JP2824260B2 - シーケンシャル動作差動電流増幅器 - Google Patents
シーケンシャル動作差動電流増幅器Info
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- JP2824260B2 JP2824260B2 JP63236195A JP23619588A JP2824260B2 JP 2824260 B2 JP2824260 B2 JP 2824260B2 JP 63236195 A JP63236195 A JP 63236195A JP 23619588 A JP23619588 A JP 23619588A JP 2824260 B2 JP2824260 B2 JP 2824260B2
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- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/45—Differential amplifiers
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/30—Modifications of amplifiers to reduce influence of variations of temperature or supply voltage or other physical parameters
- H03F1/303—Modifications of amplifiers to reduce influence of variations of temperature or supply voltage or other physical parameters using a switching device
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- Measurement Of Current Or Voltage (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、2つの電流を非常に高精度に比較するとと
もにこれらの電流値の差に比例した電圧出力を供給する
差動電流増幅器に関する。
もにこれらの電流値の差に比例した電圧出力を供給する
差動電流増幅器に関する。
従来の技術及び発明が解決しようとする課題 よく知られているように、集積回路を用いて電流を高
精度に比較しようとするときには、差動増幅器のオフセ
ット電圧による限界がある。このオフセット電圧とは、
入力電圧を加えない時の出力における入力端子間の電圧
差である。
精度に比較しようとするときには、差動増幅器のオフセ
ット電圧による限界がある。このオフセット電圧とは、
入力電圧を加えない時の出力における入力端子間の電圧
差である。
このオフセット電圧を補償するために、従来よりシー
ケンシャルモードによって動作するオートゼロと呼ばれ
る増幅器が用いられている。
ケンシャルモードによって動作するオートゼロと呼ばれ
る増幅器が用いられている。
シーケンシャルモードで動作するこのような増幅比較
器は第1図に示される。同図に示すように、比較される
2つの電流源I1,I2は基準低電圧VEEと、互いに重複し
ないフェーズφ1及びφ2夫々の期間に閉成されるスイ
ッチS1,S2との間に接続され、これらのスイッチS1,S2の
他の端子はノードNに接続されている。このノードNは
更に抵抗R1を介して高電圧源VCCに、又、コンデンサC1
を介して差動増幅器A1の第1の入力(−)に接続されて
いる。差動増幅器A1の第2の入力は中間電圧源の電圧源
に接続されており、この中間電圧源は高電圧VCCを正,
低電圧VEEを負とした場合に通常グランドレベルとされ
る。
器は第1図に示される。同図に示すように、比較される
2つの電流源I1,I2は基準低電圧VEEと、互いに重複し
ないフェーズφ1及びφ2夫々の期間に閉成されるスイ
ッチS1,S2との間に接続され、これらのスイッチS1,S2の
他の端子はノードNに接続されている。このノードNは
更に抵抗R1を介して高電圧源VCCに、又、コンデンサC1
を介して差動増幅器A1の第1の入力(−)に接続されて
いる。差動増幅器A1の第2の入力は中間電圧源の電圧源
に接続されており、この中間電圧源は高電圧VCCを正,
