JP2821198B2 - 周波数処理回路 - Google Patents
周波数処理回路Info
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- 230000001629 suppression Effects 0.000 claims description 20
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 15
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 11
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 9
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04N—PICTORIAL COMMUNICATION, e.g. TELEVISION
- H04N9/00—Details of colour television systems
- H04N9/79—Processing of colour television signals in connection with recording
- H04N9/80—Transformation of the television signal for recording, e.g. modulation, frequency changing; Inverse transformation for playback
- H04N9/86—Transformation of the television signal for recording, e.g. modulation, frequency changing; Inverse transformation for playback the individual colour picture signal components being recorded sequentially and simultaneously, e.g. corresponding to SECAM-system
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- Engineering & Computer Science (AREA)
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- Signal Processing (AREA)
- Color Television Systems (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
- Tone Control, Compression And Expansion, Limiting Amplitude (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Television Signal Processing For Recording (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は高精細テレビジョン信号をFM記録するビデオ
・テープ・レコーダ（VTR）の、周波数処理回路に関す
るものである。
・テープ・レコーダ（VTR）の、周波数処理回路に関す
るものである。
〔従来の技術〕 高精細TV信号のVTRにおいても、一般のTV信号（NTSC
等）のVTRと同じく、低搬送波FM記録がよく用いられる
が、高精細TV信号の場合には、その取り扱う帯域が広い
ため、非常に広帯域なFM変調器が必要となる。
等）のVTRと同じく、低搬送波FM記録がよく用いられる
が、高精細TV信号の場合には、その取り扱う帯域が広い
ため、非常に広帯域なFM変調器が必要となる。
まずこのような低搬送波FM記録を用いた高精細TV−VT
Rの一例を説明し、次にその構成に基づいて、本発明の
内容を具体的に述べる。第５図にVTR全体のブロツク図
を示す。
Rの一例を説明し、次にその構成に基づいて、本発明の
内容を具体的に述べる。第５図にVTR全体のブロツク図
を示す。
同図において入力端子501,502,503に供給される輝度
信号Ｙ及び色差信号PB、PRは、A/D変換器504,505,506に
てデジタル化され、輝度信号Ｙについてはそのままクレ
ームメモリ507に記憶され、色差信号PB、PRについては
エンコーダ508にて線順次化して上記フレームメモリ507
に記憶される。
信号Ｙ及び色差信号PB、PRは、A/D変換器504,505,506に
てデジタル化され、輝度信号Ｙについてはそのままクレ
ームメモリ507に記憶され、色差信号PB、PRについては
エンコーダ508にて線順次化して上記フレームメモリ507
に記憶される。
次に、このフレームメモリ507に記憶された輝度信号
Ｙ及び線順次色差信号PB、PRは２系統の２分割多重信号
（TCI信号）として読み出され、D/A変換器509,510にて
アナログ化される。
Ｙ及び線順次色差信号PB、PRは２系統の２分割多重信号
