち消し
合うように働き、バランサチョークBTが殆どインピーダ
ンスを持たなくなる。
電灯ｌを並列点灯する放電灯点灯装置に本発明を適用し
たものであり、上述の各実施例と同様の効果が得られ
る。なお、図中のバランサチョークBTは２灯の放電灯ｌ
を確実に点灯するためのものである。即ち、一方の放電
灯ｌが微放電を開始すると、バランサチョークBTの２つ
の巻線に流れる電流がアンバランスになり、バランサチ
ョークBTに高電圧が発生し、その電圧と微放電を開始し
た放電灯ｌの管電圧の合成電圧を他方の放電灯に印加し
て点灯するように働く。そして、２灯の放電灯ｌが点灯
すると、バランスチョークBTの２つの巻線に流れる電流
がほぼ等しくなり、各巻線に誘起される電圧が打ち消し
合うように働き、バランサチョークBTが殆どインピーダ
ンスを持たなくなる。
［実施例４］ 第７図に第４の実施例を示す。本実施例は第３の実施
例にトランジスタQ1保護機能を加えたものである。な
お、本実施例ではトランジスタQ1のオン，オフを制御す
る制御回路２の具体構成も示してある。なお、本実施例
ではコンデンサC1をトランジスタQ1の両端に接続してあ
る。制御回路２は、トランジスタQ1をオン，オフする矩
形波信号を出力する発振回路３と、電流増幅用のバッフ
ァB1とで構成してあり、保護回路３はトランジスタQ1の
両端電圧から異常を検知するコンパレータ５と、異常検
出時のコンパレータ５の出力状態を保持するフリップフ
ロップ６と、上記発振回路３、コンパレータ５及びフリ
ップフロップ６の３つの出力のアンドをとるアンドゲー
トG1とで構成してある。
例にトランジスタQ1保護機能を加えたものである。な
お、本実施例ではトランジスタQ1のオン，オフを制御す
る制御回路２の具体構成も示してある。なお、本実施例
ではコンデンサC1をトランジスタQ1の両端に接続してあ
る。制御回路２は、トランジスタQ1をオン，オフする矩
形波信号を出力する発振回路３と、電流増幅用のバッフ
ァB1とで構成してあり、保護回路３はトランジスタQ1の
両端電圧から異常を検知するコンパレータ５と、異常検
出時のコンパレータ５の出力状態を保持するフリップフ
ロップ６と、上記発振回路３、コンパレータ５及びフリ
ップフロップ６の３つの出力のアンドをとるアンドゲー
トG1とで構成してある。
２灯の放電灯ｌが正常に点灯している場合、第８図
（ａ）に示す発振回路４の出力がハイレベルである間、
同図（ｄ），（ｅ）に示すようにコンパレータ５及びフ
リップフロップ６の出力がハイレベルになっているた
め、第８図（ｆ）に示すように発振回路４の出力がその
ままアンドゲートG1の出力になる。ここで、フリップフ
ロップ５はＤフリップフロップであり、発振回路４の出
力が立下がった（クロックが入力された）時点で、セッ
ト入力がローレベルであれば、出力Ｑがローレベルにな
るのであるが、第８図（ｄ）に示すように発振回路４の
出力の立下り時にコンパレータ６の出力がハイレベルで
あるため、出力Ｑはハイレベルに保持されている。
（ａ）に示す発振回路４の出力がハイレベルである間、
同図（ｄ），（ｅ）に示すようにコンパレータ５及びフ
リップフロップ６の出力がハイレベルになっているた
め、第８図（ｆ）に示すように発振回路４の出力がその
ままアンドゲートG1の出力になる。ここで、フリップフ
ロップ５はＤフリップフロップであり、発振回路４の出
力が立下がった（クロックが入力された）時点で、セッ
ト入力がローレベルであれば、出力Ｑがローレベルにな
るのであるが、第８図（ｄ）に示すように発振回路４の
出力の立下り時にコンパレータ６の出力がハイレベルで
あるため、出力Ｑはハイレベルに保持されている。
次に、放電灯ｌが寿命末期になり、半波放電現象が生
じると、上述の第１の実施例で説明したように、チョー
クコイルL1の電流が増加し、特に２灯共に半波放電を起
こした場合に、チョークコイルL1に流れる電流が急激に
上昇して飽和現象を起こす。このときには、トランジス
タQ1に印加される振動電流がほぼ0Vまで戻らない場合が
生じる。この場合にコンパレータ５とフリッププロップ
６とでトランジスタQ1の保護動作を行う。つまり、第９
図（ｂ）に示すようにトランジスタQ1のコレクタ・エミ
ッタ間電圧VCEが0Vに戻らなくなると、同図（ｄ）に示
すようにコンパレータ５の出力がローレベルに保持さ
れ、従ってアンドゲートG1の出力もローレベルとなり、
トランジスタQ1がオフとなってインバータ１の動作は停
止される。そして、発振回路４の出力が立下がった時点