低電圧VEEを負とした場合に通常グランドレベルとされ
る。
増幅器A1の入力と出力はスイッチS3を介してループを
形成し、このスイッチS3Sは電流源I1が第1のスイッチS
3を介して接続されるフェーズφ1の期間中に閉成され
る。
形成し、このスイッチS3Sは電流源I1が第1のスイッチS
3を介して接続されるフェーズφ1の期間中に閉成され
る。
この回路の動作は以下のようになる。第1のフェーズ
φ1の期間中にはスイッチS1及びS3はオンとされ、スイ
ッチS2はオフとされる。このとき電流I1は抵抗R1を通っ
て流れ、コンデンサC1は充電されてその電位はVCC−R1
I1−VOSとなる。ここでVOSは増幅器A1のオフセット電
圧である。
φ1の期間中にはスイッチS1及びS3はオンとされ、スイ
ッチS2はオフとされる。このとき電流I1は抵抗R1を通っ
て流れ、コンデンサC1は充電されてその電位はVCC−R1
I1−VOSとなる。ここでVOSは増幅器A1のオフセット電
圧である。
フェーズφ2の期間中にはスイッチS1及びS3はオフと
され、スイッチS2がオンとされる。このとき電流I2は抵
抗R1を通って流れ増幅器A1の出力電圧は、 V=G(A1)R1[I1−I2] となる。ここでG(A1)は増幅器A1のオープンループ利
得である。これによってオート・ゼロフェーズと呼ばれ
るフェーズφ1では増幅器A1のオフセット電圧は理論的
には完全に補償される。しかしながらフェーズφ1の終
了時において、スイッチS3をオフとする操作に固有の誤
差がなお存在する。実際上、このスイッチとしてはMOS
トランジスタが通常用いられ、これをオフとする場合に
トランジスタのチャンネルに中に蓄積された若干の電荷
がコンデンサC1上に移動し、この電荷の注入が誤差の原
因となる。
され、スイッチS2がオンとされる。このとき電流I2は抵
抗R1を通って流れ増幅器A1の出力電圧は、 V=G(A1)R1[I1−I2] となる。ここでG(A1)は増幅器A1のオープンループ利
得である。これによってオート・ゼロフェーズと呼ばれ
るフェーズφ1では増幅器A1のオフセット電圧は理論的
には完全に補償される。しかしながらフェーズφ1の終
了時において、スイッチS3をオフとする操作に固有の誤
差がなお存在する。実際上、このスイッチとしてはMOS
トランジスタが通常用いられ、これをオフとする場合に
トランジスタのチャンネルに中に蓄積された若干の電荷
がコンデンサC1上に移動し、この電荷の注入が誤差の原
因となる。
1.5マイクロアンペア程度の最小電流Iminを検出しよ
うとする場合には、注入電荷はQmin=CRImin以下としな
ければならない。典型的な値としてC=10pF,R=300Ω,
Imin=1.5μAとすると: Qmin=4.5×10-15クーロン という値が得られる(この電荷は電子電荷の28,000倍に
相当する)。実際スイッチS3をオフにする時に注入され
る電荷の量をこのQmin以下とすることは、たとえ電荷の
注入を最小限に抑える回路を用いた場合であっても不可
能である。
うとする場合には、注入電荷はQmin=CRImin以下としな
ければならない。典型的な値としてC=10pF,R=300Ω,
Imin=1.5μAとすると: Qmin=4.5×10-15クーロン という値が得られる(この電荷は電子電荷の28,000倍に
相当する)。実際スイッチS3をオフにする時に注入され
る電荷の量をこのQmin以下とすることは、たとえ電荷の
注入を最小限に抑える回路を用いた場合であっても不可
能である。
従って、本発明の1つの目的は差動増幅器のオフセッ
ト電圧を補償するだけでなく、スイッチをオフにする操
作に固有の電荷注入の影響を最少限に抑え得る差動増幅
器を提供することである。
ト電圧を補償するだけでなく、スイッチをオフにする操
作に固有の電荷注入の影響を最少限に抑え得る差動増幅
器を提供することである。
課題を解決するための手段及び作用 上記目的及び他の目的を達成するために、本発明はオ
フセット電圧補償及びシーケンシャル動作を行う差動電
流増幅器を有し、高電圧源と、低電圧源と、中間電圧源
と、高電圧源と接続ノードとの間に接続される第1の抵
抗と、低電圧源と接続ノードとの間に第1のフェーズの
期間中に閉成される第1のスイッチを介して接続される
第1の電流源と、低電圧源と接続ノードとの間に第2の
フェーズの期間中に閉成される第2のスイッチを介して
接続される第2の電流源と、第1の入力が第1のコンデ
