JP2822881B2 - 半導体集積回路装置 - Google Patents
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- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 title claims description 155
- 239000000758 substrate Substances 0.000 claims description 103
- 230000003068 static effect Effects 0.000 claims description 34
- 230000007257 malfunction Effects 0.000 claims description 29
- 238000009792 diffusion process Methods 0.000 claims description 18
- 230000008859 change Effects 0.000 claims description 14
- 230000007704 transition Effects 0.000 claims description 8
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 claims description 3
- 241001122767 Theaceae Species 0.000 claims 1
- 239000007858 starting material Substances 0.000 claims 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 18
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 15
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 description 15
- 238000000034 method Methods 0.000 description 13
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 11
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 6
- 230000010365 information processing Effects 0.000 description 5
- 238000005513 bias potential Methods 0.000 description 3
- 244000145845 chattering Species 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 3
- 230000006378 damage Effects 0.000 description 2
- 238000011161 development Methods 0.000 description 2
- 230000008569 process Effects 0.000 description 2
- 230000009467 reduction Effects 0.000 description 2
- 240000007594 Oryza sativa Species 0.000 description 1
- 235000007164 Oryza sativa Nutrition 0.000 description 1
- 208000027418 Wounds and injury Diseases 0.000 description 1
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 1
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 1
- 239000013065 commercial product Substances 0.000 description 1
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
- 238000013461 design Methods 0.000 description 1
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 1
- 238000010348 incorporation Methods 0.000 description 1
- 208000014674 injury Diseases 0.000 description 1
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 1
- 230000002265 prevention Effects 0.000 description 1
- 238000012545 processing Methods 0.000 description 1
- 230000004044 response Effects 0.000 description 1
- 235000009566 rice Nutrition 0.000 description 1
- 238000005406 washing Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K19/00—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits
- H03K19/0021—Modifications of threshold
- H03K19/0027—Modifications of threshold in field effect transistor circuits
-
- G—PHYSICS
- G06—COMPUTING; CALCULATING OR COUNTING
- G06F—ELECTRIC DIGITAL DATA PROCESSING
- G06F11/00—Error detection; Error correction; Monitoring
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- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
- H01L27/00—Devices consisting of a plurality of semiconductor or other solid-state components formed in or on a common substrate
- H01L27/02—Devices consisting of a plurality of semiconductor or other solid-state components formed in or on a common substrate including semiconductor components specially adapted for rectifying, oscillating, amplifying or switching and having potential barriers; including integrated passive circuit elements having potential barriers
- H01L27/0203—Particular design considerations for integrated circuits
- H01L27/0214—Particular design considerations for integrated circuits for internal polarisation, e.g. I2L
- H01L27/0218—Particular design considerations for integrated circuits for internal polarisation, e.g. I2L of field effect structures
- H01L27/0222—Charge pumping, substrate bias generation structures
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K19/00—Logic circuits, i.e. having at least two inputs acting on one output; Inverting circuits
- H03K19/003—Modifications for increasing the reliability for protection
- H03K19/00346—Modifications for eliminating interference or parasitic voltages or currents