でフリップフロップ６の出力Ｑもローレベルになり、イ
ンバータの動作が停止された状態が継続される。
じると、上述の第１の実施例で説明したように、チョー
クコイルL1の電流が増加し、特に２灯共に半波放電を起
こした場合に、チョークコイルL1に流れる電流が急激に
上昇して飽和現象を起こす。このときには、トランジス
タQ1に印加される振動電流がほぼ0Vまで戻らない場合が
生じる。この場合にコンパレータ５とフリッププロップ
６とでトランジスタQ1の保護動作を行う。つまり、第９
図（ｂ）に示すようにトランジスタQ1のコレクタ・エミ
ッタ間電圧VCEが0Vに戻らなくなると、同図（ｄ）に示
すようにコンパレータ５の出力がローレベルに保持さ
れ、従ってアンドゲートG1の出力もローレベルとなり、
トランジスタQ1がオフとなってインバータ１の動作は停
止される。そして、発振回路４の出力が立下がった時点
でフリップフロップ６の出力Ｑもローレベルになり、イ
ンバータの動作が停止された状態が継続される。
ここで、トランジスタQ1のコレクタ・エミッタ間電圧
VCEが0Vに戻らない理由について説明する。本発明のイ
ンバータ１では、第３図及び第４図から分かるように、
チョークコイルL1に流れる電流IL1のピーク値はトラン
ジスタQ1がオフの期間に発生する。トランジスタQ1がオ
フの期間（実際にはダイオードD1もオフ）は、電流IL1
とコンデンサC2に流れる電流IC2の合成電流がコンデン
サC1に流れる。ここで、電流IL1のピーク値が大幅に上
昇すると、第10図（ロ）に示すようにコンデンサC1の充
放電電流に重畳される直流成分が増え、結果的にコンデ
ンサC1の放電電流が減少する。そして、第10図（ロ）の
（ｄ）に示す状態よりもさらに電流IL1に増加すると、
トランジスタQ1のコレクタ・エミッタ間電圧VCEが0Vに
戻らなくなるのである。このため、電圧検知回路５によ
って上述した保護動作が働くのである。
VCEが0Vに戻らない理由について説明する。本発明のイ
ンバータ１では、第３図及び第４図から分かるように、
チョークコイルL1に流れる電流IL1のピーク値はトラン
ジスタQ1がオフの期間に発生する。トランジスタQ1がオ
フの期間（実際にはダイオードD1もオフ）は、電流IL1
とコンデンサC2に流れる電流IC2の合成電流がコンデン
サC1に流れる。ここで、電流IL1のピーク値が大幅に上
昇すると、第10図（ロ）に示すようにコンデンサC1の充
放電電流に重畳される直流成分が増え、結果的にコンデ
ンサC1の放電電流が減少する。そして、第10図（ロ）の
（ｄ）に示す状態よりもさらに電流IL1に増加すると、
トランジスタQ1のコレクタ・エミッタ間電圧VCEが0Vに
戻らなくなるのである。このため、電圧検知回路５によ
って上述した保護動作が働くのである。
なお、以上の説明においては、負荷の条件が最悪な場
合（例えば、２灯とも半波放電になるような場合）に、
トランジスタQ1のコレクタ・エミッタ間電圧VCEが0Vに
戻らなくなる現象に対しての保護機能について説明した
が、上記保護機能が働かない異常状態（例えば、１灯の
みが寿命末期になった場合や、チョークコイルL1の発熱
に伴い、このチョークコイルL1の飽和磁束密度が低下し
て、徐々に電流IL1が増加していく過程等）において、
インバータの構成によりトランジスタQ1のスイッチング
損失を低減できる効果があり、トランジスタQ1のストレ
スを低減できる。
合（例えば、２灯とも半波放電になるような場合）に、
トランジスタQ1のコレクタ・エミッタ間電圧VCEが0Vに
戻らなくなる現象に対しての保護機能について説明した
が、上記保護機能が働かない異常状態（例えば、１灯の
みが寿命末期になった場合や、チョークコイルL1の発熱
に伴い、このチョークコイルL1の飽和磁束密度が低下し
て、徐々に電流IL1が増加していく過程等）において、
インバータの構成によりトランジスタQ1のスイッチング
損失を低減できる効果があり、トランジスタQ1のストレ
スを低減できる。
［発明の効果］ 本発明は上述のように、直流電源にインダクタンス素
子及びLC共振回路のインダクタンスを介してスイッチン
グ素子を接続しているので、LC共振回路のインダクタン
スとで負荷の定常動作時に印加される電圧を分担して、
インダクタンス素子に印加される電圧を低げることがで
き、このためインダクタンス素子を小型化でき、またLC
共振回路との相互作用でインダクタンス素子に流れる電
流のピークがスイッチング素子がオフのときに生じるよ
