JP2814275B2 - 電力変換装置 - Google Patents
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- Y02E60/10—Energy storage using batteries
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- Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
- Y02T—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO TRANSPORTATION
- Y02T10/00—Road transport of goods or passengers
- Y02T10/80—Technologies aiming to reduce greenhouse gasses emissions common to all road transportation technologies
- Y02T10/92—Energy efficient charging or discharging systems for batteries, ultracapacitors, supercapacitors or double-layer capacitors specially adapted for vehicles
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- Control Of Charge By Means Of Generators (AREA)
- Charge And Discharge Circuits For Batteries Or The Like (AREA)
- Rectifiers (AREA)
- Secondary Cells (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、可変周波数・可変電圧の交流電源を直流に
変換する技術に係り、特に、直流回路にバッテリを有
し、磁気浮上式鉄道等の非接触集電装置や自動車、風力
発電等の交流発電機の交流電圧を直流電圧に変換するに
好適な電力変換装置に関する。
変換する技術に係り、特に、直流回路にバッテリを有
し、磁気浮上式鉄道等の非接触集電装置や自動車、風力
発電等の交流発電機の交流電圧を直流電圧に変換するに
好適な電力変換装置に関する。
可変周波数・可変電圧の交流電源から電力変換器を用
いて直流電圧を得ようとする電源システムは、自動車等
のバッテリ充電装置をはじめとして様々な用途へ適用さ
れ、磁気浮上式鉄道の車上電源システムとしても適用が
期待されている。
いて直流電圧を得ようとする電源システムは、自動車等
のバッテリ充電装置をはじめとして様々な用途へ適用さ
れ、磁気浮上式鉄道の車上電源システムとしても適用が
期待されている。
例えば、磁気浮上式鉄道の非接触集電装置の場合、電
気学会論文誌Ｂ分冊101巻１号（昭和56年）第33頁から
第40頁に記載の装置、第20回の鉄道におけるサイバネテ
イクス利用国内シンポジウム論文集（1983年）第549頁
から第543頁に記載の装置、特開昭61−121773号公報に
示された装置などが知られている。
気学会論文誌Ｂ分冊101巻１号（昭和56年）第33頁から
第40頁に記載の装置、第20回の鉄道におけるサイバネテ
イクス利用国内シンポジウム論文集（1983年）第549頁
から第543頁に記載の装置、特開昭61−121773号公報に
示された装置などが知られている。
電気学会録文誌Ｂ分冊101巻１号（昭和56年）第33頁
から第40頁に記載の装置は、集電コイルに発生する交流
電圧をダイオード全波整流回路によって整流し、負荷に
電力を供給するもので、直流出力電圧の制御機能はな
い。
から第40頁に記載の装置は、集電コイルに発生する交流
電圧をダイオード全波整流回路によって整流し、負荷に
電力を供給するもので、直流出力電圧の制御機能はな
い。
第20回鉄道におけるサイバネティクス利用国内シンポ
ジウム論文集（1983年）第549頁から第543頁に記載の装
置は、上記の装置にチョッパ回路（昇圧装置）を付加
し、直流出力電圧の制御機能を持たせたものである。
ジウム論文集（1983年）第549頁から第543頁に記載の装
置は、上記の装置にチョッパ回路（昇圧装置）を付加
し、直流出力電圧の制御機能を持たせたものである。
特開昭61−121773号公報に示された装置は、電力変換
器を自己消弧可能なスイッチング素子を用いて構成し、
交流電源側のリアクタンスによる出力低下を抑え、より
多くの電力を供給しようとするものである。
器を自己消弧可能なスイッチング素子を用いて構成し、
交流電源側のリアクタンスによる出力低下を抑え、より
多くの電力を供給しようとするものである。
一方、自動車のように交流発電機から直流電圧を得よ
うとする場合、カーエレクトロニクスサブシステム（中
日社）第146頁第３図に示されているように、ダイオー
ド整流回路を用いたシステムが従来から用いられ、直流
出力電圧の調整用として交流発電機に界磁電流の制御機
能を持つものが一般的である。
うとする場合、カーエレクトロニクスサブシステム（中
日社）第146頁第３図に示されているように、ダイオー
ド整流回路を用いたシステムが従来から用いられ、直流
出力電圧の調整用として交流発電機に界磁電流の制御機
能を持つものが一般的である。
電源が内部インピーダンス（インダクタンスＬ、抵抗
Ｒ）を持つ可変周波数・可変電圧の平衡した三相交流電
源で、各相の電圧（電源電圧と呼ぶ）をEuo＝Evo＝Ewo
≡Eo、相電流（電源電流と呼ぶ）をIu＝Iv＝Iw＝Ｉ、力
率角をφとして、電圧・電流の高調波成分及び変換器の
損失を無視すると、電源から取り出せる電力Ｐは次式で
表わせる。
Ｒ）を持つ可変周波数・可変電圧の平衡した三相交流電
源で、各相の電圧（電源電圧と呼ぶ）をEuo＝Evo＝Ewo
≡Eo、相電流（電源電流と呼ぶ）をIu＝Iv＝Iw＝Ｉ、力
率角をφとして、電圧・電流の高調波成分及び変換器の
損失を無視すると、電源から取り出せる電力Ｐは次式で
表わせる。
Ｐ＝３（EoIcosφ−RI2） ……（１） 上式から明らかなように、電力Ｐは cosφ＝１ ……（２） Ｉ＝Eo/2R≡I1 ……（３） を満足するとき最大となり、これ以上、電源電流を流し
ても電力は増加せず、むしろ減少する。このとき、電源
から取り出せる最大電力Pmaxは Pmax＝3Eo2/4R ……（４） で与えられる。
ても電力は増加せず、むしろ減少する。このとき、電源
