JP2633950B2

JP2633950B2 - 電力変換装置

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Publication number: JP2633950B2
Application number: JP1053850A
Authority: JP
Inventors: 仲田　　清; 彰木村; 洋二高橋; 筒井　　義雄; 中村　　清; 純阿部
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Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1989-03-08
Filing date: 1989-03-08
Publication date: 1997-07-23
Anticipated expiration: 2012-07-23
Also published as: JPH02237468A

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明は、可変周波数・可変電圧の交流電源を直流に
変換する技術に係わり、特に、磁気浮上式鉄道等の非接
触集電装置及び自動車等の交流発電機等に好適な交直電
力変換装置及びバツテリ充電装置に関する。

〔従来の技術〕

可変周波数・可変電圧の交流電源から電力変換器を用
いて直流電圧を得ようとする電源システムは、自動車等
のバツテリ充電装置をはじめとして様々な用途へ適用さ
れ、磁気浮上式鉄道の車上電源システムとしても適用が
期待されている。

例えば、磁気浮上式鉄道の非接触集電装置の場合、電
気学会論文誌Ｂ分冊101巻１号（昭和56年）第33頁から
第40頁に記載の装置、第20回鉄道におけるサイバネテイ
クス利用国内シンポジウム論文集（1983年）第549頁か
ら第543頁に記載の装置、特開昭61−121773号公報に示
された装置などが知られている。

電気学会論文誌Ｂ分冊101巻１号（昭和56年）第33頁
から第40頁に記載の装置は、集電コイルに発生する交流
電圧をダイオード全波整流回路によつて整流し、負荷に
電力を供給するもので、直流出力電圧の制御機能はな
い。

第20回鉄道におけるサイバネテイクス利用国内シンポ
ジウム論文集（1983年）第549頁から第543頁に記載の装
置は、上記の装置にチヨツパ回路（昇圧装置）を付加
し、直流出力電圧の制御機能を持たせたものである。

特開昭61−121773号公報に示された装置は、電力変換
器を自己消弧可能なスイツチング素子を用いて構成し、
交流電源側のリアクタンスによる出力低下を抑え、より
多くの電力を供給しようとするものである。

一方、自動車のように交流発電機から直流電圧を得よ
うとする場合、カーエレクトロニクスサブシステム（中
日社）第146頁第３図に示されているように、ダイオー
ド整流回路を用いたシステムが従来から用いられ、直流
出力電圧の調整用として交流発電機に界磁電流の制御機
能を持つものが一般的である。

〔発明が解決しようとする課題〕

電源が内部インピーダンス（インダクタンスＬ、抵抗
Ｒ）を持つ可変周波数・可変電圧の平衡した三相交流電
源で、各相の電圧（電源電圧と呼ぶ）をE_uo＝E_vo＝E_wo
≡E_o、相電流（電源電流と呼ぶ）をI_u＝I_v＝I_w≡Ｉ、力
率角をφとして、電圧・電流の高調波成分及び変換器の
損失を無視すると、電源から取り出せる電力Ｐは次式で
表わせる。

Ｐ＝３（E_oIcosφ−RI² …（１）上式から明らかなように、電力Ｐは cosφ＝１ …（２）Ｉ＝E_o/2R＝I₁ …（３）を満足するとき最大となり、これ以上、電流電源を増し
ても電力は増加せず、むしろ減少してしまう。このと
き、電源から取り出せる最大電力Pmaxは Pmax＝3E_o ²/4R …（４）で与えられる。

一方、電源電流には電源容量などによつて決まる許容
最大値が存在する。ここで、許容最大値をImaxとする
と、（３）式より次の関係が成り立つ。

I₁＝E_o/2R≦Imax ∵E_o≦2RImax …（５）（５）式より、電源電圧E_oが2RImaxより大きくなる領
域では、電源電流をImax以下に制限しなければならな
い。このとき、（５）式を満足する領域では、電源から
取り出せる最大電力Pmaxは Pmax＝３（E_oImax−RImax²） …（６）となる。