ンサを介して上記ノードに接続され、第2の入力が中間
電圧源に接続され、出力が第1のフェーズの期間中に閉
成される第3のスイッチを介して入力に接続される第1
の差動電流増幅器と、第1の抵抗より大なる値を有し上
記ノードと中間電圧源との間に接続された第2の抵抗
と、第1のスイッチが閉成された時点で上記ノード上の
電位を中間電圧源と等しくなるよう第1及び第2フェー
ズに対する予備フェーズの期間中に動作するサーボコン
トロール手段と、を具備してなる。
フセット電圧補償及びシーケンシャル動作を行う差動電
流増幅器を有し、高電圧源と、低電圧源と、中間電圧源
と、高電圧源と接続ノードとの間に接続される第1の抵
抗と、低電圧源と接続ノードとの間に第1のフェーズの
期間中に閉成される第1のスイッチを介して接続される
第1の電流源と、低電圧源と接続ノードとの間に第2の
フェーズの期間中に閉成される第2のスイッチを介して
接続される第2の電流源と、第1の入力が第1のコンデ
ンサを介して上記ノードに接続され、第2の入力が中間
電圧源に接続され、出力が第1のフェーズの期間中に閉
成される第3のスイッチを介して入力に接続される第1
の差動電流増幅器と、第1の抵抗より大なる値を有し上
記ノードと中間電圧源との間に接続された第2の抵抗
と、第1のスイッチが閉成された時点で上記ノード上の
電位を中間電圧源と等しくなるよう第1及び第2フェー
ズに対する予備フェーズの期間中に動作するサーボコン
トロール手段と、を具備してなる。
本発明の具体例によれば、サーボコントロール手段
は、第1の抵抗と接続ノードとの間に接続されるバイポ
ーラトランジスタと;第1の入力がトランジスタと第1
の抵抗との接続点に接続され、第2の入力が他端が中間
電圧源に接続された第2のコンデンサに接続され、その
出力がトランジスタのベースに接続される第2の差動電
流増幅器と;予備フェーズの期間中は第1の増幅器の第
1の入力を中間電圧源に、第1の増幅器の第2の入力を
上記ノードに、そして第1の増幅器の出力を第2の増幅
器の第2の入力に接続するスイッチング手段とよりな
る。
は、第1の抵抗と接続ノードとの間に接続されるバイポ
ーラトランジスタと;第1の入力がトランジスタと第1
の抵抗との接続点に接続され、第2の入力が他端が中間
電圧源に接続された第2のコンデンサに接続され、その
出力がトランジスタのベースに接続される第2の差動電
流増幅器と;予備フェーズの期間中は第1の増幅器の第
1の入力を中間電圧源に、第1の増幅器の第2の入力を
上記ノードに、そして第1の増幅器の出力を第2の増幅
器の第2の入力に接続するスイッチング手段とよりな
る。
本発明の具体例によれば、スイッチング手段は第1の
コンデンサと接続ノードとの間に接続された第4のスイ
ッチと、第1の差動電流増幅器と中間電圧源との間の第
5のスイッチと、第1の差動電流増幅器の第2の入力と
接続ノードとの間に接続された第6のスイッチと、第1
の差動電流増幅器の第1の入力との中間電圧源との間に
接続された第7のスイッチと、第1の差動電流増幅器の
出力と第2の差動電流増幅器の第2の入力との間に接続
された第8のスイッチとよりなり、上記第4及び第5の
スイッチは予備フェーズの期間中はオフとされ他のフェ
ーズの期間中はオンとされ、上記第6,第7及び第8のス
イッチは予備フェーズの期間中はオンとされ他のフェー
ズの期間中はオフとされる。
コンデンサと接続ノードとの間に接続された第4のスイ
ッチと、第1の差動電流増幅器と中間電圧源との間の第
5のスイッチと、第1の差動電流増幅器の第2の入力と
接続ノードとの間に接続された第6のスイッチと、第1
の差動電流増幅器の第1の入力との中間電圧源との間に
接続された第7のスイッチと、第1の差動電流増幅器の
出力と第2の差動電流増幅器の第2の入力との間に接続
された第8のスイッチとよりなり、上記第4及び第5の
スイッチは予備フェーズの期間中はオフとされ他のフェ
ーズの期間中はオンとされ、上記第6,第7及び第8のス
イッチは予備フェーズの期間中はオンとされ他のフェー
ズの期間中はオフとされる。
故に、本発明によって微少電流差を測定することがで
きる。例えば入力電流が800μAから12.8mAまで変化す
る範囲において1.5μA以下の電流差を検出できる(こ
れらの値はアナログ/ディジタルコンバータにおいて通
常用いられる値に対応する)。
きる。例えば入力電流が800μAから12.8mAまで変化す
る範囲において1.5μA以下の電流差を検出できる(こ