うにでき、このためスイッチングロスが減少し、スイッ
チング素子に加わるストレスも低減できる効果がある。
子及びLC共振回路のインダクタンスを介してスイッチン
グ素子を接続しているので、LC共振回路のインダクタン
スとで負荷の定常動作時に印加される電圧を分担して、
インダクタンス素子に印加される電圧を低げることがで
き、このためインダクタンス素子を小型化でき、またLC
共振回路との相互作用でインダクタンス素子に流れる電
流のピークがスイッチング素子がオフのときに生じるよ
うにでき、このためスイッチングロスが減少し、スイッ
チング素子に加わるストレスも低減できる効果がある。
第１図は本発明の第１の実施例の回路図、第２図は同上
の具体回路図、第３図は同上の正常時の動作説明図、第
４図は同上の異常時の動作説明図、第５図は第２の実施
例の回路図、第６図は第３の実施例の回路図、第７図は
第４の実施例の回路図、第８図は同上の正常時の動作説
明図、第９図は同上の異常時の動作説明図、第10図は同
上の最悪異常状態が生じる原理の説明図、第11図は従来
例の回路図、第12図は同上の動作説明図、第13図は異常
時の動作を正常時の動作と比較した説明図である。 Ｅは直流電源、Q1はトランジスタ、L1,L2はチョークコ
イル、C1,C2はコンデンサ、Ｌは負荷である。
の具体回路図、第３図は同上の正常時の動作説明図、第
４図は同上の異常時の動作説明図、第５図は第２の実施
例の回路図、第６図は第３の実施例の回路図、第７図は
第４の実施例の回路図、第８図は同上の正常時の動作説
明図、第９図は同上の異常時の動作説明図、第10図は同
上の最悪異常状態が生じる原理の説明図、第11図は従来
例の回路図、第12図は同上の動作説明図、第13図は異常
時の動作を正常時の動作と比較した説明図である。 Ｅは直流電源、Q1はトランジスタ、L1,L2はチョークコ
イル、C1,C2はコンデンサ、Ｌは負荷である。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H05B 41/24 H02M 7/48 H02M 7/537
Claims (1)
- 【請求項１】周期的にオン，オフを繰り返すスイッチン
グ素子と、このスイッチング素子のスイッチングにより
励振されるLC共振回路と、スイッチング素子に直流電圧
を印加するインダクタンス素子とを備え、直流電源に上
記インダクタンス素子及びLC共振回路のインダクタンス
を介してスイッチング素子を接続すると共に、インダク
タンス素子の両端、あるいはLC共振回路のインダクタン
スとスイッチング素子との直列回路の両端のいずれかに
直流カット用のコンデンサを介して負荷を接続して成る
一石インバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1736289A JP2828646B2 (ja) | 1989-01-26 | 1989-01-26 | 一石インバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1736289A JP2828646B2 (ja) | 1989-01-26 | 1989-01-26 | 一石インバータ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02197086A JPH02197086A (ja) | 1990-08-03 |
| JP2828646B2 true JP2828646B2 (ja) | 1998-11-25 |
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Family Applications (1)
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| Country | Link |
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| JP (1) | JP2828646B2 (ja) |
-
1989
- 1989-01-26 JP JP1736289A patent/JP2828646B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH02197086A (ja) | 1990-08-03 |
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