したがつて、電力変換器の定格が十分大きい場合に
は、（５）式で示される電源電圧の領域では、電源電流
がI₁以下となるように制限し、（４）式で示される電力
を取り出し、電源電圧が2RImaxより大きい領域では、電
源電流をImax以下に制限し、（６）式の最大電力範囲内
で電源から電力を得ることが可能である。

ところで、ダイオードやサイリスタなど自己消弧不能
なスイツチング素子を用いた整流回路では、素子の転流
の際に、交流電源側に含まれるリアクタンスの影響で転
流の重なり現象が生じる。転流重なり現象は等価的に電
源力率を低下させ、負荷電流が増加すると転流重なり現
象はさらに拡大し、直流電圧が現象して、有効に電力を
供給できない。

例えば、三相ダイオード全波整流回路で転流重なり角
が60度以下の場合、直流電流を完全平滑な電流とすれ
ば、直流出力電圧Edは次式で与えられる。

Ed＝Ed_o＝（3/π）ωLID …（７）ここに、Ed_o:無負荷時直流電圧 ω：電源角周波数 L:交流電源側インダクタンス Id:直流電流（７）式において、右辺第２項は転流重なり現象によ
る電圧降下であり、この電圧降下は直流電流と電源周波
数に比例して増大する。（７）式の関係より、変換電力
Pdを求めると次のようになる。

Pd＝EdId ＝Ed_oId−（3/π）ωLId² …（８）ここで、転流重なり現象の影響で上式の右辺第２項の
分だけ変換電力Pdが減少することがわかる。特に、電源
周波数が高くなる領域ではリアクタンスが大きくなるた
め、電源から有効に電力を取り出せなくなる。

また、電源電圧が低い領域では直流出力電圧も低く、
出力側にバツテリを有する装置では、直流出力電圧がバ
ツテリ電圧に達するまで電力を供給することができず、
バツテリの充電が行えない。このとき、負荷への電力の
供給はバツテリのみとなり、バツテリの負担が大きかつ
た。また、直流出力電圧を所定の電圧に維持するには、
新たに昇圧装置等を設ける必要があつた。

これに対して、転流重なり現象を極力減らして出力の
低下を抑えることを目的とした特開昭61−121773号公報
に示された装置がある。しかし、この装置でも完全に転
流重なり現象を除去することはできず、前記のダイオー
ド整流回路の場合と同様に、直流出力電圧を所定値に維
持できる電源電圧範囲は限られた範囲となる。

一方、例えば電力変換器としてパワートランジスタ等
を用いた電圧形PWMコンバータを用いた場合、交流電源
側のリアクタンスを積極的に活用するため、転流重なり
現象は生じない。しかし、従来の制御では電源電圧が低
い領域での動作に対する配慮がされておらず、電源電流
の許容最大値以内であれば、（３）式で示した電流値を
越えてさらに大きな電流を電源から取り出そうとして、
かえつて、電力を減少させる原因となつていた。

また、電源電圧が高い領域においては、直流電圧によ
つて一義的に決まるPWMコンバータの交流入力電圧（入
力電圧）の最大値が存在（例えば、スイツチング素子の
オンオフ時間に起因した最大値やパルス数による最大値
等）し、この最大値によつてPWMコンバータの動作可能
な電源電圧範囲が制限されていた。この問題を解決する
電力変換装置として、特開昭62−210866号公報に示され
た装置が知られている。この装置では、電源電圧が高く
なつて入力電圧が最大値に近づいたとき、その最大値と
入力電圧との偏差に応じて、入力電圧に係わる内部制御
変数を補正することにより、入力電圧が最大値を越えな
いようにし、力率の低下を許容して変換器の運転を可能
とするものである。この装置では、このような複雑な制
御ループで入力電圧を最大値以下に制限していたため、
いかに安定な制御特性を得るかが課題であつた。