れらの値はアナログ/ディジタルコンバータにおいて通
常用いられる値に対応する)。
上記本発明の目的、特徴、利点及びその他について
は、以下に述べる好ましい実施例の詳しい記述及び図面
によって明らかとなろう。
は、以下に述べる好ましい実施例の詳しい記述及び図面
によって明らかとなろう。
実施例 第2図において、第1図中で既に示されたものについ
ては同様の符号が付してある。差動増幅器A1、コンデン
サC1及びスイッチS3だけでなく、抵抗R1、ノードN、ス
イッチS1及びS2、電流源I1及びI2は再び図示されてい
る。
ては同様の符号が付してある。差動増幅器A1、コンデン
サC1及びスイッチS3だけでなく、抵抗R1、ノードN、ス
イッチS1及びS2、電流源I1及びI2は再び図示されてい
る。
これに加え、NPN型バイポーラトランジスタTが抵抗R
1とノードNの間に接続されている。このトランジスタ
のベースは第2の差動増幅器A2の出力を受け、この第1
の入力(+)はトランジスタTのコレクタと抵抗R1との
接続点に接続され、第2の入力はコンデンサC2の第1の
端子に接続され、他の端子は接地されている。抵抗R2は
ノードNと中間基準電圧に接続されている。
1とノードNの間に接続されている。このトランジスタ
のベースは第2の差動増幅器A2の出力を受け、この第1
の入力(+)はトランジスタTのコレクタと抵抗R1との
接続点に接続され、第2の入力はコンデンサC2の第1の
端子に接続され、他の端子は接地されている。抵抗R2は
ノードNと中間基準電圧に接続されている。
一方、前述の動作フェーズφ1,φ2の他に更に動作フ
ェーズφ0が設けられ、この期間中にはスイッチS1は閉
成され新たに付加されたスイッチS4からS8までは動作さ
れる。コンデンサC1とノードNとの間に接続されたスイ
ッチS4、及び増幅器A1の第2の入力と中間電圧(通常は
グランド)との間に接続されたスイッチS5はフェーズφ
0以外、即ちフェーズφ1及びφ2において閉成され
る。これらのスイッチは信号φ*0によって制御され
る。スイッチS6かS8については、フェーズφ0の期間中
に閉成される。スイッチS6は増幅器A1の第2の入力とノ
ードNとの間に配置され、スイッチS7は増幅器A1の第1
の入力とグランドとの間に接続され、スイッチS8は増幅
器A1の出力と増幅器A2の第2の入力との間に接続されて
いる。
ェーズφ0が設けられ、この期間中にはスイッチS1は閉
成され新たに付加されたスイッチS4からS8までは動作さ
れる。コンデンサC1とノードNとの間に接続されたスイ
ッチS4、及び増幅器A1の第2の入力と中間電圧(通常は
グランド)との間に接続されたスイッチS5はフェーズφ
0以外、即ちフェーズφ1及びφ2において閉成され
る。これらのスイッチは信号φ*0によって制御され
る。スイッチS6かS8については、フェーズφ0の期間中
に閉成される。スイッチS6は増幅器A1の第2の入力とノ
ードNとの間に配置され、スイッチS7は増幅器A1の第1
の入力とグランドとの間に接続され、スイッチS8は増幅
器A1の出力と増幅器A2の第2の入力との間に接続されて
いる。
従って、フェーズφ0以外、即ちフェーズφ1,φ2の
期間中における配置は、抵抗R2及び増幅器A2によって制
御されるトランジスタTが設けられ、増幅器A2の第2の
入力がコンデンサC2に接続されている点を除くと、実質
的に第1図において開示したフェーズφ1及びφ2と等
しい。予備フェーズφ0の目的はトランジスタTを動作
させる増幅器A2に作用することによって、ノードNにお
ける電位をセットすることである。
期間中における配置は、抵抗R2及び増幅器A2によって制
御されるトランジスタTが設けられ、増幅器A2の第2の
入力がコンデンサC2に接続されている点を除くと、実質
的に第1図において開示したフェーズφ1及びφ2と等
しい。予備フェーズφ0の目的はトランジスタTを動作
させる増幅器A2に作用することによって、ノードNにお
ける電位をセットすることである。
従って、予備フェーズφの期間中は、増幅器A1の入力
(−)はスイッチ7を通して接地され、入力(+)はス
イッチS6を介してノードNに接続され、更にその出力は
スイッチS8を介して増幅器A2の入力(−)に接続されて
いる。故に増幅器A1,A2及びトランジスタTの組は帰還
回路を形成する。この回路は増幅器A1の入力(+)が接
地されている入力(−)と同電位に達したときにバラン