- H03K19/00361—Modifications for eliminating interference or parasitic voltages or currents in field effect transistor circuits
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K2217/00—Indexing scheme related to electronic switching or gating, i.e. not by contact-making or -breaking covered by H03K17/00
- H03K2217/0018—Special modifications or use of the back gate voltage of a FET
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- Engineering & Computer Science (AREA)
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- Theoretical Computer Science (AREA)
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- Semiconductor Integrated Circuits (AREA)
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Description
し、特にノイズによる誤動作防止装置を有する半導体集
積回路装置に関する。
ステムレベルの高集積化や高速化といった要求から、半
導体集積回路の高速化ならびに高集積化が進んでいる。
半導体集積回路が用いられるようになり、炊飯器や洗濯
機のように生活に密着した装置から自動車、信号機や遮
断機といった人命に深く関わり合う大型の装置にも多く
の半導体集積回路が使用されて、半導体集積回路は人々
の生活に深くとけ込み、ほとんどの人々が意識しないう
ちに半導体集積回路による恩恵を受けている。
わる装置で使われている理由は、半導体集積回路は、多
くの場合マイクロコンピュータに代表されるように、半
導体集積回路を組み込んだ装置のインテリジェント化を
実現するものであり、この装置のインテリジェント化に
よって、より快適な環境が提供される。
ているが故の事故も発生する様になってきている。例え
ば、自動変速機を有する自動車(AT車)のオートスピ
ード制御用のプログラム制御装置を構成する半導体集積
回路がなんらかの原因によりプログラム暴走を起こし、
人身事故を引き起こした事例も報告されている。これは
人々の生活に深くとけ込んでいる半導体集積回路にとっ
て、高い信頼性と高精度な動作がいかに重要であるかを
示す事例である。
回路の使用環境は、高信頼性や高精度という要求とは裏
腹に温度と湿度の変化が大きかったり、電気的なノイズ
や振動に満ちあふれている場合が多い。自動車や航空機
のエンジン制御に用いられる半導体集積回路の動作環境
は、決して珍しいものではなく、非常にありふれたもの
と考えられている。
半導体集積回路装置を設計する際には、当然ながら回路
動作の信頼性と高精度な動作を優先させて回路設計を行
い、その代わり高速な回路動作を多少ならず犠牲にする
トレードフオを考える場合が多かった。
回路装置は電気的なノイズに曝されていたため、例え
ば、特開平4−367945号公報に開示されるよう
に、マイクロプロセッサがノイズを入力信号と誤って動
作しないように、信号線のノイズを検出し、マイクロプ
ロセッサをスタンバイ状態に遷移してノイズがおさまる
までスタンバイ状態を維持する手法が開示され、また、
特開平1−206438号公報では、プログラム制御装
置におけるノイズの減衰回路で減衰しきれないノイズが
検出されると、プログラムの暴走を避けるためにシステ
ムリセットをかける手法が開示されている。
導体集積回路装置を構成するMOSトランジスタのゲー
ト長が1μm程度で、MOSトランジスタのしきい値も
0.7V程度(Nチャネル型MOSトランジスタ)であ
り、簡単な制御プログラムを10MHz程度のクロック
で動作する半導体集積回路装置にとっては有効な手段で
ある。
な制御装置に使用されている半導体集積回路装置につい
て要求される特性も高信頼性と高精度な動作にとどまら
ず、高速でさらに複雑な動作が要求されるようになって
きた。それは、これらの半導体集積回路装置は高度な情
報化社会に暮らす人々の生活をサポートするものであ
り、様々な形で直接的あるいは間接的に高速な様々な情
報処理装置に接しているこれらの人々は、普段これらの
情報処理装置等が社会生活にもたらしてくれる快適な環
境を自らの周りの日常すべてに対して無意識のうちに求
めるようになるため、彼らの要求は急速に高度化と複雑
化の一途をたどっている。
まれる半導体集積回路装置であってもEWS等に代表さ
れる情報処理装置に使用される半導体集積回路装置と同
様に複雑で高速な動作ができるものでなければ多くの人
々の支持を受けることはできず、半導体集積回路を組み
込んだ装置も商品として成り立たなくなってしまう。
になった一般的な制御装置に組み込まれる半導体集積回
路装置の高速化への努力は、一般的に高速な情報処理機
器に用いられる半導体集積回路装置の高速化の工夫と同
様な方法で進められている。つまり、半導体プロセスの
設計基準のスケーリング則に従った微細化またはそれに
ともなった電源電圧の低電圧化およびトランジスタの低
しきい値化ならびに動作環境の低温変化等が行われてい
る。
のゲート長も従来の1μmから0.35μmに微細化
し、電源電圧も従来の5Vから3.3Vと低下させ、か
つMOSトランジスタのしきい値電圧も従来の0.7V
から0.4Vに低下させて高速動作を目指したNチャネ
ル型MOSトランジスタで半導体集積回路装置を構成す
ることが行われる。
ランジスタは、従来技術のNチャネル型MOSトランジ
スタに比べてGNDラインやVDDラインに乗るノイズ
や急激な電源電圧変動に対して耐性が無く破壊しやすい
事がわかってきた。これは、電源電圧やMOSトランジ
スタのしきい値電圧が低下しているのに対して、外乱等
によって生ずるGNDラインやVDDラインに乗るノイ
ズや急激な電源電圧のレベル変動の大きさは変わらない
ために、高速なMOSトランジスタにとっては相対的に
従来通りのノイズや電源電圧のレベル変動が大きくなっ
ていることに相当するためである。このような高速のM
OSトランジスタで構成される半導体集積回路装置が保
持している状態が従来では問題とならなかったノイズレ
ベルで影響を受けて論理レベルの状態反転等が容易に発
生する。
号公報で提案されている、いわゆる誤動作が生じる可能
性があるときに半導体集積回路装置の動作をスタンバイ
状態にして停止しノイズ等の誤動作の原因が無くなるま
でやり過ごすだけの誤動作防止回路では、MOSトラン
ジスタで構成される半導体集積回路装置の誤動作は防ぎ
きれない。そこで、別法として、スタンバイ状態で基板
バイアスを印加して半導体集積回路装置を構成するMO
Sトランジスタのしきい値電圧を上げて誤動作を防止す
る方法が考えられてはいるが、この方式ではスタンバイ
期間中に基板バイアス回路は常に電力を消費しているた
め、従来型の半導体集積回路装置よりスタンバイ状態の
消費電力が増加してしまう。
示される半導体集積回路装置の誤動作防止にシステムリ
セットをかけつづける方式は、年々半導体集積回路を制
御するプログラムが複雑化しているため、システムリセ
ットをかけてからシステムが立ち上がるまでのプログラ
ムステップ数が多くなり時間がかかるため、一部の用途
を除いては適用することが難しくなってきている。
される半導体集積回路においては、半導体集積回路自身
が発生するノイズまたは外乱によって生ずるGNDノイ
ズおよびVDDノイズが原因となって生じる誤動作は大
きな問題である。
MOSトランジスタのデバイスサイズの縮小と電源電圧
の低減といった要求に答えた低しきい値のMOSトラン
ジスタで回路を形成する場合、回路方式がスタティッ
ク,ダイナミックを問わず、低しきい値MOSトランジ
スタで構成される論理ゲートおよび各種回路のGNDノ
イズまたはVDDノイズおよび急激な電源電圧変動によ
る誤動作の発生率が、従来技術の高しきい値MOSトラ
ンジスタで構成される論理ゲートおよび各種回路の誤動
作の発生率に比べて高い。
ズおよび急激な電源電圧変動による誤動作を抑えるため
にスタティック回路をスタンバイ状態にしても、低めら
れたMOSトランジスタのしきい値電圧に対して従来通
りのノイズレベルは相対的に大きくなって回路の状態保
持能力は弱くなっているため、スタンバイ状態に移行し
ただけではスタンバイ直前の状態が保持されずスタンバ
イから復帰後に誤動作を起こしてしまうという欠点があ
った。
装置は、動作時にNチャネル型MOSトランジスタを形
成した基板の電位またはウェルの電位を前記Nチャネル
型MOSトランジスタのN+拡散層(ソース)電位より
正に基板バイアス印加し、Pチャネル型MOSトランジ
スタを形成した基板の電位またはウェルの電位を前記P
チャネル型MOSトランジスタのP+拡散層(ソース)