このように、従来の装置では主に電力変換器の制約に
より、供給できる電力が制限されていた。

本発明は、以上のような問題点を解決するためになさ
れたもので、本発明の目的は、可変周波数・可変電圧の
交流電源電圧を複数のスイッチング素子のオンオフ制御
により直流に変換する電力変換装置において、全動作域
で電力変換器が出力し得る最大電力を供給できる電力変
換装置を提供することにある。

また、可変周波数・可変電圧の交流電源電圧を複数の
スイッチング素子のオンオフ制御により直流に変換し、
バツテリを介して負荷に電力を供給する装置や負荷装置
がバツテリであつてバツテリ充電を行う装置において、
電源から最大限の電力を取り出すとともに、バツテリの
適正な充放電が可能な電力変換装置を提供することを目
的とする。

〔課題を解決するための手段〕

交流電源の電圧，周波数またはその相当信号に応じ
て、変換器の入力電流（電源電流）を制限するか、変換
器入力電圧の電源電圧との同相成分を所定値に制限する
か、又はそれら両者を設けることにより、本発明の目的
が達成される。

また、電力変換器の出力側にバツテリが接続された場
合には、バツテリ電流等のバツテリの状態量に応じて直
流電圧指令を調節することにより、本発明の目的が達成
される。

〔作用〕

電源電圧が低い領域では、変換器の出力である電力が
最大となるように変換器入力電流を所定値に制限し、か
つ、変換器入力電流が電源等の許容最大値に達するとそ
の最大値に制限する。電源電圧が高い領域では、変換器
入力電圧の大きさが所定値以下となるように、入力電圧
の電源電圧に対する同相成分を制限する。即ち、この同
相成分を制限することにより変換電力に関連した変換器
入力電圧の電源電圧に対する直交成分を優先的に制御す
る。これにより、全動作域で電力変換器から出力し得る
最大の電力を供給できるようになる。

また、バツテリが接続された場合には、バツテリの充
電状態に応じて直流電圧を制御することにより、変換電
力の余裕分を利用してバツテリの適正な充電が可能とな
り、また電源電圧が低い場合などで変換電力が少ない時
に、電力の不足分をバツテリより供給できる。

〔実施例〕

以下、本発明の実施例を第１図により説明する。

同図は、三相交流を電源とする電力変換装置に本発明
を適用したもので、電力変換器を電圧形PWMコンバータ
を用いて実現した例を示すものである。同図において、
ACSPは内部インピーダンス（本実施例ではインダクタン
スと抵抗）を持ち、可変周波数・可変電圧の三相交流電
圧を発生する電源、CONVは主回路を構成するスイツチン
グ素子（本実施例ではトランジスタ）のオン・オフ制御
により、交流電源電圧を直流に変換する電力変換器、DC
Cは直流コンデンサ、DCLは直流リアクトル、DCDは電流
の逆流防止ダイオード、BATTはバツテリ、LOADは負荷装
置である。また、MAVRは電力変換器CONVの直流出力電圧
edを所定値に制御する電圧制御回路、EUCLは電源電流i_u
の振幅指令i_u＊と位相指令φ＊に応じて電力変換器CONV
を制御する入力電圧制御回路、DETCは交流電源ACSPの電
圧実効値E_uoを検出する電圧検出回路、LMIOは電圧検出
回路DETCの出力に応じて設定された変換器入力電流の制
限値Imを越えないように電圧制御回路MAVRの出力を制限
する電流制限回路、LMERは変換器入力電圧の電源電圧と
の同相成分E_ur＊を所定値に制限する同相成分制限回路
である。

BTCLは、バツテリ電流Ibが所定値となるように、直流
電圧指令Ed＊を作成し、バツテリ電流が常に定格充電電
流以下になるように管理するバツテリ制御回路である。
このバツテリ制御回路BTCLの働きにより、バツテリの定
格充電電流の範囲内で適正充電が可能となり、過大な充
電電流によるバツテリの劣化を防止できる。バツテリBA
TTがない場合、必要はない。