スする。その結果ノードN上の電圧は略接地電位とな
り、従って抵抗R2の他の端子が接地されていることによ
り、この抵抗を通って流れる電流はゼロとなる。即ち、
電流源I1からの電流は全て抵抗R1を通って流れる。
(−)はスイッチ7を通して接地され、入力(+)はス
イッチS6を介してノードNに接続され、更にその出力は
スイッチS8を介して増幅器A2の入力(−)に接続されて
いる。故に増幅器A1,A2及びトランジスタTの組は帰還
回路を形成する。この回路は増幅器A1の入力(+)が接
地されている入力(−)と同電位に達したときにバラン
スする。その結果ノードN上の電圧は略接地電位とな
り、従って抵抗R2の他の端子が接地されていることによ
り、この抵抗を通って流れる電流はゼロとなる。即ち、
電流源I1からの電流は全て抵抗R1を通って流れる。
コンデンサC2の機能は増幅器A2の状態、即ちスイッチ
S8を開成した後のトランジスタTのベース電流を維持す
ることである。
S8を開成した後のトランジスタTのベース電流を維持す
ることである。
従って、以下で理解されるようにこれに続くフェー
ズ、即ち第1図に示す回路のフェーズφ1に略等しいフ
ェーズの期間中は、等しい電流が常に抵抗R1に流れ、ノ
ードNは常に接地電位となっているだろう。このフェー
ズφ1の期間は、上記のように、コンデンサC1が増幅器
A1のオフセットを補償するようにバイアスされる。
ズ、即ち第1図に示す回路のフェーズφ1に略等しいフ
ェーズの期間中は、等しい電流が常に抵抗R1に流れ、ノ
ードNは常に接地電位となっているだろう。このフェー
ズφ1の期間は、上記のように、コンデンサC1が増幅器
A1のオフセットを補償するようにバイアスされる。
同様に第1図で示される回路のフェーズφ2と略等し
いフェーズφ2の期間中には、増幅器A1の出力における
電圧Vは V=G(A1)R2[I1−I2] と求められる。
いフェーズφ2の期間中には、増幅器A1の出力における
電圧Vは V=G(A1)R2[I1−I2] と求められる。
第1図において示された場合との違いは、出力電圧の
設定に介在するのが抵抗R1ではなく抵抗R2だという事実
にある。典型的には抵抗R1は30Ω、抵抗R2は1000Ω程度
に選ばれる。フェーズφ1の終了時においてスイッチS3
を開成すると第1図の例におけると同様の同じ分の電荷
がコンデンサC1に注入される。しかし増幅器A1の出力に
おけるこの電荷注入の影響は、抵抗R1とR2の値の比に相
当する分、即ち、上記の例では30倍軽減される。従っ
て、電流差測定において1.5mA程度の精度を得るために
は、従来MOSトランジスタをスイッチオフする場合に注
入される電荷を約5×10-15クーロンに制限しなければ
ならなかったが、本装置では30倍即ち150×10-15クーロ
ン以上の電荷の注入にしても上記精度を得ることが実現
可能となる。
設定に介在するのが抵抗R1ではなく抵抗R2だという事実
にある。典型的には抵抗R1は30Ω、抵抗R2は1000Ω程度
に選ばれる。フェーズφ1の終了時においてスイッチS3
を開成すると第1図の例におけると同様の同じ分の電荷
がコンデンサC1に注入される。しかし増幅器A1の出力に
おけるこの電荷注入の影響は、抵抗R1とR2の値の比に相
当する分、即ち、上記の例では30倍軽減される。従っ
て、電流差測定において1.5mA程度の精度を得るために
は、従来MOSトランジスタをスイッチオフする場合に注
入される電荷を約5×10-15クーロンに制限しなければ
ならなかったが、本装置では30倍即ち150×10-15クーロ
ン以上の電荷の注入にしても上記精度を得ることが実現
可能となる。
従って、本発明によれば電流増幅比較器によって得ら
れる最少精度をR2/R1の比に応じて30倍又はれ以上向上
させることができる。
れる最少精度をR2/R1の比に応じて30倍又はれ以上向上
させることができる。
更に、ループA1,A2,Tによって実現されるサーボコン
トロールの精度は、それが2次的な現象であり、予備フ
ェーズの後にはオートゼロフェーズが続くことから影響
を受けにくい。
トロールの精度は、それが2次的な現象であり、予備フ
ェーズの後にはオートゼロフェーズが続くことから影響
を受けにくい。
勿論、本発明については当業者にとって明らかな多く
の変更が可能であり、第1図に示されるタイプの回路に
対して通常加えられる改良は、第2図に示す本発明にな