より負に基板バイアス印加して前記NチャネルおよびP
チャネルMOSトランジスタのそれぞれのしきい値電圧
を低くして前記Nチャネル型MOSトランジスタおよび
Pチャネル型MOSトランジスタを低しきい値電圧のM
OSトランジスタとして回路動作を行う半導体集積回路
装置において、前記半導体集積回路装置の動作または外
乱によりGND線もしくは電源線に生じるノイズのレベ
ルまたは電源電圧変動値を前記半導体集積回路装置の保
持する規定値と比較し前記ノイズのレベルもしくは電源
電圧変動値がノイズ減衰回路で減衰出来ずかつ前記規定
値より大きい場合は誤動作発生要因とする比較手段と、
前記比較手段の出力を受けて前記Nチャネル型MOSト
ランジスタを形成した基板の電位またはウェルの電位を
前記N+拡散層(ソース)電位と同電位に基板バイアス
印加し前記Pチャネル型MOSトランジスタを形成した
基板の電位またはウェル電位を前記P+拡散層(ソー
ス)電位と同電位に基板バイアス印加する基板バイアス
手段と、前記半導体集積回路装置をスタンバイ状態に移
行するスタンバイ状態移行手段と、前記ノイズおよび電
源電圧変動がおさまったことを前記比較手段で検知し再
び基板バイアス印加を再開して前記半導体集積回路装置
の前記スタンバイ状態を解いて動作を続行する基板バイ
アス印加再開手段とを有する構成である。
記Nチャネル型MOSトランジスタがP型ウェル上に形
成され前記Pチャネル型MOSトランジスタがN型ウェ
ル上に形成されるCMOS回路構成とすることもでき
る。
記比較手段は、カットオフ周波数がシステムクロック周
波数と同程度のロウパスフィルタと、前記ノイズレベル
または前記電源電圧変動値を所定の基準値と比較するレ
ベル識別回路とから成るノイズレベル識別回路と、この
ノイズレベル識別回路の出力を受け第1のインバータ
と、この第1のインバータよりも駆動能力が弱く前記第
1のインバータの出力を入力に受け出力を前記第1のイ
ンバータの入力へフィードバックするスタティクラッチ
と、このスタティクラッチの前記システムクロックの2
クロック前の出力値と前記スタティクラッチの出力値と
を比較し前記基板バイアス手段および前記移行手段およ
び基板バイアス印加手段に出力するコンパレータとから
構成することもできる。
の前記コンパレータは、前記スタティクラッチの出力を
保持するシフトレジスタと、このシフトレジスタを駆動
するウオッチドッグタイマと、前記シフトレジスタに保
持された前記システムクロックの2クロック前の前記ス
タティクラッチの出力と前記スタティクラッチの出力と
を前記ウオッチドッグタイマの出力をトリガ信号にして
比較する比較回路とを有する構成とすることもできる。
記スタンバイ状態移行手段は、前記比較手段の出力を受
け前記システムクロックを最初の立下りで停止するよう
制御するクロック発生器を有する構成とすることもでき
る。
記基板バイアス印加再開手段は、前記比較手段の出力を
受け前記基板バイアス手段およびスタンバイ状態移行手
段へ前記半導体集積回路装置のスタンバイ状態から前記
動作状態にするようリセット信号を出力するリセット回
路を有する構成とすることもできる。
装置を図面を参照して説明する。
回路装置のブロック図であり、図2はこの実施例の半導
体集積回路装置の断面の略図であり、図3は本実施例の
動作を説明するタイミングチャートである。
スタの基板電位Vsubに対するしきい値Vtの特性曲
線で、図5はNチャネル型MOSトランジスタ電極電位
Vgの対するドレイン電流Idの特性曲線である。
の半導体集積回路装置は、P型半導体基板を用いたNチ
ャネル型MOSトランジスタ110で構成され、Nチャ
ネル型MOSトランジスタ110のしきい値電圧Vtは
0.7Vになるように製造プロセスでつくり込み、この
半導体集積回路装置の動作時には、Nチャネル型MOS
トランジスタ110のしきい値電圧Vtを0.4Vに設
定する基板バイアス回路106を有して高速動作を行う
構成である。さらに、この実施例の半導体集積回路装置
は、GNDライン100に一定レベル(0.7V)以上
のノイズ(GNDノイズ)が発生した場合に、このGN
Dノイズのレベルを識別するノイズレベル識別回路10
1を有する。
Oバッファ(図示してない)の動作事に生じるオーバー
シュート等が原因で生じる高周波のノイズがチャタリン
グ信号となって本発明の第1の実施例の半導体集積回路
装置自身を誤動作させることを防ぐために、カットオフ
フリケンシーがシステムクロックと同じ80MHzであ
るロウパスフィルタ回路と、ノイズのレベルを0.7V
の基準電圧VREFと比較して大小を識別する抵抗式の
分圧回路、フリップフロップおよび逐次形のコンパレー
タのそれぞれをシーケンシャルに接続して形成される識
別回路とから構成される(これらの構成要素は図示して
いない)。
置は、ノイズレベル識別回路101の出力信号を受ける
駆動力の強いインバータ102と駆動力の弱いインバー
タ103とで構成され、ノイズレベル識別回路101で
ノイズ発生を示すレベル信号の“High”レベルが入
るとノイズがおさまってノイズレベル識別回路101の
出力信号が反転して“Low”レベルになるまで状態を
保持し、ノイズが発生中であることを次段に伝達するス
タティクラッチ121と、このスタティクラッチ121
の出力を受けるコンパレータ104とを有する。
ータ104は、駆動力の強いインバータ102と駆動力
の弱いインバータ103からなるスタティックラッチ回
路121から出力される信号123を記憶するシフトレ
ジス132と、このシフトレジスタ132を駆動するた
めのウォッチドッグタイマ131と、さらにこの出力信
号を内蔵のウオッチドッグタイマ出力134をトリガ信
号にして、シフトレジスタ132に記憶されていた約2
クロック前の前出のスタティックラッチ121の出力1
23とを比較する比較回路133から構成される。
比較結果が一致せず、かつ前出のスタティックラッチ1
21の出力がノイズ発生中を示す“High”レベルパ
ルス信号を出力している場合にはコンパレータ出力10
5に“High”パルスを出力する。コンパレータ出力
105の“High”パルスは、スタティックラッチ1
21の内容が変化するまで保持される。
は、コンパレータ104の出力105の立上りエッジを
検出してスタンバイ状態から動作状態に復帰するリセッ
ト回路107と、このリセット回路107のリセット信
号113の立上りを検出して内部の発振回路151(図
12参照)の発振を開始するまたはコンパレータ104
の出力105の立上りエッジを検出し制御クロック出力
109を最初の立下りで停止するクロック発生器108
とを有する構成である。
の半導体集積回路装置のGNDライン100にGNDノ
イズが発生した場合には、この半導体集積回路装置は、
その動作を停止し、スタンバイ状態に移行すると同時に
Nチャネル型MOSトランジスタ110のしきい値Vt
を製造プロセスでつくり込んだ0.7Vに戻し、ノイズ
がおさまると本実施例の半導体集積回路装置は、再びN
チャネル型MOSトランジスタ110のしきい値電圧を
動作時の0.4Vに変更するとともに半導体集積回路の
スタンバイ状態を解除して通常の動作を再開する。
通常の動作時は高速動作を行うために、基板バイアス回
路106によって基板電位を制御し、Nチャネル型MO
Sトランジスタ110のしきい値電圧Vt0を製造プロ
セスでつくり込んだ0.7Vから半導体集積回路装置の
動作時の所望のしきい値電圧の0.4Vに変更し、ゲー
ト長0.35μmのMOS構造とあいまって高速な回路
動作を行っている。
と、基板バイアス回路106は図2に示す基板バイアス
用可変電源208に相当し、P型半導体基板207へN
+拡散層(ソース)202の電位(接地)より正にバイ
アスすると、図4に示す基板電位Vsubに対するNチ
ャネル型MOSトランジスタのしきい値電圧Vtの特性
曲線に従ってNチャネル型MOSトランジスタ110の
しきい値電圧Vtが低下する。
回路107およびクロック発生器108の具体的回路の
それぞれは、周知の回路で構成できるので図10、図1
1および図12のそれぞれに図示するに留めその詳細な
説明は省略する。
ジスタ110で構成される半導体集積回路装置は所望の
低しきい値Vtを持つNチャネル型MOSトランジスタ
110によって高速な回路動作を行うことが出来る。
のしきい値電圧Vtは基板バイアス電位によって設定す
ることができるが、Nチャネル型MOSトランジスタの
しきい値電圧Vtは半導体集積回路装置としての動作が
確実に行われる範囲に設定される必要がある。
ゲート電位Vgに対するドレイン電流Idの関係は、図
5に示すように、P型半導体基板207とN+拡散層
(ソース)202間の組み込み電位VfよりNチャネル
型MOSトランジスタのしきい値電圧Vtは高い電位に
あり、しきい値電圧Vtがこの範囲にあればMOSトラ
ンジスタのON/OFFをゲート電位Vgによって制御
できる。
subが組み込み電位Vf以下になるように設定する。
回路装置のノイズ検出時の動作について順を追って説明
する。
成要素の入出力波形および内部状態を示すタイミングチ
ャートである図3を参照すると、動作中のこの半導体集
積回路装置のGNDライン(接地線)100に乗った半
導体集積回路装置外部の外乱によって生じたノイズまた