直流コンデンサDCCは、電力変換器CONVの出力に含ま
れる高調波電流を吸収し、高調波電流によるバツテリの
ストレスを低減するものである。また、バツテリBATTが
なく、負荷装置LOADが起電力を持たない場合には、直流
電圧の維持に利用できる。

直流リアクトルDCLは、電圧リプルを吸収し、高調波
電圧・電流によるバツテリのストレスを低減するもので
ある。

ダイオードDCDは、バツテリから電力変換器への電流
の逆流を抑え、逆流によるバツテリの放電を防止して、
効率的な充電に役立つ。

以下、第１図，第２図及び第３図を用いて動作を説明
する。

本実施例は、変換器CONVの入力電圧をベクトル的に制
御した例である。まず、このベクトル制御法について説
明する。

第３図は、電力変換器の入力電圧を交流電圧源とし
て、主回路一相分の交流側等価回路を示したもので、電
源の抵抗分や電圧・電流の高調波成分は無視した。同図
より、入力電流_ｕはで求められ、第４図に示すベクトル図が得られる第４図
に示された入力電流_ｕの有効成分I_ur及び無効成分I_ui
は、上式の関係から、次式のように表わされる。

ここに、E_ur:入力電圧同相成分（E_uo基準） E_ui:入力電圧直交成分（E_uo基準）（10）式の関係より明らかなように、入力電流の有効
成分I_urは変換器入力電圧直交成分E_uiにより、また、入
力電流の無効成分I_uiは変換器入力電圧同相成分E_urによ
り決定される。すなわち、ベクトル制御方式は、入力電
圧直交成分E_uiにより変換電力を、入力電圧同相成分E_ur
により電源力率を、それぞれ独立に制御するものであ
る。

次に、上記ベクトル制御方式を適用した制御装置の動
作について説明する。

通常、電力変換器CONVは電源電流の最大値の範囲内
で、力率１で負荷に電力を供給する。すなわち、電圧制
御回路MAVRは、直流電圧指令Ed＊と検出器DTEDにより検
出された直流電圧Edとの偏差がゼロとなるように電圧調
節器AVRにより補償演算を行い、電流指令（電源電流の
振幅指令）Ｉ＊を作成する。電流制限回路LMIOは制限値
I_mを電源電流の許容最大値に設定し、電流指令Ｉ＊を制
限値I_m以下に制限し、入力電圧制御回路EUCLに対して電
流指令I_u＊を与える。入力電圧制御回路EUCLは、まず、
電流指令I_u＊と電流検出器DTIUによつて検出された入力
電流I_uとの偏差がゼロとなるように電流調節器ACRによ
り変換器入力電圧の直交成分（電流電圧を基準にしてそ
れに直交する成分）E_ui＊を作成する。一方、力率角指
令φ＊＝０として（電源力率１）、力率角指令φ＊と電
源電圧，電源電流から位相検出器DTPHにより検出した力
率角φとの偏差がゼロとなるように位相調節器APRによ
り変換器入力電圧の同相成分（電源電圧基準）E_ur＊を
作成する。この入力電圧の直交成分E_ui＊と同相成分E_ur
＊から座標変換器PLACにより直交−極座標変換を行い、
入力電圧の振幅指令E_u＊と位相指令θ＊を作成する。こ
の２つの指令E_u＊及びθ＊に基づいてパルス幅変調回路
PWMは、電力変換器CONVを構成するパワートランジスタ
のオン・オフ信号（ベース信号）を作成し、電力変換器
CONVの入力電圧を制御する。以上のようにして、電源電
流の許容最大値の範囲内で、負荷に電力を供給する。

（第２図の領域であり、同図は最大電力出力状態を示
した）。

これに対して、電源電圧が低い領域では、電流制限回
路LMIOは検出回路DETCにより検出された電源電圧に応じ
て、（３）式の関係を満足するように制限値I_mを設定
し、電流指令Ｉ＊を制限値I_m以下に制限して、入力電圧
制御回路EUCLに電流指令I_u＊を与える。同時に、電源力
率が１となるように力率角指令をφ＊＝０として、入力
電圧制御回路EUCLに与える（第２図の領域）。