る回路についても同様に可能である。特にスイッチS3と
して第3図に示すような注入電荷が少ないスイッチを用
いることができる。
の変更が可能であり、第1図に示されるタイプの回路に
対して通常加えられる改良は、第2図に示す本発明にな
る回路についても同様に可能である。特にスイッチS3と
して第3図に示すような注入電荷が少ないスイッチを用
いることができる。
第3図において、スイッチS3には信号φ1によって制
御されるMOSトランジスタ10が設けられている。このト
ランジスタ10はMOSトランジスタ11と直列に接続され、
このMOSトランジスタ11はドレインとソースとがショー
トされておりダミーMOSトランジスタと呼ばれ、このゲ
ートはφ1と相補的な信号φ*1を受ける。トランジス
タ11はそのチャンネルの長さL2がトランジスタ10のチャ
ンネルの長さL1に等しく、かつそのチャンネル幅W2がト
ランジスタ10のチャンネル幅W1の2倍となるようなもの
が選ばれる(より普通には2W1/L1=W2/L2)。トランジ
スタ10及び11のサブストレートのバイアス電圧は第3図
において共にVEEに等しい。従ってトランジスタ10とス
イッチングオフとしたときに、コンデンサC1に注入され
ようとする電荷は第1段階としてトランジスタ11によっ
て補償される。
御されるMOSトランジスタ10が設けられている。このト
ランジスタ10はMOSトランジスタ11と直列に接続され、
このMOSトランジスタ11はドレインとソースとがショー
トされておりダミーMOSトランジスタと呼ばれ、このゲ
ートはφ1と相補的な信号φ*1を受ける。トランジス
タ11はそのチャンネルの長さL2がトランジスタ10のチャ
ンネルの長さL1に等しく、かつそのチャンネル幅W2がト
ランジスタ10のチャンネル幅W1の2倍となるようなもの
が選ばれる(より普通には2W1/L1=W2/L2)。トランジ
スタ10及び11のサブストレートのバイアス電圧は第3図
において共にVEEに等しい。従ってトランジスタ10とス
イッチングオフとしたときに、コンデンサC1に注入され
ようとする電荷は第1段階としてトランジスタ11によっ
て補償される。
第1図は従来技術を説明するための回路図、 第2図は本発明の一実施例の回路図、 第3図は電荷注入の少ないスイッチの例を示す回路図で
ある。 10,11……MOSトランジスタ、A1,A2……差動増幅器、R1,
R2……抵抗、T……トランジスタ、C1,C2……コンデン
サ、S1〜S8……スイッチ、I1,I2……電流源、VCC……
高電圧源、VEE……低電圧源、N……ノード。
ある。 10,11……MOSトランジスタ、A1,A2……差動増幅器、R1,
R2……抵抗、T……トランジスタ、C1,C2……コンデン
サ、S1〜S8……スイッチ、I1,I2……電流源、VCC……
高電圧源、VEE……低電圧源、N……ノード。
Claims (3)
- 【請求項1】−高電圧源(VCC)と; −低電圧源(VEE)と; −中間電圧源と; −高電圧源と接続ノード(N)との間に接続された第1
の抵抗(R1)と; −低電圧源と前記ノードとの間に、第1のフェーズ(Φ
1)の期間中閉成される第1のスイッチ(S1)を介して
接続される第1の電流源(I1)と; −低電圧源と前記ノードとの間に、第2のフェーズ(Φ
2)の期間中閉成される第2のスイッチ(S2)を介して
接続される第2の電流源(I2)と; −第1の入力(−)が第1のコンデンサ(C1)を介して
前記ノードに接続され、第2の入力(+)が中間電圧源
に接続され、出力が第1フェーズの期間中閉成される第
3のスイッチ(S3)によって、第1の入力に接続される
第1の差動電流増幅器(A1)と; −第1の抵抗に比較して大なる値を有し、前記ノードと
中間電圧源との間に接続される第2の抵抗(R2)と、; −前記第1及び第2のフェーズに対する予備フェーズ
(Φ0)の期間中に動作して、第1のスイッチが閉成さ
れたときに前記ノードの電圧を中間電圧源に等しくし、
第1の抵抗(R1)を流れる電流を略第1の電流源よりの
電流と等しくするサーボコントロール手段とよりなり、
オフセット補償及びシーケンシャル動作を行う差動電流
増幅器を備えた電流比較回路。 - 【請求項2】前記サーボコントロール手段は: −第1の抵抗及び前記ノードとの間に接続されたバイポ
ーラトランジスタ(T)と; −第1の入力(+)が前記トランジスタ及び第1の抵抗
との接続点に接続され、第2の入力(−)が他端を中間