は半導体集積回路装置内のI/Oバッファ(図示してい
ない)の全ビット同時動作等で生じたノイズは、ノイズ
レベル識別回路101で不要な高周波成分を取り除きノ
イズの信号強度(ノイズレベル)を識別され、内部の回
路に送られる。
の出力信号を受ける駆動力の強いインバータ102と駆
動力の弱いインバータ103で構成されるスタティック
ラッチ121は、ノイズレベル識別回路101でノイズ
発生を示すレベル信号の“High”レベルが入ると、
ノイズがおさまってノイズレベル識別回路101の出力
信号が反転して“Low”レベルになるまで状態を保持
し、ノイズが発生中であることを次段のコンパレータ1
04に伝達する。コンパレータ104は、駆動力の強い
インバータ102と駆動力の弱いインバータ103から
なるスタティックラッチ回路121から出力される信号
123をシフトレジスタ132に記憶すると同時に、さ
らにこの出力信号123と内蔵のウオッチドッグタイマ
131の出力134をトリガ信号にしてシフトレジスタ
132に記憶されていた約2クロック前の前出のスタテ
ィックラッチ出力と比較回路133によって比較する。
3の比較結果が一致せず、スタティックラッチ121の
出力がノイズ発生中を示す“High”レベルパルス信
号を出力している場合には、コンパレータ出力105に
“High”レベルパルス信号を出力する。コンパレー
タ出力105の“High”レベルパルス信号は、前出
のスタティックラッチ121の内容が変化するまで保持
される。
力105の立ち上がりエッジを検出してNチャネル型M
OSトランジスタ110に対する正の基板バイアスの印
加を中止する。基板バイアスはシステムクロック半周期
以内に立上り、安定する。
ータ出力105の立ち上がりエッジを検出し、クロック
発生器108は第1優先で制御クロック出力109を最
初の立下りで停止し、これに続いてクロック発生器10
8内部の内部のクロック発振も停止する。クロック発生
器108内部のクロック発振はトランジスタサイズが大
きくGNDラインの信号レベルに大きな影響を与える可
能性が大きいため発振動作は発振波形が立ち上がる前に
停止し、内部の状態は立ち下がったままを維持する。
停止によって、本発明の第1の実施例の半導体集積回路
装置はGNDノイズによる誤動作の発生を避けるために
スタンバイ状態になる。この実施例の半導体集積回路装
置はダイナミックな信号パスを持たない完全スタティッ
ク回路で設計された回路であるため、制御クロックの供
給停止だけで回路動作は停止し、制御クロック停止以外
に特別なスタンバイ状態に入るための処理は行わずにス
タンバイ状態に移行できる。
で高速動作を行うNチャネル型MOSトランジスタ11
0のしきい値電圧Vtは、基板バイアスの印加が中止さ
れることにより製造時につくりこんだ0.7Vに復帰
し、現在多く用いられている周知技術のNチャネル型M
OSトランジスタで構成される半導体集積回路装置と同
等の耐グランドノイズ特性を持ったスタンバイ状態が得
られ、低しきい値電圧でつくり込んだ高速動作を目的と
したNチャネル型MOSトランジスタで問題となるGN
Dノイズによるレジスタ内容やフリップフロップ内容の
破壊の発生がおさえられる。
状態に移行している間の良好な状態保持特性を外部の電
源によらず半導体集積回路装置自体に製造プロセスでつ
くり込まれた内部の埋め込み電位差で実現するため、G
NDノイズを検出してスタンバイ状態に移行している場
合の消費電力の低減も実現できる。本実施例の半導体集
積回路装置の基板バイアスの印加方法は、従来の外部電
源によってスタンバイ時のNチャネル型MOSトランジ
スタのしきい値電圧Vtを変更するために基板バイアス
を本発明の実施例半導体集積回路装置とは逆の極性で印
加する方法に比べて、消費電力を半分以下に低減でき
る。
路装置のスタンバイ状態から動作状態への復帰動作につ
いて説明する。
を参照すると、リセット回路107は、コンパレータ出
力105の立ち上がりエッジを検出してリセット回路1
07の内蔵するウォッチドッグタイマはリセットされ、
カウントを開始する。ウォッチドッグタイマはシステム
クロックの4周期に1度の頻度でコンパレータ出力10
5をサンプリングし、GNDラインのノイズが消滅して
コンパレータ出力105が“Low”レベルに落ちたこ
とを検知するとリセット信号113に“High”レベ
ルのパルスを出力するが、リセット信号113の出力期
間はリセット回路107の内蔵するウオッチドッグタイ
マを利用して制御され、システムクロック1周期に相当
する期間である。
3の立ち上がりを検出して内部の発振回路151の発振
動作を開始する。
7に内蔵するウオッチドッグタイマを利用して、リセッ
ト信号113からシステムクロックTCYKの10周期
分の期間を置いてリセット信号113と同様にリセット
信号112の“High”レベルのパルス信号をシステ
ムクロックTCYKの1周期間出力する。
112の立ち上がりエッジを検出するとNチャネル型M
OSトランジスタ110に対する正の基板バイアスの印
加を開始する。基板バイアスはシステムクロックTCY
Kの半周期以内に立ち上がり安定する。クロック発生器
108はリセット信号113の立ち下りエッジを検出し
て前出のクロック発生器108の内部の発振回路151
の出力の最初に訪れる立ち上がりから制御クロック出力
109の出力を開始し、これによって本発明の第1の実
施例の半導体集積回路装置はスタンバイ状態から復帰
し、GNDノイズによる誤動作を生ずることなく通常の
動作に復帰する。
置の誤動作の原因は、GNDノイズによる誤動作発生総
件数を100件とすると、GNDラインで発生した1つ
めのノイズによって発生するものが50件程度(すなわ
ち、50%の発生率)で、他には寄生容量等が原因で生
ずるGNDノイズの揺り返しとこれに類する現象が引金
となって発生する誤動作が30件で、残り20件は特に
低しきい値のMOSトランジスタで問題となる原因に分
類され、この20件は誤動作防止のためにスタンバイ状
態に持ち込んでもMOSトランジスタの保持しているデ
ータが反転したりリークしてしまうことによる誤動作で
ある。
置の適用により、前者のGNDノイズによって直接発生
する誤動作以外の誤動作は85%近く誤動作の発生を抑
えることが出来た。この残り15%の誤動作の原因は、
本実施例の半導体集積回路がスタンバイ状態になるまで
の短い時間にGNDノイズの揺り返しが生ずることによ
って生じた誤動作があった。
は、Nチャネル型MOSトランジスタのしきい値電圧を
基板バイアス回路によって制御し回路動作時には低しき
い値電圧で高速動作させ、GNDラインにノイズが乗る
と基板バイアスの印加を中止する事によってNチャネル
型MOSトランジスタのしきい値電圧を製造時につくり
こんだ高しきい値に変化させる方式でスタンバイ状態に
して回路の状態保存を行うため、スタンバイ時に状態保
存を行うための特別な電源が不要でありかつスタンバイ
時の消費電力が微少なリークによるもの以外はほとんど
生じないので、従来の半導体集積回路装置に比べてスタ
ンバイ時の半導体集積回路装置全体の消費電力が50%
以下に低減できる。
タによって構成された半導体集積回路について説明した
が、Pチャネル型MOSトランジスタによって構成され
る半導体集積回路装置についても同様の効果がある事は
明かである。
回路装置について説明する。
回路装置のブロック図であり、図7は、この実施例の半
導体集積回路装置の基本動作を説明するための半導体集
積回路装置の断面の略図であり、図8は本実施例の動作
を説明するタイミングチャートである。
本発明の第2の実施例の半導体集積回路装置はP型半導
体基板716を用いたツインウェル構造CMOSにおけ
るP型ウェル709上に形成したNチャネル型MOSト
ランジスタ615とN型ウェル704上に形成したPチ
ャネル型MOSトランジスタ614で構成され、Nチャ
ネル型MOSトランジスタ615のしきい値電圧Vtn
は0.7Vになるよう、Pチャネル型MOSトランジス
タ614のしきい値電圧Vtpは−0.7Vになるよう
に製造プロセスでつくり込み、Nチャネル型MOSトラ
ンジスタ615の動作時のしきい値電圧Vtnを0.4
Vに設定するPウェル基板バイアス回路613と、Pチ
ャネル型MOSトランジスタ614のしきい値電圧Vt
pを−0.4Vに設定するNウェル基板バイアス回路6
12を有して高速な回路動作を行う構成である。さら
に、この実施例の半導体集積回路装置は、VDDライン
600に一定レベル以上のVDDノイズが発生した場合
または電源電圧の急激なレベル変動が起こった場合に、
このVDDノイズのレベルを識別するノイズレベル識別
回路601を有する。
ッファ(図示されていない)の動作時に生じるオーバー
シュート等が原因で生じる高周波のノイズがチャタリン
グ信号となって本発明の第2の実施例の半導体集積回路
装置自身を誤動作させることを防ぐために、カットオフ
フリケンシーがシステムクロックと同じ80MHzであ
るロウパスフィルタ回路と、ノイズのレベルを0.7V
の基準電圧VREFと比較して大小を識別する抵抗式の
分圧回路、フリップフロップおよび逐次形のコンパレー
タのそれぞれをシーケンシャルに接続して形成される識
別回路とから構成される(これらの構成要素は図示して
いない)。
積回路装置は、ノイズレベル識別回路601の出力信号