一方、電源電圧または周波数が高くなり、変換器入力
電圧の大きさがその所定の最大値に達すると、入力電圧
の同期成分指令E_ur＊を所定値に制限して入力電圧の大
きさを所定値以下に保ち、電源電流の許容最大値の範囲
内で負荷に電力を供給する（第２図の領域）。

本実施例は、Ｕ相の電圧・電流により三相を一括制御
した例であるが、各相毎に入力電圧制御回路を設けても
よい。

以上のようにして、本発明の目的が達成される。

本実施例によれば、交流電源の全動作域において電力
変換器の出力し得る最大電力を供給できる。

一方、自動車等のバツテリ充電装置のように、電源が
電圧調整用の界磁巻線を持つ交流発電機の場合、本発明
を適用すれば、界磁電流制御回路を省略できる。さら
に、スリツプリングや界磁巻線のない、永久磁石等を用
いた交流発電機を利用すれば、交流発電機の小型・軽量
化が図れる。

第１図に示す実施例において、検出器DETCの検出信号
は電源周波数であつてもよい。電源周波数によつて変化
するインピーダンスの影響を受けずに正確な電源電圧を
得るには、ピツクアツプコイル等の電圧検出用センサー
を別設する必要があるが、電源電圧と電源周波数が比例
関係にある場合、電源周波数を検出し、電源電圧に換算
することにより、電圧検出用のピツクアツプコイル等を
省略することが可能となる。

第１図の実施例において、変換器入力電流の制限は、
交流電源のリアクタンス電圧を制限することによつても
よい。リアクタンス電圧は、電源電圧と変換器入力電圧
との差電圧であり、電源周波数がわかれば、計算により
入力電流が求められる。この場合、電流検出回路を省略
できる。

第１図の実施例において、変換器入力電流の制限は、
変換器出力電流を制限することによつてもよい。この場
合、第５図に示すような構成となる。同図において、DT
IDは出力電流検出回路で、LMIDは電源電圧に応じて電圧
制御回路MAVRの出力Id＊を制限する電流制限回路であ
る。電流調節器ACRは出力電流の偏差に応じて入力電圧
の同相成分指令E_ur＊を作成する。本実施例では、電源
の相数にかかわらず、電流検出回路は１つでよい。

第１図に示す実施例における検出器DETCの検出信号
は、電力変換器の入力電圧と電源電流から推定する手段
を用いてもよい。第６図に、検出部のみの実施例を示
す。

本実施例では、次のようにして電源電圧を推定する。
すなわち、各部の電圧・電流には、次式の関係式が成り
立つ。

ここに、ｅν_o:電源電圧 e_n:電源中性点電圧ｅν：電力変換器入力電圧ｚν：電源インピーダンスｉν：電源電流、ν＝u,v,w 上式より、電源電圧が平衡している場合、電源の中性
点電圧e_nは e_n＝（e_u＋e_v＋e_w ＋z_uiu＋z_viv＋z_wiw）/3 …（12）となる。したがつて、電源インピーダンスが既知であれ
ば、（11）式及び（12）式の関係を用いて、電源電圧を
推定できる。

本実施例によれば、電源電圧検出用のセンサーなしで
高精度に電源電圧を検出することができる。

第１図に示す実施例における検出器DETCの検出信号は
車両速度であつてもよい。車両速度に対して電源電圧が
一義的に決定される場合には、車両速度を利用すること
により、電圧検出用のセンサー等を省略できる。検出器
DETCは車両速度から電源電圧への換算を行なうだけでよ
い。

第１図の実施例に示した電流調節器ACRの補償係数
を、電源周波数に応じて調節することが考えられる。こ
の場合、高安定な電流制御が可能になる効果がある。

第７図の実施例は、第１図に示した実施例におけるバ
ツテリ制御回路BTCLの出力側に、直流電圧指令Ed＊を所
定の範囲内に制限する電圧制限回路LMEDを設けたもの
で、バツテリ制御部のみを示した。同図において、電圧
制限回路LMEDは、バツテリ電圧が定められた電圧範囲内
に維持されるように直流電圧指令Ed＊を制限するもので
ある。