電圧源に接続された第2のコンデンサ(C)の一端に接
続され、出力が前記トランジスタのベースに接続される
第2の差動電流増幅器(A2)と; −予備フェーズの期間中は前記第1の差動電流増幅器
(A1)の第1の入力を中間電圧源に、前記第1の差動電
流増幅器の第2の入力を前記ノードに、前記第1の差動
電流増幅器の出力を前記第2の差動電流増幅器の第2の
入力に接続するスイッチング手段(S4〜S8)と、 よりなる請求項1記載の回路。 - 【請求項3】前記スイッチング手段は; −第1のコンデンサと前記ノードとの間に接続された第
4のスイッチ(S4)、及び第1の差動電流増幅器の第2
の入力と中間電圧源との間に接続された第5のスイッチ
(S5)と; −第1の差動電流増幅器の第2の入力と前記ノードとの
間に接続された第6のスイッチ(S6)、第1の差動電流
増幅器の第1の入力と中間電圧源との間に接続された第
7のスイッチ(S7)、及び第1の差動電流増幅器の出力
と第2の差動電流増幅器の第2の入力との間に接続され
た第8のスイッチ(S8)とよりなり、 上記第4及び第5のスイッチは予備フェーズの期間中は
開成され、その他のフェーズの期間中は閉成され、上記
第6,第7及び第8のスイッチは予備フェーズの期間中は
閉成され他のフェーズの期間中は開成される請求項2記
載の回路。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
FR8713333 | 1987-09-21 | ||
FR8713333A FR2620879B1 (fr) | 1987-09-21 | 1987-09-21 | Amplificateur differentiel de courant a fonctionnement sequentiel |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH01161163A JPH01161163A (ja) | 1989-06-23 |
JP2824260B2 true JP2824260B2 (ja) | 1998-11-11 |
Family
ID=9355258
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP63236195A Expired - Lifetime JP2824260B2 (ja) | 1987-09-21 | 1988-09-20 | シーケンシャル動作差動電流増幅器 |
Country Status (6)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4890014A (ja) |
EP (1) | EP0309366B1 (ja) |
JP (1) | JP2824260B2 (ja) |
KR (1) | KR890005978A (ja) |
DE (1) | DE3868205D1 (ja) |
FR (1) | FR2620879B1 (ja) |
Families Citing this family (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5153454A (en) * | 1990-02-07 | 1992-10-06 | Yamaha Corporation | Chopper type comparator |
US5077496A (en) * | 1990-05-11 | 1991-12-31 | Northern Telecom Limited | Logic tracking interface circuit |
US5408194A (en) * | 1993-06-25 | 1995-04-18 | Synaptics, Incorporated | Adaptive analog minimum/maximum selector and subtractor circuit |
JPH09214257A (ja) * | 1996-01-30 | 1997-08-15 | Fujitsu Ltd | 動作点補償方式 |
US6760381B2 (en) | 2001-01-05 | 2004-07-06 | Centillium Communications Inc. | High-voltage differential driver using stacked low-breakdown transistors and nested-miller compensation |