を受ける駆動力の強いインバータ602と駆動力の弱い
インバータ103とで構成され、ノイズレベル識別回路
601でノイズ発生を示すレベル信号の“High”レ
ベルが入るとノイズがおさまってノイズレベル識別回路
601の出力信号が反転して“Low”レベルになるま
で状態を保持し、ノイズが発生中であることを次段に伝
達するスタティクラッチ621と、このスタティクラッ
チ621の出力を受けるコンパレータ604とを有す
る。
レータ604は、シフトレジスタ632とシフトレジス
タ632を駆動するためのウォッチドッグタイマ631
と比較回路633とから構成され、駆動力の強いインバ
ータ602と駆動力の弱いインバータ603からなるス
タティックラッチ回路621から出力される信号623
をシフトレジスタ623に記憶すると同時に、さらにこ
の出力信号623を内蔵のウオッチドッグタイマ631
の出力634をトリガ信号にして、シフトレジスタ63
2に記憶されていた約2クロック前の前出のスタティッ
クラッチ621の出力623と比較回路633によって
比較する。
比較結果が一致せず、かつ前出のスタティックラッチ6
21の出力623がノイズ発生中を示す“High”レ
ベルパルス信号を出力している場合にはコンパレータ出
力605に“High”パルスを出力する。コンパレー
タ出力605の“High”パルスは、スタティックラ
ッチ621の内容が変化するまで保持される。
体集積回路装置は、コンパレータ604の出力605の
立上りエッジを検出してスタンバイ状態から動作状態に
復帰するよう制御するリセット回路607と、コンパレ
ータ604の出力605の立上りエッジを検出し制御ク
ロック出力609を最初の立下りで停止されるかまたは
リセット回路607のリセット信号613の立上りを検
出して内部の発進を開始して制御クロック出力609を
制御するクロック発生器608とを有する構成である。
と同様に、この第2の実施例の半導体集積回路装置の基
板バイアス回路606,リセット回路607およびクロ
ック発生器608の具体的回路のそれぞれは周知技術の
回路で構成できるので図14,図15および図16のそ
れぞれに図示するに留め詳細な説明は省略する。
施例の半導体集積回路装置のVDDライン600に一定
レベル以上のノイズが発生した場合または電源電圧の急
激なレベル変動が起こった場合には、この半導体集積回
路装置の動作を停止してスタンバイ状態に移行すると同
時にNチャネル型MOSトランジスタのしきい値Vtn
を製造プロセスでつくり込んだ0.7V(Pチャネル型
MOSトランジスタのしきい値Vtpは−0.7Vとす
る)にし、VDDラインのノイズあるいはレベル変動が
おさまると本実施例の半導体集積回路装置は、Nチャネ
ル型MOSトランジスタのしきい値電圧を動作時の0.
4V(Pチャネル型MOSトランジスタのしきい値電圧
は−0.4V)に変更して半導体集積回路装置のスタン
バイ状態より自動的に復帰し通常の動作を続行する。
通常の動作時は高速動作を行うために、基板バイアス制
御回路606によってバイアス電位およびバイアス電圧
の印加タイミングを制御されるNウェル基板バイアス回
路612とウェル基板バイアス回路613とによって、
それぞれPチャネル型MOSトランジスタ614の形成
されたNウェルとNチャネル型MOSトランジスタ61
5が形成されているPウェルとに対する基板電位を制御
し、Nチャネル型MOSトランジスタ614のしきい値
電圧を製造プロセスでつくり込んだ0.7Vから動作時
の所望のしきい値電圧0.4Vに変更し、さらにPチャ
ネル型MOSトランジスタ615のしきい値電圧を製造
プロセスでつくり込んだ(−0.7V)から半導体集積
回路動作時の所望のしきい値電圧(−0.4V)に変更
し、ゲート長0.35μmのMOS構造とあいまって高
速な回路動作を行っている。
ル基板バイアス回路612は図7に示すNウェル基板バ
イアス用可変電源703に相当し、P型半導体基板71
6上に形成されたN型ウェル704をP+拡散層(ソー
ス)705より負にバイアスし、また、Pウェル基板バ
イアス回路613はPウェル基板バイアス用可変電源7
14にあたりP型半導体基板716上に形成されたP型
ウェル709をN+拡散層(ソース)より正にバイアス
し、Pチャネル型MOSトランジスタ64およびNチャ
ネル型MOSトランジスタ615のしきい値のそれぞれ
は製造プロセスでつくり込んだ値0.7V(Pチャネル
型は−0.7V)から所望のしきい値0.4V(Pチャ
ネル型は−0.4V)に設定され、Nチャネル型MOS
トランジスタ615とPチャネル型MOSトランジスタ
614からなるCMOS半導体集積回路は所望の低しき
い値Vtによる高速な回路動作を行うことが出来る。
よびPウェル基板バイアス回路613の具体的回路構成
のそれぞれは周知技術であるので図17および図18の
それぞれに図示するに留めその詳細な説明は省略する。
回路装置のVDDラインのノイズ検出時または急激な電
源電圧レベル変動検出時の動作について順を追って説明
する。
成要素の入出力波形および内部状態を示すタイミングチ
ャートである図8を参照すると、動作中のこの半導体集
積回路装置のVDDライン(電源線)600に乗った半
導体集積回路装置外部の外乱によって生じたノイズまた
は半導体集積回路装置内のI/Oバッファ(図示してな
い)の全ビット同時動作等で生じたノイズまたは電源電
圧の1V以上の急激なレベル変動は、ノイズレベル識別
回路601で不要な高周波成分を取り除きノイズの信号
強度(ノイズレベル)を識別されて内部の回路に送られ
る。
ッファ(図示されていない)の動作時に生じるオーバー
シュート等が原因で生じる高周波のノイズがチャタリン
グ信号となって本発明の半導体集積回路装置自身を誤動
作させることを防ぐために、カットオフフリケンシーが
システムクロックと同じ100MHz程度であるロウパ
スフィルタ回路と、ノイズのレベルが0.7Vの基準電
圧VREFに対して大きいか小さいかを識別する抵抗式
の分圧回路、フリップフロップおよびコンパレータのそ
れぞれをシーケンシャルに接続して形成されるレベル識
別回路をとから構成される。
回路装置のノイイズレベル識別回路601の出力信号を
受ける駆動力の強いインバータ602と駆動力の弱いイ
ンバータ603で構成されスタティックラッチ621
は、ノイズレベル識別回路601でノイズ発生のレベル
信号“High”レベルが入るとノイズあるいは電源電
圧の変動がおさまってノイズレベル識別回路601の出
力信号が反転して“Low”レベルになるまで状態を保
持し、ノイズ発生中あるいは電源電圧が変動中であるこ
とを次段のコンパレータ604に伝達する。
インバータ602と駆動力の弱いインバータ603から
なるスタティックラッチ回路612から出力される信号
623をシフトレジスタ632に記憶すると同時に、こ
の出力信号623と内蔵のウォッチドッグタイマ631
の出力634をトリガ信号としてシフトレジスタ632
に記憶されていた約2クロック前の前出のスタティック
ラッチ出力623とを比較回路633によって比較す
る。
3の比較結果が一致せず、スタティックラッチ612の
出力がノイズ発生中あるいは電源電圧が変動しているこ
とを示す“High”レベルパルス信号を出力している
場合には、コンパレータ出力605に“High”レベ
ルパルス信号を出力する。コンパレータ出力605の
“High”レベルパルスは、スタティックラッチ61
2の内容が変化するまで保持される。
タ出力605の立ち上がりエッジを検出してNウェル基
板バイアス回路612とPウェル基板バイアス回路61
3とに対して基板バイアス印加中止の指令を送る。つま
り、Pチャネル型MOSトランジスタ614が形成され
ているN型ウェル704とNチャネル型MOSトランジ
スタ615が形成されているP型ウェル709とに対す
る基板バイアスの印加を中止する。N型ウェル704と
P型ウェル709に対する基板バイアスの印加を中止す
る手順はどちらでも良いし、同時でも構わないが基板バ
イアスの印加を中止して各型のMOSトランジスタのし
きい値電圧Vtが製造時につくり込まれた電位に安定す
るまでの時間がシステムクロック半周期以内であれば以
降の動作タイミングに影響は生じない。
に、クロック発生器608はコンパレータ出力605の
立ち上がりエッジを検出し、クロック発生器608は第
1優先で制御クロック出力609を最初の立下りで停止
し、これに続いてクロック発生器608内部のクロック
発振も停止する。クロック発生器608内部のクロック
発振はトランジスタサイズが大きくVDDラインの信号
レベルに大きな影響を与える可能性が大きいため発振動
作は発振波形が立ち上がる前に停止し、内部の状態は立
ち下がったままを維持する。
停止によって、本発明の第2の実施例半導体集積回路装
置はVDDラインに発生するノイズまたは電源電圧の1
Vを越える急激なレベル変動による誤動作の発生を避け
るためにスタンバイ状態に移行できる。
のスタンバイ状態から動作状態への復帰動作について説
明する。
を参照すると、リセット回路607は、コンパレータ出
力605の立ち上がりエッジを検出してリセット回路6
07の内蔵するウォッチドッグタイマはリセットされ、
カウントを開始する。ウォッチドッグタイマはシステム
クロックの4周期に1度の頻度でコンパレータ出力60