本実施例によれば、バツテリの特性により定められた
電圧範囲内で適正な充電が行え、過充電を防止できるな
どの効果がある。

第８図の実施例は、変換器入力電圧の大きさが所定値
以下になるように、第１図の実施例における同相成分制
限回路LMERを構成したものである。同図において、ERMX
は入力電圧直交成分E_ui＊に応じて入力電圧の大きさが
所定値E_umax以下となるように、入力電圧同相成分E_ur＊
の制限値E_urmax作成する制限値発生回路で、LIMTは制限
値発生回路ERMXの出力に応じて、入力電圧同相成分E_ur
＊を制限する制限回路である。したがつて、変換電力に
関連した入力電圧直交成分の指令E_ui＊が優先され、入
力電圧同相成分E_ur＊は E_ur＊≦E_umax²＋E_ui＊^２ …（13）となるように運転される。

本実施例によれば、最大力率運転が可能で、高安定な
制御系を構成できる効果がある。

第９図の実施例は、電源電圧に応じて力率角指令φ＊
を調節することにより、入力電圧同相成分の制限を行う
ものである。すなわち、任意の力率角φにおける入力電
圧同相成分E_urは、第10図のベクトル図から明らかなよ
うに、 E_ur＝E_uo＋ωLI_usinφ …（14）で与えられる。上式の関係から、入力電圧同相成分E_ur
が（13）式の関係を満足するように、電源電圧E_uoに応
じて、力率角指令φ＊を決定すればよい。

本実施例によれば、力率調節器APRを含む補償系が連
続的に動作できる利点がある。

〔発明の効果〕

本発明によれば、可変周波数・可変電圧の交流電源電
圧を直流に変換する電力変換装置において、全動作域で
電力変換器の出し得る最大電力を供給できるようにな
る。

また、バツテリが接続された場合には変換電力の余裕
分を利用してバツテリの適正充電が可能となり、電力に
不足が生じた場合には、バツテリより、不足電力を供給
できるなどの効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の一実施例を示す図、第２図は第１図の
動作を説明するための図、第３図は主回路の等価回路、
第４図は第３図の動作を説明するためのベクトル図、第
５図は入力電流を制限する他の手段を示す図、第６図は
交流電源の電圧を検出する他の手段を示す図、第７図は
本発明の他の実施例を示す図、第８図及び第９図は入力
電圧同相成分を制限する手段の他の実施例を示す図、第
10図は第９図の動作を説明するための図である。 ACSP……可変周波数・可変電圧交流電源、CONV……電力
変換器、DCC……直流コンデンサ、DCL……直流リアクト
ル、DCD……ダイオード、BATT……バツテリ、LOAD……
負荷装置、MAVR……電圧制御回路、EUCL……入力電圧制
御回路、DETC……電圧検出回路、LMIO……電流制限回
路、LMER……同相成分制限回路。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者筒井義雄茨城県日立市久慈町4026番地株式会社日立製作所日立研究所内 (72)発明者中村清茨城県日立市久慈町4026番地株式会社日立製作所日立研究所内 (72)発明者阿部純茨城県日立市幸町３丁目１番１号株式会社日立製作所日立工場内 (56)参考文献特開昭58−79478（ＪＰ，Ａ) 特開昭59−194697（ＪＰ，Ａ) 特開昭59−226662（ＪＰ，Ａ) 特開昭60−77678（ＪＰ，Ａ) 特開昭60−46773（ＪＰ，Ａ) 特開昭62−201066（ＪＰ，Ａ) 特開昭62−230357（ＪＰ，Ａ) 実開昭63−77436（ＪＰ，Ｕ)