（TCI信号）として読み出され、D/A変換器509,510にて
アナログ化される。
さらに、このアナログ出力は、エンフアシス回路511,
512にて所定のエンフアシスがかけられた後、周波数処
理回路513,514にてFM変調、低域変換されて、回転ドラ
ム515に所定の角度範囲に亘って巻き付けられた磁気テ
ープ（記録媒体）に記録される。
512にて所定のエンフアシスがかけられた後、周波数処
理回路513,514にてFM変調、低域変換されて、回転ドラ
ム515に所定の角度範囲に亘って巻き付けられた磁気テ
ープ（記録媒体）に記録される。
一方、再生時においては、上記磁気テープからの再生
出力（輝度信号Ｙ及び線順次色差信号PB、PR）を等価器
516,517にて各々等化した後、周波数処理回路518,519に
てFM復調、高域変換する。その後、復元された各信号
に、デイエンフアシス回路520,521にてデイエンフアシ
スをかけ、エンフアシス前の元の信号に戻す。
出力（輝度信号Ｙ及び線順次色差信号PB、PR）を等価器
516,517にて各々等化した後、周波数処理回路518,519に
てFM復調、高域変換する。その後、復元された各信号
に、デイエンフアシス回路520,521にてデイエンフアシ
スをかけ、エンフアシス前の元の信号に戻す。
そして、この信号はA/D変換器522,523にてデジタル化
されてフレームメモリ524に一旦記憶され、このフレー
ムメモリ524から読み出された輝度信号ＹについてはD/A
変換器525にてアナログ化されて出力端子526から出力さ
れ、上記フレームメモリ524から読み出された線順次色
差信号PB、PRについては同時化回路527にて同時化され
た後、D/A変換器528,529にてアナログ化されて出力端子
530,531から各々出力される。
されてフレームメモリ524に一旦記憶され、このフレー
ムメモリ524から読み出された輝度信号ＹについてはD/A
変換器525にてアナログ化されて出力端子526から出力さ
れ、上記フレームメモリ524から読み出された線順次色
差信号PB、PRについては同時化回路527にて同時化され
た後、D/A変換器528,529にてアナログ化されて出力端子
530,531から各々出力される。
また、上述のようなVTRにおけるFM変調の搬送波周波
数とエンフアシス量を表１に示す。なお、エンフアシス
後の最大ヂビエーシヨンは、例えば、約20MHZPPであ
る。
数とエンフアシス量を表１に示す。なお、エンフアシス
後の最大ヂビエーシヨンは、例えば、約20MHZPPであ
る。
また、変調信号であるTCI信号の帯域は12MHzであり、
例えば搬送波を19MHz（グレーレベル）、変調信号を12M
Hz正弦波とした場合の第１側帯波は7MHzと31MHzにな
る。
例えば搬送波を19MHz（グレーレベル）、変調信号を12M
Hz正弦波とした場合の第１側帯波は7MHzと31MHzにな
る。
このように高精細TV−VTRの周波数処理回路513,514に
は、非常に広帯域なものが必要となる。
は、非常に広帯域なものが必要となる。
さて、従来の周波数処理回路513,514のブロツク図を
第６図に示す。601は入力端子、602はVHF帯域のFM変調
器、603はバンドパスフイルタ、604はミクサ、605は局
部発振器、606はローパスフイルタ、607は出力端子であ
る。
第６図に示す。601は入力端子、602はVHF帯域のFM変調
器、603はバンドパスフイルタ、604はミクサ、605は局
部発振器、606はローパスフイルタ、607は出力端子であ
る。
601の入力端子から入力された変調信号（輝度信号及
び線順次色差信号）は、FM変調器602で変調されて、VHF
帯域のFM信号とされ、バンドパスフイルタ603により不
必要な帯域をカツトされる。その後、ミクサ604を用い
て、局部発振器605と周波数とヘテロダインすることに
より、低域変換しローパスフイルタ606を通って、目的
のFM信号となる。
び線順次色差信号）は、FM変調器602で変調されて、VHF
帯域のFM信号とされ、バンドパスフイルタ603により不
必要な帯域をカツトされる。その後、ミクサ604を用い
て、局部発振器605と周波数とヘテロダインすることに
より、低域変換しローパスフイルタ606を通って、目的
のFM信号となる。
第７図にこのブロツク図の各部における、周波数スペ
クトラムを示す。今、変調信号は12MHzの正弦波であ
り、VHF帯域の変調器の搬送周波数を77MHzとする。
クトラムを示す。今、変調信号は12MHzの正弦波であ
り、VHF帯域の変調器の搬送周波数を77MHzとする。
第７図（ａ）は変調器602の出力側でのスペクトラム
であり、77MHzの搬送波（キヤリア）を中心に、第１側
帯波は、65MHz/89MHz、第２側帯波は53MHz/101MHzに現
われる。
であり、77MHzの搬送波（キヤリア）を中心に、第１側
帯波は、65MHz/89MHz、第２側帯波は53MHz/101MHzに現
われる。
第７図（ｂ）にバンドパスフイルタ603の出力側での
スペクトラムを示す。このバンドパスフイルタ603の通
過域は、77MHz±15MHz程度であり、このフイルタ603は
低域変換の際に零周波数で折り返す、不要なスペクトラ