5をサンプリングし、VDDラインのノイズが消滅する
か電源電圧の急激な変動がおさまってコンパレータ出力
605が“Low”レベルに落ちたことを検知すると第
1のリセット信号611に“High”レベルのパルス
を出力するが、第1のリセット信号611の出力期間は
リセット回路607の内蔵するウォッチドッグタイマを
利用して制御され、システムクロック1周期に相当する
期間である。
号611の立ち上がりを検出して内部の発振回路751
の発振動作を開始する。
7に内蔵するウォッチドッグタイマを利用して、第1の
リセット回路611からシステムクロックTCYKのほ
ぼ20周期分の期間を置いて第1のリセット信号611
と同様に第2のリセット信号610の“High”レベ
ルパルス信号をシステムクロックTCYKの1周期間出
力する。
セット信号610の立ち上がりエッジを検出するとNウ
ェル基板バイアス回路612とPウェル基板バイアス6
13に対して基板バイアス印加開始の指令を送る。Nウ
ェル基板バイアス回路612はPチャネル型MOSトラ
ンジスタ614に対する負の基板バイアスの印加を開始
し、Pウェル基板バイアス回路613はNチャネル型M
OSトランジスタ615に対する正の基板バイアスの印
加を開始する。基板バイアスは既にシステムクロックと
同じ速度の100MHzで発振動作を開始しているクロ
ック発生器608に対して波形の歪みや動作タイミング
のずれ等を生じないためにP型ウェルとN型ウェルの基
板バイアス印加は同時に行われ、かつシステムクロック
TCYKの半周期以内に安定する。
号610の立ち下りエッジを検出してクロック発生器6
08の内部の発振回路751の出力の最初の立ち上がり
から制御クロック出力609の出力を開始し、これによ
って本実施例を内蔵した半導体集積回路はスタンバイ状
態から復帰し、VDDラインに乗ったノイズや1Vを越
える急激な電源電位変動による誤動作を生ずることなく
通常の動作に復帰する。
てVDDラインに外乱あるいは内部動作に起因するノイ
ズが発生したり、電源電圧の1V以上の急激なレベル変
動があった場合に、CMOSを構成するP型MOSトラ
ンジスタとN型MOSトランジスタのしきい値を基板バ
イアスを制御することによって変化させ、動作時には所
望の低しきい値電圧で高速動作を行っていながら高しき
い値電圧のMOSトランジスタで構成される周知技術の
半導体集積回路装置と同程度または以上の耐VDDノイ
ズ耐性をもたせることができる。
持に特別に電源を必要としないため基板バイアス回路等
による電力消費が無く、従来提案されていた方式に比較
して約50%の消費電力の低減ができる。
積回路装置のGNDラインまたはVDDラインに発生し
たノイズもしくは電源電圧の急激な変動を検出し、半導
体集積回路装置自身のクロック停止を含むスタンバイ状
態に移行し半導体集積回路装置の状態維持を行うだけで
なく、基板バイアスを変化させることによってMOSト
ランジスタのしきい値電圧を変更し、低しきい値電圧か
つ微細化された高速動作を目視したMOSトランジスタ
に対してGNDノイズあるいはVDDノイズと電源電圧
の急激なレベル変動が原因となる誤動作の発生を防止し
回路の状態維持能力を向上する効果があるとともに、半
導体集積回路装置自身がノイズまたは電源電圧の急激な
変動のおさまり具合いを判断して自動的にスタンバイモ
ードから動作モードに戻るため、特別にスタンバイモー
ドから動作モードに戻すための特別な付加回路を不要に
するという効果がある。
ブロック図である。
回路装置の断面の略図である。
回路装置の動作を説明するタイミングチャートである。
(Vsub)としきい値電圧(Vt)との特性を示す図
である。
電位(Vg)とドレイン電流(Id)との特性を示す図
である。
ブロック図である。
置の断面の略図である。
置の動作を説明するタイミングチャートである。
コンパレータ104のブロック図である。
の基板バイアス回路106の詳細回路図である。
のリセット回路107の詳細回路図である。
のクロック発生器108の詳細回路図である。
のコンパレータ604のブロック図である。
の基板バイアス制御回路606の詳細回路図である。
のリセット回路607の詳細回路図である。
のクロック発生器608の詳細回路図である。
のNウェル基板バイアス回路612の詳細回路図であ
る。
のPウェル基板バイアス回路613の詳細回路図であ
る。
ト入力端子 112,113,610,611 リセット信号 121,621 スタテックラッチ 122,622 スタテックラッチの入力 123,623 スタテックラッチの出力 130,630 ウオッチドッグタイマの入力 131,631 ウオッチドッグタイマ 132,632 シフトレジスタ 133,633 比較回路 141,145,153,154,741,745,7
53,754 ラッチ回路 142 基板バイアス回路 143,743 分周器 144,744 Ring OSC 201 ゲート電極入力用可変電源 202 N+拡散層(ソース) 203 ゲート電極 204 ゲート酸化膜 205 N+拡散層(ドレイン) 206 電源 207,716 P型半導体基板 208 基板バイアス用可変電源 600 VDDライン(電源線) 606 基板バイアス制御回路 612 Nウェル基板バイアス回路 613 Pウェル基板バイアス回路 614 Pチャネル型MOSトランジスタ 615 Nチャネル型MOSトランジスタ 616 Pチャネル型MOSトランジスタゲート入力
端子 617 Nチャネル型MOSトランジスタゲート入力
端子 701 PチャネルMOSトランジスタゲート入力用
可変電源 702 電源 703 Nウェル基板バイアス用可変電源 704 N型ウェウ 705 P+拡散層(ソース) 706 Pチャネル型MOSゲート電極 707 Pチャネル型MOSゲート酸化膜 708 P+拡散層(ドレイン) 709 P型ウェル 710 N+拡散層(ソース) 711 Nチャネル型MOSゲート電極 712 Nチャネル型MOSゲート酸化膜 713 N+拡散層(ドレイン) 714 Pウェル基板バイアス用可変電源 715 NチャネルMOSトランジスタゲート入力用
可変電源
Claims (6)
- 【請求項1】 動作時にNチャネル型MOSトランジス
タを形成した基板の電位またはウェルの電位を前記Nチ
ャネル型MOSトランジスタのN+拡散層(ソース)電
位より正に基板バイアス印加し、Pチャネル型MOSト
ランジスタを形成した基板の電位またはウェルの電位を
前記Pチャネル型MOSトランジスタのP+拡散層(ソ
ース)より負に基板バイアス印加して前記Nチャネルお
よびPチャネルMOSトランジスタのそれぞれのしきい
値電圧を低くして前記Nチャネル型MOSトランジスタ
およびPチャネル型MOSトランジスタを低しきい値電
圧のMOSトランジスタとして回路動作を行う半導体集
積回路装置において、前記半導体集積回路装置の動作ま
たは外乱によりGND線もしくは電源線に生じるノイズ
のレベルまたは電源電圧変動値を前記半導体集積回路装
置の保持する規定値と比較し前記ノイズのレベルもしく
は電源電圧変動値がノイズ減衰回路で減衰出来ずかつ前
記規定値より大きい場合は誤動作発生要因とする比較手
段と、前記比較手段の出力を受けて前記Nチャネル型M
OSトランジスタを形成した基板の電位またはウェルの
電位を前記N+拡散層(ソース)電位と同電位に基板バ
イアス印加し前記Pチャネル型MOSトランジスタを形
成した基板の電位またはウェル電位を前記P+拡散層
(ソース)電位と同電位に基板バイアス印加する基板バ
イアス手段と、前記半導体集積回路装置をスタンバイ状
態に移行するスタンバイ状態移行手段と、前記ノイズお
よび電源電圧変動がおさまったことを前記比較手段で検
知し再び基板バイアス印加を再開して前記半導体集積回
路装置の前記スタンバイ状態を解いて動作を続行する基
板バイアス印加再開手段とを有することを特徴とする半
導体集積回路装置。 - 【請求項2】 前記Nチャネル型MOSトランジスタが
P型ウェル上に形成され前記Pチャネル型MOSトラン
ジスタがN型ウェル上に形成されるCMOS回路構成を
有することを特徴とする請求項1記載の半導体集積回路
装置。 - 【請求項3】 前記比較手段は、カットオフ周波数がシ
ステムクロック周波数と同程度のロウパスフィルタと、
前記ノイズレベルまたは前記電源電圧変動値を所定の基
準値と比較するレベル識別回路とから成るノイズレベル
識別回路と、このノイズレベル識別回路の出力を受け第
1のインバータと、この第1のインバータよりも駆動能
力が弱く前記第1のインバータの出力を入力に受け出力
を前記第1のインバータの入力へフィードバックするス
タティクラッチと、このスタティクラッチの前記システ
ムクロックの2クロック前の出力値と前記スタティクラ
ッチの出力値とを比較し前記基板バイアス手段および前
記移行手段および基板バイアス印加手段に出力するコン
パレータとから構成されることを特徴とする請求項1ま
たは2記載の半導体集積回路装置。 - 【請求項4】 前記コンパレータは、前記スタティクラ
ッチの出力を保持するシフトレジスタと、このシフトレ
ジスタを駆動するウオッチドッグタイマと、前記シフト
レジスタに保持された前記システムクロックの2クロッ
ク前の前記スタティクラッチの出力と前記スタティクラ