US7084700B2 (en) * | 2003-04-17 | 2006-08-01 | Fujitsu Limited | Differential voltage amplifier circuit |
WO2018159428A1 (ja) | 2017-03-01 | 2018-09-07 | 株式会社村田製作所 | 増幅回路 |
TWI697751B (zh) | 2019-05-22 | 2020-07-01 | 群光電能科技股份有限公司 | 電壓補償電路以及電壓補償方法 |
Family Cites Families (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US3237116A (en) * | 1961-12-14 | 1966-02-22 | Leeds & Northrup Co | Amplifiers and corrective circuits therefor |
US3321628A (en) * | 1964-09-18 | 1967-05-23 | James E Webb | Baseline stabilization system for ionization detector |
FR2167404A5 (ja) * | 1972-01-14 | 1973-08-24 | Cit Alcatel | |
US4553052A (en) * | 1982-04-23 | 1985-11-12 | Nec Corporation | High speed comparator circuit with input-offset compensation function |
US4707624A (en) * | 1986-09-10 | 1987-11-17 | National Semiconductor Corp. | Offset cancellation scheme for a differential reset stabilized latch |
US4748418A (en) * | 1986-11-12 | 1988-05-31 | Crystal Semiconductor Corporation | Quasi auto-zero circuit for sampling amplifiers |
-
1987
- 1987-09-21 FR FR8713333A patent/FR2620879B1/fr not_active Expired - Fee Related
-
1988
- 1988-09-16 KR KR1019880012044A patent/KR890005978A/ko not_active Application Discontinuation
- 1988-09-19 EP EP88420316A patent/EP0309366B1/fr not_active Expired - Lifetime
- 1988-09-19 DE DE8888420316T patent/DE3868205D1/de not_active Expired - Fee Related
- 1988-09-20 JP JP63236195A patent/JP2824260B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 1988-09-20 US US07/246,757 patent/US4890014A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
EP0309366B1 (fr) | 1992-01-29 |
US4890014A (en) | 1989-12-26 |
KR890005978A (ko) | 1989-05-18 |
EP0309366A1 (fr) | 1989-03-29 |
FR2620879A1 (fr) | 1989-03-24 |
JPH01161163A (ja) | 1989-06-23 |
DE3868205D1 (de) | 1992-03-12 |
FR2620879B1 (fr) | 1990-01-19 |
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