ムをカツトするものである。
スペクトラムを示す。このバンドパスフイルタ603の通
過域は、77MHz±15MHz程度であり、このフイルタ603は
低域変換の際に零周波数で折り返す、不要なスペクトラ
ムをカツトするものである。
第７図（ｃ）にミクサ604の出力側でのスペクトラム
を示す。局部発振器604の周波数は58MHzであり、77MHz
キヤリアのFM信号は、19MHzキヤリアにヘテロダインさ
れる。
を示す。局部発振器604の周波数は58MHzであり、77MHz
キヤリアのFM信号は、19MHzキヤリアにヘテロダインさ
れる。
第７図（ｄ）にローパスフイルタ606の出力側での最
終的なスペクトラムを示す。ローパスフイルタ606は、
カツトオフ周波数35〜40MHz程度のものであり、低域変
換前の元のFM信号及び局部発振器のスペクトラムをカツ
トする。
終的なスペクトラムを示す。ローパスフイルタ606は、
カツトオフ周波数35〜40MHz程度のものであり、低域変
換前の元のFM信号及び局部発振器のスペクトラムをカツ
トする。
ここで、このような高精細TV−VTRの場合において
は、その帯域が非常に広いため変調後のスペクトラムに
おいて、零周波数での折り返しが容易に帯域内に戻って
くることである。これが、復調後のモアレとなり画質が
劣化する。
は、その帯域が非常に広いため変調後のスペクトラムに
おいて、零周波数での折り返しが容易に帯域内に戻って
くることである。これが、復調後のモアレとなり画質が
劣化する。
従って、高域において不要な帯域をカツトするバンド
パスフイルタ603は、復調後のモアレを防止するうえで
非常に重要な要素となり、このフイルタ603のカツトオ
フ特性が急峻であることが要求される。
パスフイルタ603は、復調後のモアレを防止するうえで
非常に重要な要素となり、このフイルタ603のカツトオ
フ特性が急峻であることが要求される。
上述のような構成の周波数処理回路によれば、その抑
圧手段によって、低域変換後の零周波数からの折り返し
の原因となる下側帯波を抑圧する。
圧手段によって、低域変換後の零周波数からの折り返し
の原因となる下側帯波を抑圧する。
さらに、強調手段によって、低域変換後のスペクトラ
ムを上記抑圧手段による抑圧前の状態に戻す。
ムを上記抑圧手段による抑圧前の状態に戻す。
これにより、本発明によれば、従来のバンドパスフイ
ルタを用いたと同様に、モアレの原因となる下側帯波の
みを抑圧する周波数処理を実現する。
ルタを用いたと同様に、モアレの原因となる下側帯波の
みを抑圧する周波数処理を実現する。
しかしながら、実用上は、VHF帯域で、かつカツトオ
フの急峻な特性を有するバンドフイルタは構成が複雑で
あり、また浮遊素子の影響も大きく製作が難しい。
フの急峻な特性を有するバンドフイルタは構成が複雑で
あり、また浮遊素子の影響も大きく製作が難しい。
従って、信号処理回路の性能をよくするために高精度
なフイルタを作ろうとすると、このフイルタ自体が大き
く、かつコストが高くなるという欠点があった。また、
高周波になるとバンドパスフイルタ製作がより難しくな
ることから、VHF変調器の搬送波を充分高くとることが
できず、変調器のリニアリテイも充分確保することが難
しかった。
なフイルタを作ろうとすると、このフイルタ自体が大き
く、かつコストが高くなるという欠点があった。また、
高周波になるとバンドパスフイルタ製作がより難しくな
ることから、VHF変調器の搬送波を充分高くとることが
できず、変調器のリニアリテイも充分確保することが難
しかった。
本発明はこのような実情に鑑みてなされたものであ
り、より簡単な構成で、かつ性能が良好な信号処理回路
を提供することを目的とする。
り、より簡単な構成で、かつ性能が良好な信号処理回路
を提供することを目的とする。
本発明は、上記目的を達成するために、FMされた入力
FM信号の下側帯波を抑圧する抑圧手段と、この抑圧手段
の出力を周波数変換する周波数変換手段と、この周波数
変換手段の出力における下側帯波を強調する強調手段と
を備え、上記強調手段によって、上記抑圧手段による抑
圧分を強調することを特徴とする周波数処理回路を提供
するものである。
FM信号の下側帯波を抑圧する抑圧手段と、この抑圧手段
の出力を周波数変換する周波数変換手段と、この周波数
変換手段の出力における下側帯波を強調する強調手段と
を備え、上記強調手段によって、上記抑圧手段による抑
圧分を強調することを特徴とする周波数処理回路を提供
するものである。
第１図は本発明の実施例である周波数処理回路のブロ
ツク図である。本実施例は、本発明を第５図に示した周
波数処理回路に適用したものであり、第１図中、101は
入力端子、102はVHF帯域のFM変調器、103は下側帯波を
なだらかに抑圧する下側帯域抑圧フイルタ、104はミク
サ、105は局部発振器、106は下側帯波をなだらかに強調
する下側帯波強調フイルタ、107はローパスフイルタ、1
08は出力端子である。
ツク図である。本実施例は、本発明を第５図に示した周
波数処理回路に適用したものであり、第１図中、101は
入力端子、102はVHF帯域のFM変調器、103は下側帯波を
なだらかに抑圧する下側帯域抑圧フイルタ、104はミク
サ、105は局部発振器、106は下側帯波をなだらかに強調
する下側帯波強調フイルタ、107はローパスフイルタ、1
08は出力端子である。
第１図において、入力端子101から入力された変調信
号は、変調器102で変調されてVNF帯域のFM信号となる。
ここでのスペクトラムを第２図（ａ）に示す。
号は、変調器102で変調されてVNF帯域のFM信号となる。
ここでのスペクトラムを第２図（ａ）に示す。
変調信号は、０レベルから255レベルまでの振幅をも
つ12MHzの正弦波であり、FMの搬送波は193MHzである。
本実施例では従来のような急峻なバンドパスフイルタを
使用しないため、VHF変調器の搬送波を上述のように193
MHzと高く設定することができ、必要な帯域でリニアリ
テイのよい変調器が比較的容易に得られる。
つ12MHzの正弦波であり、FMの搬送波は193MHzである。
本実施例では従来のような急峻なバンドパスフイルタを
使用しないため、VHF変調器の搬送波を上述のように193
MHzと高く設定することができ、必要な帯域でリニアリ
テイのよい変調器が比較的容易に得られる。
変調器102によって変調されたFM信号は、次に下側帯
波抑圧フイルタ103によって下側帯波が抑圧される。こ
のフイルタの特性を第３図に示す。このフイルタ103
は、200MHz付近の右上りの傾斜を利用し、103MHz±10MH
zで、下側帯波を直線的に抑圧する特性であり、例え
ば、169MHzの第２下側帯波は、キヤリアに比べて約12dB
抑圧される。これにより低域変換後の零周波数からの折
り返しを減衰させることができる。下側帯波抑圧フイル
タ103の出力のスペクトラムを第２図（ｂ）に示す。
波抑圧フイルタ103によって下側帯波が抑圧される。こ
のフイルタの特性を第３図に示す。このフイルタ103
は、200MHz付近の右上りの傾斜を利用し、103MHz±10MH
zで、下側帯波を直線的に抑圧する特性であり、例え
ば、169MHzの第２下側帯波は、キヤリアに比べて約12dB
抑圧される。これにより低域変換後の零周波数からの折
り返しを減衰させることができる。下側帯波抑圧フイル
タ103の出力のスペクトラムを第２図（ｂ）に示す。
なお、この下側帯波抑圧フイルタ103は、例えば、イ
ンダクタンス１ケの、非常に簡単な回路網で構成でき
る。
ンダクタンス１ケの、非常に簡単な回路網で構成でき
る。
次に、ミクサ104を用いてヘテロダインする。局部発
振器105の周波数は174MHzであり、この低域変換によっ
て、第２図（ｃ）に示すように193MHzキヤリアのFM信号
を19MHzキヤリアに変換する。なお、第２図（ｃ）は、
ミクサ104の出力側のスペクトラムを示すものである。
振器105の周波数は174MHzであり、この低域変換によっ
て、第２図（ｃ）に示すように193MHzキヤリアのFM信号
を19MHzキヤリアに変換する。なお、第２図（ｃ）は、
ミクサ104の出力側のスペクトラムを示すものである。
次に、第２図（ｄ）に示すように、下側帯波強調フイ
ルタ106を用いて低域変換後のFM信号の周波数特性をフ
ラツトに戻し（下側帯域抑圧フイルタ103による抑圧前
の状態に戻し）、最後にローパスフイルタ107により不
要な高域をカツトする。
ルタ106を用いて低域変換後のFM信号の周波数特性をフ
ラツトに戻し（下側帯域抑圧フイルタ103による抑圧前
の状態に戻し）、最後にローパスフイルタ107により不
要な高域をカツトする。
なお、第２図（ｄ）はローパスフイルタ107の出力側
のスペクトラムを示す。この図から明らかなように、１
次の上下側帯波はレベルが揃っており、かつモアレの原
因となる２次以上の下側帯波は抑圧されて、零周波数の
折り返しによるモアレを減少させることができる。
のスペクトラムを示す。この図から明らかなように、１
次の上下側帯波はレベルが揃っており、かつモアレの原
因となる２次以上の下側帯波は抑圧されて、零周波数の
折り返しによるモアレを減少させることができる。
また、下側帯波強調フイルタ106とローパスフイルタ1
07は１つの回路網で実現することができるが、その回路
網の特性を第４図に示す。
07は１つの回路網で実現することができるが、その回路
網の特性を第４図に示す。
ローパスフイルタ107のカツトオフ周波数は約40MHzで
あり、第４図の40MHz付近の肩がそれに相当する。
あり、第４図の40MHz付近の肩がそれに相当する。
また、それ以下の周波数では、19MHzを中心とした特
性が、下側帯波抑圧フイルタの193MHzを中心とした特性
の逆特性となっており、最終的なFM信号の周波数特性を
フラツトにする。
性が、下側帯波抑圧フイルタの193MHzを中心とした特性
の逆特性となっており、最終的なFM信号の周波数特性を
フラツトにする。
このように、本実施例においては、下側帯域をなだら
かに抑圧する下側帯波抑圧フイルタ103と、その逆特性
をもつ下側帯波強調フイルタ106を組み合わせることに
より、零周波数の折り返しによるモアレの原因となる下
側帯波を抑圧することができる。さらに、構成が複雑な
VHF帯域のバンドパスフイルタを用いることなく、この
種周波数処理回路を構成することができるとともに、構
成素子数を少なくすることができるため、コストダウン
及び信頼性の向上を図ることができる。
かに抑圧する下側帯波抑圧フイルタ103と、その逆特性
をもつ下側帯波強調フイルタ106を組み合わせることに
より、零周波数の折り返しによるモアレの原因となる下
側帯波を抑圧することができる。さらに、構成が複雑な
VHF帯域のバンドパスフイルタを用いることなく、この
種周波数処理回路を構成することができるとともに、構
成素子数を少なくすることができるため、コストダウン
及び信頼性の向上を図ることができる。
なお、上述の実施例は、本発明を第５図に示したVTR
における記録側の周波数処理回路に適用したが、本発明
を同図における再生側の周波数処理回路に適用してもよ
い。
における記録側の周波数処理回路に適用したが、本発明
を同図における再生側の周波数処理回路に適用してもよ
い。
上述の説明から明らかなように、本発明によれば下側
帯波抑圧フイルタ及び下側帯波強調フイルタを用いて、
高精度なバンドパスフイルタを用いた場合と同様に、モ
アレの原因となる下側帯波を抑圧することができる。
帯波抑圧フイルタ及び下側帯波強調フイルタを用いて、
高精度なバンドパスフイルタを用いた場合と同様に、モ
アレの原因となる下側帯波を抑圧することができる。
また、本発明によれば、素子数が多く構成が複雑とな
るバンドパスフイルタを用いる必要がなくなるため、本
発明に係る周波数処理回路のコストダウンを図ることが
できるとともに、小型化、信頼性の向上を図ることがで
き、さらに調整も容易となる。
るバンドパスフイルタを用いる必要がなくなるため、本
発明に係る周波数処理回路のコストダウンを図ることが
できるとともに、小型化、信頼性の向上を図ることがで
き、さらに調整も容易となる。
第１図は本発明の実施例のブロツク図、 第２図は第１図のブロツク図の各部のスペクトルラム、 第３図は下側帯波抑圧フイルタの特性、 第４図は下側帯波強調、ローパスフイルタの特性、 第５図は高精細TV−VTRのブロツク図、 第６図は従来のFM変調器のブロツク図、 第７図は第６図のブロツク図の各部のスペクトラムであ
る。 101……入力端子 102……VHF帯域のFM変調器 103……下側帯波抑圧フイルタ 104……ミクサ 105……局部発振器 106……下側帯波強調フイルタ 107……ローパスフイルタ 108……出力端子
る。 101……入力端子 102……VHF帯域のFM変調器 103……下側帯波抑圧フイルタ 104……ミクサ 105……局部発振器 106……下側帯波強調フイルタ 107……ローパスフイルタ 108……出力端子
Claims (1)
- 【請求項１】FMされた入力FM信号の下側帯波を抑圧する
抑圧手段と、 この抑圧手段の出力を周波数変換する周波数変換手段
と、 この周波数変換手段の出力における下側帯波を強調する
強調手段とを備え、 上記強調手段によって、上記抑圧手段による抑圧分を強
調することを特徴とする周波数処理回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1258351A JP2821198B2 (ja) | 1989-10-02 | 1989-10-02 | 周波数処理回路 |
| US08/206,271 US5729828A (en) | 1989-10-02 | 1994-03-07 | Frequency processing circuit with lower sideband suppression and emphasis |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1258351A JP2821198B2 (ja) | 1989-10-02 | 1989-10-02 | 周波数処理回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03119820A JPH03119820A (ja) | 1991-05-22 |
| JP2821198B2 true JP2821198B2 (ja) | 1998-11-05 |
Family
ID=17319031
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1258351A Expired - Fee Related JP2821198B2 (ja) | 1989-10-02 | 1989-10-02 | 周波数処理回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5729828A (ja) |
| JP (1) | JP2821198B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005108193A (ja) * | 2003-09-09 | 2005-04-21 | Canon Inc | 動画システム、動画抽出装置及び動画抽出方法 |
Family Cites Families (18)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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