ッチの出力とを前記ウオッチドッグタイマの出力をトリ
ガ信号にして比較する比較回路とを有することを特徴と
する請求項1,2または3記載の半導体集積回路装置。 - 【請求項5】 前記スタンバイ状態移行手段は、前記比
較手段の出力を受け前記システムクロックを最初の立下
りで停止するよう制御するクロック発生器を有すること
を特徴とする請求項1,2,3または4記載の半導体集
積回路装置。 - 【請求項6】 前記基板バイアス印加再開手段は、前記
比較手段の出力を受け前記基板バイアス手段およびスタ
ンバイ状態移行手段へ前記半導体集積回路装置のスタン
バイ状態から前記動作状態にするようリセット信号を出
力するリセット回路を有することを特徴とする請求項
1,2,3,4または5記載の半導体集積回路装置。
Priority Applications (4)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP6061688A JP2822881B2 (ja) | 1994-03-30 | 1994-03-30 | 半導体集積回路装置 |
EP95104747A EP0675599B1 (en) | 1994-03-30 | 1995-03-30 | Semiconductor integrated circuit |
DE69530812T DE69530812T2 (de) | 1994-03-30 | 1995-03-30 | Integrierte Halbleiterschaltung |
US08/618,730 US5612643A (en) | 1994-03-30 | 1996-03-20 | Semiconductor integrated circuit which prevents malfunctions caused by noise |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP6061688A JP2822881B2 (ja) | 1994-03-30 | 1994-03-30 | 半導体集積回路装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH07273290A JPH07273290A (ja) | 1995-10-20 |
JP2822881B2 true JP2822881B2 (ja) | 1998-11-11 |
Family
ID=13178458
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP6061688A Expired - Fee Related JP2822881B2 (ja) | 1994-03-30 | 1994-03-30 | 半導体集積回路装置 |
Country Status (4)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US5612643A (ja) |
EP (1) | EP0675599B1 (ja) |
JP (1) | JP2822881B2 (ja) |
DE (1) | DE69530812T2 (ja) |
Families Citing this family (24)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH09293789A (ja) * | 1996-04-24 | 1997-11-11 | Mitsubishi Electric Corp | 半導体集積回路 |
TW382670B (en) * | 1996-11-21 | 2000-02-21 | Hitachi Ltd | Low power processor |
TW400650B (en) * | 1996-11-26 | 2000-08-01 | Hitachi Ltd | Semiconductor integrated circuit device |
US5939934A (en) * | 1996-12-03 | 1999-08-17 | Stmicroelectronics, Inc. | Integrated circuit passively biasing transistor effective threshold voltage and related methods |
JP3732914B2 (ja) * | 1997-02-28 | 2006-01-11 | 株式会社ルネサステクノロジ | 半導体装置 |
US5929695A (en) * | 1997-06-02 | 1999-07-27 | Stmicroelectronics, Inc. | Integrated circuit having selective bias of transistors for low voltage and low standby current and related methods |
AU7970898A (en) * | 1997-06-20 | 1999-01-04 | Intel Corporation | Forward body bias transistor circuits |
US6593799B2 (en) | 1997-06-20 | 2003-07-15 | Intel Corporation | Circuit including forward body bias from supply voltage and ground nodes |
JP4109340B2 (ja) * | 1997-12-26 | 2008-07-02 | 株式会社ルネサステクノロジ | 半導体集積回路装置 |
US6191615B1 (en) * | 1998-03-30 | 2001-02-20 | Nec Corporation | Logic circuit having reduced power consumption |
JP2002520979A (ja) * | 1998-07-14 | 2002-07-09 | コーニンクレッカ フィリップス エレクトロニクス エヌ ヴィ | 基板バイアスを使用したcmos遅延回路 |
US6147508A (en) * | 1998-08-20 | 2000-11-14 | International Business Machines Corp. | Power consumption control mechanism and method therefor |
GB2344195A (en) * | 1998-11-24 | 2000-05-31 | Mars Inc | A noise protection device for a coin validator microprocessor |
US6239649B1 (en) * | 1999-04-20 | 2001-05-29 | International Business Machines Corporation | Switched body SOI (silicon on insulator) circuits and fabrication method therefor |
JP2001125690A (ja) * | 1999-10-26 | 2001-05-11 | Mitsubishi Electric Corp | マイクロコンピュータの誤動作防止装置及びマイクロコンピュータの誤動作防止方法 |
US6548874B1 (en) * | 1999-10-27 | 2003-04-15 | Texas Instruments Incorporated | Higher voltage transistors for sub micron CMOS processes |
US6936898B2 (en) * | 2002-12-31 | 2005-08-30 | Transmeta Corporation | Diagonal deep well region for routing body-bias voltage for MOSFETS in surface well regions |
JP4321678B2 (ja) * | 2003-08-20 | 2009-08-26 | パナソニック株式会社 | 半導体集積回路 |
JP2005109179A (ja) * | 2003-09-30 | 2005-04-21 | National Institute Of Advanced Industrial & Technology | 高速低消費電力論理装置 |
DE102004029520B4 (de) * | 2004-06-18 | 2008-12-24 | Infineon Technologies Ag | Transistor-Anordnung mit Rauscherfassung |
EP1662660A3 (en) * | 2004-11-29 | 2007-12-12 | STMicroelectronics Pvt. Ltd | Method and apparatus for providing compensation against temperature, process and supply voltage variation |