Claims

(57)【特許請求の範囲】

【請求項１】可変周波数・可変電圧の交流電源の交流を
複数のスイッチング素子のオンオフ制御により直流に変
換する電力変換器と、前記電力変換器の直流出力側に接
続された負荷装置と、前記電力変換器の直流出力電圧を
所定値に制御する電圧制御手段を備えた電力変換装置に
おいて、前記交流電源の電圧又は周波数又はそれらの相当信号に
応じて、前記電力変換器の入力電流を制限する手段を備
えたことを特徴とする電力変換装置。
【請求項２】上記電力変換器の入力電流を制限する手段
は、前記交流電源のリアクタンスの電圧を制限する手段
であることを特徴とする請求項第１記載の電力変換装
置。
【請求項３】可変周波数・可変電圧の交流電源の交流を
複数のスイッチング素子のオンオフ制御により直流に変
換する電力変換器と、前記電力変換器の直流出力側に接
続された負荷装置と、前記電力変換器の直流出力電圧を
所定値に制御する電圧制御手段を備えた電力変換装置に
おいて、前記電力変換器入力電圧の電源電圧に対する同相成分を
所定値に制限する手段を備えたことを特徴とする電力変
換装置。
【請求項４】上記電力変換器入力電圧の電源電圧に対す
る同相成分の所定値は、前記電力変換器入力電圧の大き
さがその所定値以下となるような前記入力電圧の同相成
分であることを特徴とする請求項第３項記載の電力変換
装置。
【請求項５】上記電力変換器入力電圧の電源電圧に対す
る同相成分を制限する手段は、前記電力変換器入力電流
位相を電源電圧に応じて調整する手段であることを特徴
とする請求項第３項記載の電力変換装置。
【請求項６】可変周波数・可変電圧の交流電源の交流を
複数のスイッチング素子のオンオフ制御により直流に変
換する電力変換器と、前記電力変換器の直流出力側に接
続された負荷装置と、前記電力変換器の直流出力電圧を
所定値に制御する電圧制御手段を備えた電力変換装置に
おいて、前記交流電源の電圧又は周波数又はそれらの相当信号に
応じて前記電力変換器の入力電流を制限する手段と、前
記電力変換器入力電圧の電源電圧に対する同相成分を所
定値に制限する手段を備えたことを特徴とす電力変換装
置。
【請求項７】請求項第１乃至６項の何れかにおいて、前
記負荷装置にはバツテリが含まれることを特徴とする電
力変換装置。
【請求項８】可変周波数・可変電圧の交流電源の交流を
複数のスイッチング素子のオンオフ制御により直流に変
換する電力変換器と、前記電力変換器の直流出力側に接
続された負荷装置と、前記電力変換器の直流出力電圧を
所定値に制御する電圧制御手段を備えた電力変換装置に
おいて、前記負荷装置と並列に接続したバツテリと、電力変換器
出力側に並列接続されたコンデンサと前記コンデンサ及
び負荷装置に直列接続されたリアクトルからなる直流フ
イルタ回路と、バツテリからの電流の逆流を防止する手
段と、交流電源の電圧または周波数またはそれらの相当
信号に応じて前記電力変換器入力電流を制限する手段
と、前記電力変換器入力電圧の電源電圧に対する同相成
分を所定値に制限する手段と、バツテリ電流に応じて直
流出力電圧を制御する手段と、電力変換器の直流出力電
圧を所定の範囲内に制限する手段を備えたことを特徴と
する電力変換装置。
【請求項９】可変周波数・可変電圧の交流電源の交流を
複数のスイッチング素子のオンオフ制御により直流に変
換する電力変換器と、前記電力変換器の直流出力側に接
続された負荷装置と、前記電力変換器の直流出力電圧を
所定値に制御する電圧制御手段を備えた電力変換装置に
おいて、前記変換器の入力電圧における前記電源電圧との直交成
分E_ui（有効電力相当）に応じて前記変換器の入力電圧
における前記電源電圧との同相成分E_ur（無効電力相
当）の制限値を調整する手段を備えたことを特徴とする
電力変換装置。