から取り出せる最大電力Pmaxは Pmax＝3Eo2/4R ……（４） で与えられる。
一方、電源電流には電源容量などによって決まる許容
最大値が存在する。ここで、許容最大値をImaxとする
と、（３）式により次の関係が成り立つ。
最大値が存在する。ここで、許容最大値をImaxとする
と、（３）式により次の関係が成り立つ。
Ｉ＝Eo/2R≦Imax ∴Eo≦2RImax ……（５） なる流域では、電源電流をImax以下に制限しなければな
らない。このとき、電源から取り出せる最大電力Pmaxは Pmax＝３（EoImax−RImax2） ……（６） となる。
らない。このとき、電源から取り出せる最大電力Pmaxは Pmax＝３（EoImax−RImax2） ……（６） となる。
したがって、電源電圧に応じて（４）式及び（６）式
で示される電力まで電源から得ることが可能である。
で示される電力まで電源から得ることが可能である。
ところで、ダイオードやサイリスタなど自己消弧不能
なスイッチング素子を用いた整流回路では、素子の転流
の際に、交流電源側に含まれるリアクタンスの影響で転
流の重なり現象が生じる。転流重なり現象は等価的に電
源力率を低下させ、負荷電流が増加すると転流重なり現
象はさらに拡大し、直流電圧が減少して、有効に電力を
供給できない。
なスイッチング素子を用いた整流回路では、素子の転流
の際に、交流電源側に含まれるリアクタンスの影響で転
流の重なり現象が生じる。転流重なり現象は等価的に電
源力率を低下させ、負荷電流が増加すると転流重なり現
象はさらに拡大し、直流電圧が減少して、有効に電力を
供給できない。
例えば、三相ダイオード全波整流回路で転流重なり角
が60度以下の場合、直流電流を完全平滑な電流とすれ
ば、直流出力電圧Edは次式で与えられる。
が60度以下の場合、直流電流を完全平滑な電流とすれ
ば、直流出力電圧Edは次式で与えられる。
Ed＝Edo−（3/π）ωLid ……（７） ここに、Edo:無負荷時直流電圧 ω :電源角周波数 L :交流電源側インダクタンス Id :直流電流 （７）式において、右辺第２項は転流重なり現象によ
る電圧降下であり、この電圧降下は直流電流と電源周波
数に比例して増大する。（７）式の関係より、変換電力
Pdを求めると次のようになる。
る電圧降下であり、この電圧降下は直流電流と電源周波
数に比例して増大する。（７）式の関係より、変換電力
Pdを求めると次のようになる。
Pd＝EdId ＝EdoId−（3/π）ωLId2 ……（８） ここで、転流重なり現象の影響で上式の右辺第２項の
分だけ変換電力Pdが減少することがわかる。特に、電源
周波数が高くなる領域ではリアクタンスが大きくなるた
め、電源から有効に電力を取り出せなくなる。
分だけ変換電力Pdが減少することがわかる。特に、電源
周波数が高くなる領域ではリアクタンスが大きくなるた
め、電源から有効に電力を取り出せなくなる。
また、電源電圧が低い領域では直流出力電圧も低く、
直流出力電圧がバッテリ電圧に達するまで電力を供給す
ることができず、バッテリを充電できない。このとき、
負荷への電力の供給はバッテリのみとなり、バッテリの
負担が大きかった。また、直流出力電圧を所定の電圧に
維持するには、新たに昇圧装置等を設ける必要があっ
た。
直流出力電圧がバッテリ電圧に達するまで電力を供給す
ることができず、バッテリを充電できない。このとき、
負荷への電力の供給はバッテリのみとなり、バッテリの
負担が大きかった。また、直流出力電圧を所定の電圧に
維持するには、新たに昇圧装置等を設ける必要があっ
た。
これに対して、転流重なり現象を極力減らして出力の
低下を抑えることを目的とした特開昭61−121773号公報
に示された装置がある。しかし、この装置でも完全に転
流重なり現象を除去することはできず、前記のダイオー
ド整流回路の場合と同様に、直流出力電圧を所定値に維
持できる電源電圧範囲は限られた範囲となる。
低下を抑えることを目的とした特開昭61−121773号公報
に示された装置がある。しかし、この装置でも完全に転
流重なり現象を除去することはできず、前記のダイオー
ド整流回路の場合と同様に、直流出力電圧を所定値に維
持できる電源電圧範囲は限られた範囲となる。
ところで、電力変換器として、パワートランジスタ等
の自己消弧形素子を用いた電圧形PWMコンバータを用い
た場合、交流電源側のリアクタンスを積極的に活用する
ため、転流重なり現象は生じない。しかし、従来の制御
では電源電圧が低い領域での動作に対する配慮がされて
おらず、電源電流の許容最大値以内であれば、（３）式
で示した電流値を超えてさらに大きな電流を電源から取
り出そうとして、かえって、電力を減少させる原因とな
っていた。一方、電源電圧が高い領域においては、直流
電圧によって一義的に決まるPWMコンバータの交流入力
電圧（入力電圧）の最大値が存在し、この最大値によっ
てPWMのコンバータの動作可能な電源電圧範囲が制限さ
れていた。このような問題を解決する装置として、特願
昭61−53394号に示された装置が知られている。この装
置では、電源電圧が高くなって入力電圧が最大値に近づ
くと、その最大値と入力電圧との偏差に応じて入力電圧
に係わる内部制御変数を補正することにより、入力電圧
が最大値を超えないようにして、継続した運転を可能と
するものである。この装置では、複雑な制御ループで入
力電圧を最大値以下に制限していたため、いかに安定な
制御特性を得るかが課題であった。
の自己消弧形素子を用いた電圧形PWMコンバータを用い
た場合、交流電源側のリアクタンスを積極的に活用する
ため、転流重なり現象は生じない。しかし、従来の制御
では電源電圧が低い領域での動作に対する配慮がされて
おらず、電源電流の許容最大値以内であれば、（３）式
で示した電流値を超えてさらに大きな電流を電源から取
り出そうとして、かえって、電力を減少させる原因とな
っていた。一方、電源電圧が高い領域においては、直流
電圧によって一義的に決まるPWMコンバータの交流入力
電圧（入力電圧）の最大値が存在し、この最大値によっ
てPWMのコンバータの動作可能な電源電圧範囲が制限さ
れていた。このような問題を解決する装置として、特願
昭61−53394号に示された装置が知られている。この装
置では、電源電圧が高くなって入力電圧が最大値に近づ
くと、その最大値と入力電圧との偏差に応じて入力電圧
に係わる内部制御変数を補正することにより、入力電圧
が最大値を超えないようにして、継続した運転を可能と
するものである。この装置では、複雑な制御ループで入
力電圧を最大値以下に制限していたため、いかに安定な
制御特性を得るかが課題であった。
本発明の目的は、交流電源の状態に合わせてバッテリ
の適正な充放電制御が行えると共に必要な電力を負荷に
供給することができる電力変換装置を提供することにあ
る。
の適正な充放電制御が行えると共に必要な電力を負荷に
供給することができる電力変換装置を提供することにあ
る。
前記目的を達成するために、本発明は、第１の装置と
して、可変周波数可変電圧の交流電源の出力電圧をパル
ス信号により直流電圧に変換する電力変換器と、電力変
換器の直流出力側で電力変換器と並列に接続されたバッ
テリと、バッテリの状態量を検出するバッテリ状態量検
出手段と、バッテリの目標状態量とバッテリ状態量検出
手段の検出出力との偏差を零に抑制するための直流電圧
指令を出力する直流電圧指令手段と、電力変換器の出力
電圧を検出する出力電圧検出手段と、出力電圧検出手段
の検出出力と前記直流電圧指令との偏差を零に抑制する
ための入力電流指令を出力する入力電流指令手段と、前
記交流電源の電圧、周波数又はその相当信号を発生する
電源状態検出手段と、電源状態検出手段の検出出力に応
じて前記入力電流指令を前記交流電源の許容最大値以下
に制限する電流制限手段と、前記電力変換器の入力電流
を検出する入力電流検出手段と、入力電流検出手段の検
出出力と前記電流制限手段の出力との偏差を零に抑制す
るための出力電圧指令を出力する出力電圧指令手段と、
出力電圧指令手段と前記電源状態検出手段および入力電
流検出手段の出力を監視して、入力電流が交流電源の許
容最大値に達するまでは指定の電流の範囲内で最大電力
を得るためのパルス信号を生成し、入力電流が交流電源
の許容最大値に達したときにはこの電流の範囲内で最大
電力を得るためのパルス信号を生成し、各パルス信号を
前記電力変換器に出力するパルス信号生成手段とを備え
ている電力変換装置を構成したものである。
して、可変周波数可変電圧の交流電源の出力電圧をパル
ス信号により直流電圧に変換する電力変換器と、電力変
換器の直流出力側で電力変換器と並列に接続されたバッ
テリと、バッテリの状態量を検出するバッテリ状態量検
出手段と、バッテリの目標状態量とバッテリ状態量検出
手段の検出出力との偏差を零に抑制するための直流電圧
指令を出力する直流電圧指令手段と、電力変換器の出力
電圧を検出する出力電圧検出手段と、出力電圧検出手段
の検出出力と前記直流電圧指令との偏差を零に抑制する
ための入力電流指令を出力する入力電流指令手段と、前
記交流電源の電圧、周波数又はその相当信号を発生する
電源状態検出手段と、電源状態検出手段の検出出力に応
じて前記入力電流指令を前記交流電源の許容最大値以下
に制限する電流制限手段と、前記電力変換器の入力電流
を検出する入力電流検出手段と、入力電流検出手段の検
出出力と前記電流制限手段の出力との偏差を零に抑制す
るための出力電圧指令を出力する出力電圧指令手段と、
出力電圧指令手段と前記電源状態検出手段および入力電
流検出手段の出力を監視して、入力電流が交流電源の許
容最大値に達するまでは指定の電流の範囲内で最大電力
を得るためのパルス信号を生成し、入力電流が交流電源
の許容最大値に達したときにはこの電流の範囲内で最大
電力を得るためのパルス信号を生成し、各パルス信号を
前記電力変換器に出力するパルス信号生成手段とを備え
ている電力変換装置を構成したものである。
第１の装置を含む第２の装置として、パルス信号生成
手段は、交流電源の電圧又は周波数が設定値を越えたと
きには電力変換器の入力電流と入力電圧を所定値以下に
抑制した状態で最大電力を得るためのパルス信号を生成
してなる電力変換装置を構成したものである。
手段は、交流電源の電圧又は周波数が設定値を越えたと
きには電力変換器の入力電流と入力電圧を所定値以下に
抑制した状態で最大電力を得るためのパルス信号を生成
してなる電力変換装置を構成したものである。
第１又は第２の装置を含む第３の装置として、パルス
信号生成手段は、電源状態検出手段と入力電源検出吸団
お各検出出力から電力変換器入力電圧の電源電圧に対す
る同相成分指令を生成する同相成分生成手段と、出力電
圧指令手段の出力を電力変換器入力電圧の電源電圧に対
する直交成分指令として、この指令と同相成分指令を直
交一極座標変換して振幅指令と位相指令を生成する座標
変換手段と、前記振幅指令と位相指令に従ってパルス信
号を発生するパルス信号発生手段とを有する電力変換装
置を構成したものである。
信号生成手段は、電源状態検出手段と入力電源検出吸団
お各検出出力から電力変換器入力電圧の電源電圧に対す
る同相成分指令を生成する同相成分生成手段と、出力電
圧指令手段の出力を電力変換器入力電圧の電源電圧に対
する直交成分指令として、この指令と同相成分指令を直
交一極座標変換して振幅指令と位相指令を生成する座標
変換手段と、前記振幅指令と位相指令に従ってパルス信
号を発生するパルス信号発生手段とを有する電力変換装
置を構成したものである。
第３の装置を含む第４の装置として、同相成分生成手
段は、交流電源の電圧が設定値以下のときには電力変換
器入力電圧の電源電圧に対する同相成分を電源電圧に応
じて所定値以下に制限した同相成分指令を生成してなる
電力変換装置を構成したものである。
段は、交流電源の電圧が設定値以下のときには電力変換
器入力電圧の電源電圧に対する同相成分を電源電圧に応
じて所定値以下に制限した同相成分指令を生成してなる
電力変換装置を構成したものである。
第３の装置を含む第５の装置として、同相成分生成手
段は、交流電源の電圧が設定値を越えたときには電力変
換器入力電圧の電源電圧に対する同相成分を一定値とす
る同相成分指令を生成してなる電力変換装置を構成した
ものである。
段は、交流電源の電圧が設定値を越えたときには電力変
換器入力電圧の電源電圧に対する同相成分を一定値とす
る同相成分指令を生成してなる電力変換装置を構成した
ものである。
第１又は第２の装置として、電力変換器の直流出力側
に電力変換器の出力電圧を平滑してバッテリに供給する
フィルタ手段を有する電力変換装置を構成したものであ
る。
に電力変換器の出力電圧を平滑してバッテリに供給する
フィルタ手段を有する電力変換装置を構成したものであ
る。
第１又は第２又は第６の装置を含む第７の装置とし
て、電力変換器の直流出力側にバッテリから電力変換器
への電流の逆流を防止する逆流防止手段を有する電力変
換装置を構成したものである。
て、電力変換器の直流出力側にバッテリから電力変換器
への電流の逆流を防止する逆流防止手段を有する電力変
換装置を構成したものである。
第６の装置を含む第８の装置として、フィルタ手段は
電力変換器に並列接続されたコンデンサである電力変換
装置を構成したものである。
電力変換器に並列接続されたコンデンサである電力変換
装置を構成したものである。
第６の装置を含む第９の装置として、フィルタ手段
は、電力変換器に並列接続されたコンデンサと、電力変
換器に直列接続されたリアクトルである電力変換装置を
構成したものである。
は、電力変換器に並列接続されたコンデンサと、電力変
換器に直列接続されたリアクトルである電力変換装置を
構成したものである。
第１又は第２の装置を含む第10の装置として、バッテ
リ状態量検出手段はバッテリ電圧を検出するバッテリ電
圧検出器である電力変換装置を構成したものである。
リ状態量検出手段はバッテリ電圧を検出するバッテリ電
圧検出器である電力変換装置を構成したものである。
第１又は第２の装置を含む第11の装置として、バッテ
リ状態量検出手段はバッテリ電流を検出するバッテリ電
流検出器である電力変換装置を構成したものである。
リ状態量検出手段はバッテリ電流を検出するバッテリ電
流検出器である電力変換装置を構成したものである。
第１又は第２の装置を含む第12の装置として、電流状
態検出手段は電力変換器の入力電圧と入力電流とから交
流電源の電圧、周波数又はその相当信号を推定する推定
手段である電力変換装置を構成したものである。
態検出手段は電力変換器の入力電圧と入力電流とから交
流電源の電圧、周波数又はその相当信号を推定する推定
手段である電力変換装置を構成したものである。
第１又は第２の装置を含む第13の装置として、出力電
圧指令手段は、直流電流指令を交流電源の角周波数に比
例した値に変化させる補償要素を含む電力変換装置を構
成したものである。
圧指令手段は、直流電流指令を交流電源の角周波数に比
例した値に変化させる補償要素を含む電力変換装置を構
成したものである。
第１又は第２又は第13の装置を含む第14の装置とし
て、直流電圧指令手段は、直流電圧指令を一定の範囲に
制限する制限要素を含む電力変換装置を構成したもので
ある。
て、直流電圧指令手段は、直流電圧指令を一定の範囲に
制限する制限要素を含む電力変換装置を構成したもので
ある。
バッテリの充電状態を監視して電力変換器の出力電圧
を制御し、負荷に電力を供給すると共に変換電力の余裕
分を利用してバッテリを充電する。
を制御し、負荷に電力を供給すると共に変換電力の余裕
分を利用してバッテリを充電する。
電力変換器の直流電圧を制御するに際して、交流電源
の出力電圧が低い領域では、交流電源からの供給電力が
最大となるように電力変換器の入力電流を所定値に制限
し、負荷への供給電力が不足したときはバッテリにより
不足分を供給する。そして電力変換器入力電流が交流電
源の許容最大値に達した場合には入力電流を最大値に制
限する。
の出力電圧が低い領域では、交流電源からの供給電力が
最大となるように電力変換器の入力電流を所定値に制限
し、負荷への供給電力が不足したときはバッテリにより
不足分を供給する。そして電力変換器入力電流が交流電
源の許容最大値に達した場合には入力電流を最大値に制
限する。
一方、交流電源の出力電圧が高い領域では、電力変換
器への入力電圧の大きさが所定値以下に制限した状態で
最大電力を負荷に供給する。これによりバッテリの適正
充電が可能となり、電力変換器の利用率（出力と最大出
力との比率）を最大限まで向上させることが可能とな
る。
器への入力電圧の大きさが所定値以下に制限した状態で
最大電力を負荷に供給する。これによりバッテリの適正
充電が可能となり、電力変換器の利用率（出力と最大出
力との比率）を最大限まで向上させることが可能とな
る。
以下、本発明の一実施例を図面に基づいて説明する。
第１図において、三相交流電源１と負荷３との間に電
力変換装置が設けられており、交流電源１は内部インピ
ーダンスとしてインダクタンスと抵抗を有し、可変周波
数・可変電圧の三相交流電圧を発生するようになってい
る。電源１の出力側には電力変換器２が設けられてお
り、この電力変換器２はスイッチング素子としてのトラ
ンジスタ、ダイオードを備えて構成されており、各トラ
ンジスタがパルス信号によってスイッチング動作するこ
とにより、交流電圧を直流電圧に変換するようになって
いる。この電力変換器２の出力側にはフィルタ回路とし
てフィルタコンデンサ11とフィルタリアクトル12が設け
られていると共に、逆流防止ダイオード７が設けられて
いる。そしてダイオード７のカソード側にはバッテリ４
が負荷３と並列に接続されている。即ち、電力変換器２
の出力電圧がフィルタ回路で平滑化され、平滑化された
直流電圧がバッテリ４及び負荷３に供給されるようにな
っている。そしてバッテリ４の充電状態に従って電力変
換器２の出力電圧を制御するために、バッテリ制御回路
60、電圧制限回路61、電圧制御回路62、電流制限回路6
3、電流制御回路64、位相制御回路65、同相成分制限回
路66、パルス幅制御回路67、変流器68,69などが設けら
れている。
力変換装置が設けられており、交流電源１は内部インピ
ーダンスとしてインダクタンスと抵抗を有し、可変周波
数・可変電圧の三相交流電圧を発生するようになってい
る。電源１の出力側には電力変換器２が設けられてお
り、この電力変換器２はスイッチング素子としてのトラ
ンジスタ、ダイオードを備えて構成されており、各トラ
ンジスタがパルス信号によってスイッチング動作するこ
とにより、交流電圧を直流電圧に変換するようになって
いる。この電力変換器２の出力側にはフィルタ回路とし
てフィルタコンデンサ11とフィルタリアクトル12が設け
られていると共に、逆流防止ダイオード７が設けられて
いる。そしてダイオード７のカソード側にはバッテリ４
が負荷３と並列に接続されている。即ち、電力変換器２
の出力電圧がフィルタ回路で平滑化され、平滑化された
直流電圧がバッテリ４及び負荷３に供給されるようにな
っている。そしてバッテリ４の充電状態に従って電力変
換器２の出力電圧を制御するために、バッテリ制御回路
60、電圧制限回路61、電圧制御回路62、電流制限回路6
3、電流制御回路64、位相制御回路65、同相成分制限回
路66、パルス幅制御回路67、変流器68,69などが設けら
れている。
バッテリ制御回路60は変流器69の出力信号を平均値の
バッテリ電流Ibに変換する電流検出器601と、バッテリ
４の目標状態量としてのバッテリ充電電流の最大値を示
すバッテリ電流指令Ib＊とバッテリ電流Ibとの偏差に応
じた信号を発生する加算器603と、加算器603の出力を零
に制御するための直流電圧指令Edo＊を生成する電流調
節器602を備えて構成されている。そしてこの指令は電
圧制限回路61に供給される。電圧制限回路61は、第２図
に示されるように、直流電圧指令Edo＊を所定値に制限
した直流電圧指令Ed＊を出力するように構成されてい
る。即ち電圧制限回路61は指令Edo＊を一定の範囲に制
限する制限要素として設けられている。電圧制御回路62
はフィルタコンデンサ51の両端電圧を電力変換器２の出
力電圧Edとして出力する電圧検出器621と、直流電圧指
令Edo＊と直流電圧Edとの偏差に応じた信号を発生する
加算器623と、加算器623の出力を零に抑制するための入
力電流指令Io＊を出力する電圧調節器622を備えて構成
されている。そしてこの指令Io＊は電流制限回路63に供
給されている。電流制限回路63は、交流電源１の出力電
圧を実効値の電圧Evoに変換する電圧検出回路631からの
信号を入力し、入力した信号に応じた入力電流信号指令
Io＊を、制限値Imを超えないように制限し、制限した電
流指令Iu＊を出力する電流制限手段として構成されてい
る。
バッテリ電流Ibに変換する電流検出器601と、バッテリ
４の目標状態量としてのバッテリ充電電流の最大値を示
すバッテリ電流指令Ib＊とバッテリ電流Ibとの偏差に応
じた信号を発生する加算器603と、加算器603の出力を零
に制御するための直流電圧指令Edo＊を生成する電流調
節器602を備えて構成されている。そしてこの指令は電
圧制限回路61に供給される。電圧制限回路61は、第２図
に示されるように、直流電圧指令Edo＊を所定値に制限
した直流電圧指令Ed＊を出力するように構成されてい
る。即ち電圧制限回路61は指令Edo＊を一定の範囲に制
限する制限要素として設けられている。電圧制御回路62
はフィルタコンデンサ51の両端電圧を電力変換器２の出
力電圧Edとして出力する電圧検出器621と、直流電圧指
令Edo＊と直流電圧Edとの偏差に応じた信号を発生する
加算器623と、加算器623の出力を零に抑制するための入
力電流指令Io＊を出力する電圧調節器622を備えて構成
されている。そしてこの指令Io＊は電流制限回路63に供
給されている。電流制限回路63は、交流電源１の出力電
圧を実効値の電圧Evoに変換する電圧検出回路631からの
信号を入力し、入力した信号に応じた入力電流信号指令
Io＊を、制限値Imを超えないように制限し、制限した電
流指令Iu＊を出力する電流制限手段として構成されてい
る。
電流制御回路64は変流器68の出力電流を実効値の入力
電流Iuに変換する電流検出器641、入力電流Iuと電流指
令Iu＊との偏差に応じた信号を出力する加算器643、加
算器643の出力信号を零に抑制するための出力電圧指令
としての直交成分指令Eui＊を出力する電流調節器642を
備えて構成されている。
電流Iuに変換する電流検出器641、入力電流Iuと電流指
令Iu＊との偏差に応じた信号を出力する加算器643、加
算器643の出力信号を零に抑制するための出力電圧指令
としての直交成分指令Eui＊を出力する電流調節器642を
備えて構成されている。
位相制御回路65は、第３図に示されるように、電源電
流iuと電源電圧Euoから力率角φを生成する位相検出器6
51と、力率角指令φ＊と力率角φとの偏差に応じた信号
を発生する加算器653と、加算器653の出力を零に抑制す
るための指令として電力変換器２入力電圧の電源電圧に
対する同相成分指令Euro＊を出力する位相調節器652を
備えて構成されている。同相成分制限回路66は、第４図
に示されるように、入力電圧直交成分指令Eui＊に応じ
た制限値Eumaxを発生する制限値発生回路662と、同相成
分指令Euro＊を制限値発生回路662の出力に応じて制限
する制限回路661を備えて構成されている。即ち、同相
成分制限回路66は入力電圧直交成分Eui＊に応じて電力
変換器２の入力電圧の大きさを所定値Eumax以下に制限
するために設けられており、これらの制限値は電力変換
器２の入力電圧の同相成分指令Eur＊が次の（９）式を
満足するように設定されている。
流iuと電源電圧Euoから力率角φを生成する位相検出器6
51と、力率角指令φ＊と力率角φとの偏差に応じた信号
を発生する加算器653と、加算器653の出力を零に抑制す
るための指令として電力変換器２入力電圧の電源電圧に
対する同相成分指令Euro＊を出力する位相調節器652を
備えて構成されている。同相成分制限回路66は、第４図
に示されるように、入力電圧直交成分指令Eui＊に応じ
た制限値Eumaxを発生する制限値発生回路662と、同相成
分指令Euro＊を制限値発生回路662の出力に応じて制限
する制限回路661を備えて構成されている。即ち、同相
成分制限回路66は入力電圧直交成分Eui＊に応じて電力
変換器２の入力電圧の大きさを所定値Eumax以下に制限
するために設けられており、これらの制限値は電力変換
器２の入力電圧の同相成分指令Eur＊が次の（９）式を
満足するように設定されている。
Eur＊２≦Eumax2−Eui＊２ ……（９） （９）式を満足するためには、変換電力に関連した入
力電圧の直交成分指令Eui＊が優先されて電力変換が行
われる。そして、この場合には最大力率運転が可能とな
り、高安定な状態で制御系を構成することができる。
力電圧の直交成分指令Eui＊が優先されて電力変換が行
われる。そして、この場合には最大力率運転が可能とな
り、高安定な状態で制御系を構成することができる。
パルス幅制御回路67は、第５図に示されるように、直
交成分指令Eui＊と同相成分指令Eur＊を直交一極座標変
換して振幅指令Eu＊と位相指令θ＊を生成する座標変換
手段としての座標変換器671と、振幅指令Eu＊と位相指
令θ＊に従ってパルス幅変調信号を生成し、このパルス
幅変調信号をベース信号として電力変換器２の各トラン
ジスタへ供給するパルス幅変調回路672を備えて構成さ
れている。即ち、パルス幅制御回路67は、直交成分制限
回路66と位相制限回路65と共にパルス信号生成手段とし
て構成されている。
交成分指令Eui＊と同相成分指令Eur＊を直交一極座標変
換して振幅指令Eu＊と位相指令θ＊を生成する座標変換
手段としての座標変換器671と、振幅指令Eu＊と位相指
令θ＊に従ってパルス幅変調信号を生成し、このパルス
幅変調信号をベース信号として電力変換器２の各トラン
ジスタへ供給するパルス幅変調回路672を備えて構成さ
れている。即ち、パルス幅制御回路67は、直交成分制限
回路66と位相制限回路65と共にパルス信号生成手段とし
て構成されている。
ここで、電力変換器２の入力電圧を交流電圧源とする
と、主回路一相分の交流回路は第６図の等価回路によっ
て表される。なお、この場合電源１の抵抗分や電圧、電
流の高調波成分は無視した状態で示してある。
と、主回路一相分の交流回路は第６図の等価回路によっ
て表される。なお、この場合電源１の抵抗分や電圧、電
流の高調波成分は無視した状態で示してある。
第６図において、入力電流Iuは次の（10）式によって
表される。
表される。
Iuは第７図に示されるベクトル図に従って求められ、
入力電流Iuの有効成分Iur及び無効成分Iuiは次の（1
1）、（12）式によって表される。
入力電流Iuの有効成分Iur及び無効成分Iuiは次の（1
1）、（12）式によって表される。
ここで、Eur:入力電圧同相成分（Euo基準） Evi:入力電圧直交成分（Euo基準）を示す。
（11）式から有効成分Iurは入力電圧直交成分Euiによ
り決定され、又（12）式から無効成分Iuiは入力電圧同
相成分Eurにより決定される。このため、電力変換器２
をベクトル制御方式に従って制御する場合、入力電圧直
交成分Euiにより変換電力を、入力電圧同相成分Eurによ
り電源力率をそれぞれ独立に制限することができる。こ
の場合Eur−Euo＝０となるような同相成分Eurを選択す
れば、無効成分Iuiが０となり、電源力率を１に制御す
ることが可能となる。
り決定され、又（12）式から無効成分Iuiは入力電圧同
相成分Eurにより決定される。このため、電力変換器２
をベクトル制御方式に従って制御する場合、入力電圧直
交成分Euiにより変換電力を、入力電圧同相成分Eurによ
り電源力率をそれぞれ独立に制限することができる。こ
の場合Eur−Euo＝０となるような同相成分Eurを選択す
れば、無効成分Iuiが０となり、電源力率を１に制御す
ることが可能となる。
次に、上記ベクトル制御方式を適用した電力変換装置
の動作について説明する。
の動作について説明する。
まず、第８図に示されるように、電源１の出力電圧が
低い領域Ｉにおいては、電流制限回路63は電圧検出回路
631により検出された電源電圧Euoに応じて、（３）式の
関係を満足するような制限値Imを設定する。そして電流
指令Io＊を制限値Imを超えないように制限し、電流制御
回路64に電流指令Iu＊を供給する。このとき、位相制御
回路65は力率角指令φ＊＝０として、電源力率が１とな
るように制御する。即ち、入力電流が交流電源１の許容
最大値に達するまでは、設定された電流の範囲内で最大
電力を得るための電力変換制御が行われる。
低い領域Ｉにおいては、電流制限回路63は電圧検出回路
631により検出された電源電圧Euoに応じて、（３）式の
関係を満足するような制限値Imを設定する。そして電流
指令Io＊を制限値Imを超えないように制限し、電流制御
回路64に電流指令Iu＊を供給する。このとき、位相制御
回路65は力率角指令φ＊＝０として、電源力率が１とな
るように制御する。即ち、入力電流が交流電源１の許容
最大値に達するまでは、設定された電流の範囲内で最大
電力を得るための電力変換制御が行われる。
次に、電源電圧が設定電圧以下の領域IIのときには、
制御値Imが電源電流の許容最大値に設定され、この電流
の範囲内で電源力率を１とし、最大電力が得られる変換
制御が行われる。このとき負荷３の要求する電力以上に
変換電力がある場合には、この変換電力によってバッテ
リ４が充電される。逆に負荷３の要求する電力よりも少
ないときにはバッテリ４からの電力が負荷３に供給され
る。
制御値Imが電源電流の許容最大値に設定され、この電流
の範囲内で電源力率を１とし、最大電力が得られる変換
制御が行われる。このとき負荷３の要求する電力以上に
変換電力がある場合には、この変換電力によってバッテ
リ４が充電される。逆に負荷３の要求する電力よりも少
ないときにはバッテリ４からの電力が負荷３に供給され
る。
電源電圧又は周波数が高くなり、変換器２の入力電圧
の大きさが設定値を超えた領域IIIのときには、入力電
圧の同相成分指令Euro＊を所定値に制限して入力電圧の
大きさを所定値以下に保ち、かつ電源電流の許容最大値
の範囲内で負荷３に電力を供給する制御が行われる。即
ち、Euro＊を所定値に制限すれば、力率及び電力は直交
成分Euiによって制御されるので、Euを同じ大きさとし
た状態で直交成分Euiを大きくすれば、電源力率は低下
しても、電力を最大限に高めることができる。
の大きさが設定値を超えた領域IIIのときには、入力電
圧の同相成分指令Euro＊を所定値に制限して入力電圧の
大きさを所定値以下に保ち、かつ電源電流の許容最大値
の範囲内で負荷３に電力を供給する制御が行われる。即
ち、Euro＊を所定値に制限すれば、力率及び電力は直交
成分Euiによって制御されるので、Euを同じ大きさとし
た状態で直交成分Euiを大きくすれば、電源力率は低下
しても、電力を最大限に高めることができる。
前記実施例において、フィルタコンデンサ51やフィル
タリアクトル52をフィルタ回路として設けているため、
電力変換器２から流入する高調波によるバッテリ４のス
トレスを低減することができる。このフィルタコンデン
サ51は、主に電力変換器２の出力に含まれる高調波電流
を低減し、直流電圧を平滑化するものであり、バッテリ
４が無く負荷３が起電力を有しない場合には、直流電圧
の維持にも利用できる。
タリアクトル52をフィルタ回路として設けているため、
電力変換器２から流入する高調波によるバッテリ４のス
トレスを低減することができる。このフィルタコンデン
サ51は、主に電力変換器２の出力に含まれる高調波電流
を低減し、直流電圧を平滑化するものであり、バッテリ
４が無く負荷３が起電力を有しない場合には、直流電圧
の維持にも利用できる。
又、ダイオード７はバッテリ４から電力交換器２への
電流の逆流を制限することができるため、電流の逆流に
よってバッテリ４が放電するのを防ぐことができる。ま
た、直流電圧指令Edo＊は電厚制限回路61によって一定
の範囲に制限されるため、バッテリ４の特性により定め
られた電圧範囲内で適正な充電が行なえ、過充電、過放
電を防止することができる。
電流の逆流を制限することができるため、電流の逆流に
よってバッテリ４が放電するのを防ぐことができる。ま
た、直流電圧指令Edo＊は電厚制限回路61によって一定
の範囲に制限されるため、バッテリ４の特性により定め
られた電圧範囲内で適正な充電が行なえ、過充電、過放
電を防止することができる。
また、電力変換器２の最大動作電力があらかじめわか
っている場合には、電源電圧Euoの大きさに応じて、入
力電圧の同相成分指令Euro＊をあらかじめ定めた一定値
に固定することにより、入力電圧の大きさを所定値に制
限することも可能である。すなわち、電源電圧Euoが所
定の電圧を越えたとき、入力電圧の同相成分指令Euro＊
を一定値Eurmaxに固定する。いかなる入力電圧の直交成
分指令Eui＊に対しても、 Eumax2≦Eui＊２＋Eurmax2 ……（13） を満足するようにEurmaxを設定すれば、入力電圧の大き
さを所定値以下に制限できる。この場合、同相成分制限
回路66を大幅に簡略化できる。
っている場合には、電源電圧Euoの大きさに応じて、入
力電圧の同相成分指令Euro＊をあらかじめ定めた一定値
に固定することにより、入力電圧の大きさを所定値に制
限することも可能である。すなわち、電源電圧Euoが所
定の電圧を越えたとき、入力電圧の同相成分指令Euro＊
を一定値Eurmaxに固定する。いかなる入力電圧の直交成
分指令Eui＊に対しても、 Eumax2≦Eui＊２＋Eurmax2 ……（13） を満足するようにEurmaxを設定すれば、入力電圧の大き
さを所定値以下に制限できる。この場合、同相成分制限
回路66を大幅に簡略化できる。
一方、電源電圧に応じて力率角指令φ＊を調節するこ
とにより、入力電圧同相成分を制限することも可能であ
る。すなわち、任意の力率角φにおける入力電圧の同相
成分Eurは、 Eur＝Euo＋ωLIusinφ ……（14） で与えられることから、電源電圧Euoに応じて、入力電
圧同相成分Eurが（９）式の関係を満足するように力率
角指令φ＊を決定すればよい。この場合、力率調節器65
2を含む補償系が連続的に動作できる利点がある。
とにより、入力電圧同相成分を制限することも可能であ
る。すなわち、任意の力率角φにおける入力電圧の同相
成分Eurは、 Eur＝Euo＋ωLIusinφ ……（14） で与えられることから、電源電圧Euoに応じて、入力電
圧同相成分Eurが（９）式の関係を満足するように力率
角指令φ＊を決定すればよい。この場合、力率調節器65
2を含む補償系が連続的に動作できる利点がある。
前記実施例は、Ｕ相の電圧・電流により三相を一括制
御した例であるが、各相毎に入力電圧制御回路を設けて
もよい。
御した例であるが、各相毎に入力電圧制御回路を設けて
もよい。
なお、検出器631の検出信号は電源周波数であっても
よい。この場合、電源周波数によって変化するインピー
ダンスの影響を受けずに正確な電源電圧を得るには、ピ
ックアップコイル等の電圧検出用センサーを別設する必
要があるが、電源電圧と電源周波数が比例関係にある場
合、電源周波数を検出し、電源電圧に換算することによ
り、電圧検出用のピックアップコイル等を省略すること
が可能となる。
よい。この場合、電源周波数によって変化するインピー
ダンスの影響を受けずに正確な電源電圧を得るには、ピ
ックアップコイル等の電圧検出用センサーを別設する必
要があるが、電源電圧と電源周波数が比例関係にある場
合、電源周波数を検出し、電源電圧に換算することによ
り、電圧検出用のピックアップコイル等を省略すること
が可能となる。
また、検出器631の検出信号は、電力変換器の入力電
圧と電源電流から推定する手段を用いてもよい。第９図
に検出部のみの実施例を示す。本実施例では、次のこの
推定手段のようにして電源電圧を推定することができ
る。
圧と電源電流から推定する手段を用いてもよい。第９図
に検出部のみの実施例を示す。本実施例では、次のこの
推定手段のようにして電源電圧を推定することができ
る。
各部の電圧・電流には、次式の関係式が成り立つ。
euo＋en＝eu＋zuiu evo＋en＝ev＋zviv ……（15） ewo＋en＝ew＋zwiw ここに、evo:電源電圧 en:電源中性点電圧 ev:電力変換器入力電圧 zv:電源イピーダンス iv:電源電流、ｖ＝u,v,w 上式より、電源電圧が平衡している場合、電源の中性
点電圧enは en＝（eu＋ev＋ew ＋zuiu＋zviv＋zwiw）/3 ……（16） となる。したがって、電源インピーダンスが既知であれ
ば、（15）式及び（16）式の関係を用いて、電源電圧を
推定できる。この場合には、電源電圧検出用のセンサー
なしで高精度に電源電圧を検出することが可能となる。
点電圧enは en＝（eu＋ev＋ew ＋zuiu＋zviv＋zwiw）/3 ……（16） となる。したがって、電源インピーダンスが既知であれ
ば、（15）式及び（16）式の関係を用いて、電源電圧を
推定できる。この場合には、電源電圧検出用のセンサー
なしで高精度に電源電圧を検出することが可能となる。
さらに、検出器631の検出信号は車両速度であっても
よい。車両速度に対して電源電圧が一義的に決定される
場合には、車両速度を利用することにより、電圧検出用
のセンサー等を省略できる。検出器631は車両速度から
電源電圧への換算を行うだけでよい。
よい。車両速度に対して電源電圧が一義的に決定される
場合には、車両速度を利用することにより、電圧検出用
のセンサー等を省略できる。検出器631は車両速度から
電源電圧への換算を行うだけでよい。
一方、第１図の実施例において、変換器入力電源の制
限は、交流電源のリアクタンス電圧を制限することによ
ってもよい。リアクタンス電圧は、電源電圧と変換器入
力電圧との差電圧であり、電源周波数がわかれば、計算
により入力電流が求められる。この場合、電流検出回路
を省略できる。
限は、交流電源のリアクタンス電圧を制限することによ
ってもよい。リアクタンス電圧は、電源電圧と変換器入
力電圧との差電圧であり、電源周波数がわかれば、計算
により入力電流が求められる。この場合、電流検出回路
を省略できる。
また、第１図の実施例において、変換器入力電流の制
限は、変換器出力電流を制限することによってもよい。
この場合、電源の相数にかかわらず電流検出回路は１つ
でよい。
限は、変換器出力電流を制限することによってもよい。
この場合、電源の相数にかかわらず電流検出回路は１つ
でよい。
又、前記実施例において、第10図に示されるように、
電流調節器62の出力側に、直流電流指令を交流電源の角
周波数に比例した値に変化される補償要素644を設けれ
ば、第11図に示されるように、角周波数ωによればルー
プゲインを一定に保ち、高安定な電流制御系を実現する
ことができる。
電流調節器62の出力側に、直流電流指令を交流電源の角
周波数に比例した値に変化される補償要素644を設けれ
ば、第11図に示されるように、角周波数ωによればルー
プゲインを一定に保ち、高安定な電流制御系を実現する
ことができる。
なお、自動車などのバッテリ充電装置のように電源が
電圧調整用の界磁巻線を有する交流発電機の場合に本発
明を適用すれば、界磁電流制御回路を省略することがで
き、さらにスリップリングや界磁巻線のない永久磁石な
どを用いた交流発電機を利用すれば、交流発電機の小形
軽量化を図ることができる。
電圧調整用の界磁巻線を有する交流発電機の場合に本発
明を適用すれば、界磁電流制御回路を省略することがで
き、さらにスリップリングや界磁巻線のない永久磁石な
どを用いた交流発電機を利用すれば、交流発電機の小形
軽量化を図ることができる。
以上説明したように、本発明によれば、バッテリ充電
状態及び交流電源の許容電流に合わせて電力変換器の入
力電圧を制御するようにしたため、バッテリの適正充電
が可能になると共に電力変換器の利用率を最大限まで高
めることができる。さらに電力変換器とバッテリの電力
の分担を最適化することができる。
状態及び交流電源の許容電流に合わせて電力変換器の入
力電圧を制御するようにしたため、バッテリの適正充電
が可能になると共に電力変換器の利用率を最大限まで高
めることができる。さらに電力変換器とバッテリの電力
の分担を最適化することができる。
第１図は本発明の一実施例を示す電力変換装置の全体構
成図、第２図は電圧制限回路の構成図、第３図は位相制
御回路の構成図、第４図は同相成分制限回路の構成図、
第５図はパルス幅制御回路の構成図、第６図は主回路の
交流電源側等価回路を示す図、第７図は第６図に示す回
路の動作を説明するためのベクトル図、第８図は第１図
に示す装置の動作特性を示す特性図、第９図は電源電圧
推定手段の構成図、第10図は電流調節器の他の実施例を
示す構成図、第11図は第10図に示す装置に関する電源周
波数とゲインとの関係を示す特性図である。 １……可変周波数・可変電圧交流電源、２……電力変換
器、３……負荷装置、４……バッテリ、51……フィルタ
コンデンサ、52……フィルタリアクトル、７……ダイオ
ード、60……バッテリ制御回路、61……電圧制限回路、
62……電圧制御回路、63……電流制限回路、631……電
圧検出回路、64……電流制御回路、65……位相制御回
路、66……同相成分制限回路、67……パルス幅制御回
路。
成図、第２図は電圧制限回路の構成図、第３図は位相制
御回路の構成図、第４図は同相成分制限回路の構成図、
第５図はパルス幅制御回路の構成図、第６図は主回路の
交流電源側等価回路を示す図、第７図は第６図に示す回
路の動作を説明するためのベクトル図、第８図は第１図
に示す装置の動作特性を示す特性図、第９図は電源電圧
推定手段の構成図、第10図は電流調節器の他の実施例を
示す構成図、第11図は第10図に示す装置に関する電源周
波数とゲインとの関係を示す特性図である。 １……可変周波数・可変電圧交流電源、２……電力変換
器、３……負荷装置、４……バッテリ、51……フィルタ
コンデンサ、52……フィルタリアクトル、７……ダイオ
ード、60……バッテリ制御回路、61……電圧制限回路、
62……電圧制御回路、63……電流制限回路、631……電
圧検出回路、64……電流制御回路、65……位相制御回
路、66……同相成分制限回路、67……パルス幅制御回
路。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 筒井 義雄 茨城県日立市久慈町4026番地 株式会社 日立製作所日立研究所内 (72)発明者 中村 清 茨城県日立市久慈町4026番地 株式会社 日立製作所日立研究所内 (72)発明者 阿部 純 茨城県日立市幸町３丁目１番１号 株式 会社日立製作所日立工場内 (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H02J 7/00 - 7/36
Claims (5)
- 【請求項１】可変周波数可変電圧の交流電源の出力電圧
をパルス信号により直流電圧に変換する電力変換器と、
電力変換器の直流出力側で電力変換器と並列に接続され
たバッテリと、バッテリの状態量を検出するバッテリ状
態量検出手段と、バッテリの目標状態量とバッテリ状態
量検出手段の検出出力との偏差を零に抑制するための直
流電圧指令を出力する直流電圧指令手段と、電力変換器
の出力電圧を検出する出力電圧検出手段と、出力電圧検
出手段の検出出力と前記直流電圧指令との偏差を零に抑
制するための入力電流指令を出力する入力電流指令手段
と、前記交流電源の電圧、周波数又はその相当信号を発
生する電源状態検出手段と、電源状態検出手段の検出出
力に応じて前記入力電流指令を前記交流電源の許容最大
値以下に制限する電流制限手段と、前記電力変換器の入
力電流を検出する入力電流検出手段と、入力電流検出手
段の検出出力と前記電流制限手段の出力との偏差を零に
抑制するための出力電圧指令を出力する出力電圧指令手
段と、出力電圧指令手段と前記電源状態検出手段および
入力電流検出手段の出力を監視して、入力電流が交流電
源の許容最大値に達するまでは指定の電流の範囲内で最
大電力を得るためのパルス信号を生成し、入力電流が交
流電源の許容最大値に達したときにはこの電流の範囲内
で最大電力を得るためのパルス信号を生成し、各パルス
信号を前記電力変換器に出力するパルス信号生成手段と
を備えている電力変換装置。 - 【請求項２】パルス信号生成手段は、交流電源の電圧又
は周波数が設定値を越えたときには電力変換器の入力電
流と入力電圧を所定値以下に抑制した状態で最大電力を
得るためのパルス信号を生成してなる請求項１記載の電
力変換装置。 - 【請求項３】パルス信号生成手段は、電源状態検出手段
と入力電流検出手段の各検出出力から電力変換器入力電
圧の電源電圧に対する同相成分指令を生成する同相成分
生成手段と、出力電圧指令手段の出力を電力変換器入力
電圧の電源電圧に対する直交成分指令として、この指令
と同相成分指令を直交一極座標変換して振幅指令と位相
指令を生成する座標変換手段と、前記振幅指令と位相指
令に従ってパルス信号を発生するパルス信号発生手段と
を有する請求項１又は２記載の電力変換装置。 - 【請求項４】同相成分生成手段は、交流電源の電圧が設
定位置以下のときには電力変換器入力電圧の電源電圧に
対する同相成分を電源電圧に応じて所定値以下に制限し
た同相成分指令を生成してなる請求項３記載の電力変換
装置。 - 【請求項５】同相成分生成手段は、交流電源の電圧が設
定値を越えたときには電力変換器入力電圧の電源電圧に
対する同相成分を一定値とする同相成分指令を生成して
なる請求項３記載の電力変換装置。
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| CA002011563A CA2011563C (en) | 1989-03-08 | 1990-03-06 | Power conversion system |
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Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2001259A JP2814275B2 (ja) | 1990-01-08 | 1990-01-08 | 電力変換装置 |
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|---|---|
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-
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