JP2008199673A (ja) * | 2008-05-07 | 2008-08-28 | Renesas Technology Corp | 半導体集積回路装置 |
DE102012012115A1 (de) * | 2012-06-20 | 2013-12-24 | Robert Bosch Gmbh | Verfahren zur Erkennung von elektromagnetischen Strörinpulsen und Elektronikbauteil zur Durchführung des Verfahrens |
US11271566B2 (en) * | 2018-12-14 | 2022-03-08 | Integrated Device Technology, Inc. | Digital logic compatible inputs in compound semiconductor circuits |
Family Cites Families (17)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE3743930A1 (de) * | 1987-12-23 | 1989-07-06 | Siemens Ag | Integrierte schaltung mit "latch-up"-schutzschaltung in komplementaerer mos-schaltungstechnik |
US4142114A (en) * | 1977-07-18 | 1979-02-27 | Mostek Corporation | Integrated circuit with threshold regulation |
JPS5472691A (en) * | 1977-11-21 | 1979-06-11 | Toshiba Corp | Semiconductor device |
US4223238A (en) * | 1978-08-17 | 1980-09-16 | Motorola, Inc. | Integrated circuit substrate charge pump |
US4439692A (en) * | 1981-12-07 | 1984-03-27 | Signetics Corporation | Feedback-controlled substrate bias generator |
JPS58187015A (ja) * | 1982-04-26 | 1983-11-01 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | スイツチト・キヤパシタ回路 |
US4571505A (en) * | 1983-11-16 | 1986-02-18 | Inmos Corporation | Method and apparatus of reducing latch-up susceptibility in CMOS integrated circuits |
JPS60229363A (ja) * | 1984-04-27 | 1985-11-14 | Toshiba Corp | Mosトランジスタ閾値の自動補正装置 |
JPS63236407A (ja) * | 1987-03-25 | 1988-10-03 | Toshiba Corp | 半導体回路 |
US4825275A (en) * | 1987-05-28 | 1989-04-25 | Texas Instruments Incorporated | Integrated bipolar-CMOS circuit isolation for providing different backgate and substrate bias |
JPH01206438A (ja) * | 1988-02-15 | 1989-08-18 | Hitachi Ltd | プログラム制御装置 |
JPH07105160B2 (ja) * | 1989-05-20 | 1995-11-13 | 東芝マイクロエレクトロニクス株式会社 | 半導体記憶装置 |
US5164613A (en) * | 1990-09-28 | 1992-11-17 | Dallas Semiconductor Corporation | Reset monitor |
JP3128262B2 (ja) * | 1991-05-28 | 2001-01-29 | 株式会社東芝 | 半導体集積回路装置 |
JPH04367945A (ja) * | 1991-06-17 | 1992-12-21 | Nec Corp | マイクロプロセッサ |
JPH0621443A (ja) * | 1992-04-17 | 1994-01-28 | Nec Corp | 半導体集積回路 |
US5461338A (en) * | 1992-04-17 | 1995-10-24 | Nec Corporation | Semiconductor integrated circuit incorporated with substrate bias control circuit |
-
1994
- 1994-03-30 JP JP6061688A patent/JP2822881B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1995
- 1995-03-30 EP EP95104747A patent/EP0675599B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1995-03-30 DE DE69530812T patent/DE69530812T2/de not_active Expired - Fee Related
-
1996
- 1996-03-20 US US08/618,730 patent/US5612643A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
EP0675599B1 (en) | 2003-05-21 |
EP0675599A2 (en) | 1995-10-04 |
EP0675599A3 (en) | 1997-04-23 |
US5612643A (en) | 1997-03-18 |
JPH07273290A (ja) | 1995-10-20 |
DE69530812D1 (de) | 2003-06-26 |
DE69530812T2 (de) | 2004-04-01 |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 19980804 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080904 Year of fee payment: 10 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080904 Year of fee payment: 10 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090904 Year of fee payment: 11 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090904 Year of fee payment: 11 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100904 Year of fee payment: 12 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100904 Year of fee payment: 12 |
|
S533 | Written request for registration of change of name |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313533 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100904 Year of fee payment: 12 |
|
R350 | Written notification of registration of transfer |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110904 Year of fee payment: 13 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20110904 Year of fee payment: 13 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20120904 Year of fee payment: 14 |
|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |