JP2796679B2 - Pwmインバータ装置 - Google Patents
Pwmインバータ装置Info
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、無停電電源装置や誘導電動機制御等に利用
されている、PWMインバータ装置の電力変換素子と、ロ
ーパスフィルタの損失改善に関するものである。
されている、PWMインバータ装置の電力変換素子と、ロ
ーパスフィルタの損失改善に関するものである。
〔従来の技術〕 第1図は、キャリア周波数を一定とした従来のPWMイ
ンバータ装置の回路図である。第1図において、1は直
流入力電圧Ebを交流方形波電圧V2に変換するインバータ
回路、2は交流方形波電圧V2に含まれている高調波成分
を低減するローパスフィルタ回路、3は制御回路であ
る。
ンバータ装置の回路図である。第1図において、1は直
流入力電圧Ebを交流方形波電圧V2に変換するインバータ
回路、2は交流方形波電圧V2に含まれている高調波成分
を低減するローパスフィルタ回路、3は制御回路であ
る。
次に動作について説明する。制御回路3において、信
号発生回路から出力される基準正弦波Vsと、三角波発生
回路から出力される三角波Vt(基準正弦波Vsの周波数に
比べ充分に高い)とを、比較回路CMPで比較し、基準正
弦波Vsの電圧値に比例するパルス幅を出力する。このパ
ルスでインバータ回路1のQ1、Q4とQ2、Q3を交互にオン
・オフ制御を行い、ローパスフィルタ回路2で高調波成
分を低減し、基準正弦波Vsに相似の交流出力電圧Voを出
力する。
号発生回路から出力される基準正弦波Vsと、三角波発生
回路から出力される三角波Vt(基準正弦波Vsの周波数に
比べ充分に高い)とを、比較回路CMPで比較し、基準正
弦波Vsの電圧値に比例するパルス幅を出力する。このパ
ルスでインバータ回路1のQ1、Q4とQ2、Q3を交互にオン
・オフ制御を行い、ローパスフィルタ回路2で高調波成
分を低減し、基準正弦波Vsに相似の交流出力電圧Voを出
力する。
第3図はインバータ回路1の動作波形図であり、V2は
インバータ回路1から出力される交流方形電圧を表し、
三角波状の電流波形ifはインバータ回路1から出力され
る高周波電流を表す。
インバータ回路1から出力される交流方形電圧を表し、
三角波状の電流波形ifはインバータ回路1から出力され
る高周波電流を表す。
交流方形波電圧V2に含まれる高調波成分は、ローパス
フィルタ回路2で低減されて、交流出力電圧Voのキャリ
ア周波数での電圧はほぼ一定となり、ローパスフィルタ
回路2のインダクタンスをL1、L2とすると、インバータ
回路1から出力される単位時間あたりの高周波電流ifの
変化量は、 Δif=(Eb−Vo)ton/(L1+L2) となり、交流出力電圧Voが零のときに最大電流になる。
この電流により、インバータ回路1およびローパスフィ
ルタ回路2の導通損失が増大する。
フィルタ回路2で低減されて、交流出力電圧Voのキャリ
ア周波数での電圧はほぼ一定となり、ローパスフィルタ
回路2のインダクタンスをL1、L2とすると、インバータ
回路1から出力される単位時間あたりの高周波電流ifの
変化量は、 Δif=(Eb−Vo)ton/(L1+L2) となり、交流出力電圧Voが零のときに最大電流になる。
この電流により、インバータ回路1およびローパスフィ
ルタ回路2の導通損失が増大する。
次に一例としてEb=200V、L1+L2=1mH、キャリア周
波数f=25KHz(周期T=40μS)としたときのifの変
化を計算してみる。交流出力電圧Voが141Vにあった場
合、インバータ回路1のQ1、Q4またはQ2、Q3のオン時間
は次式で表される。
波数f=25KHz(周期T=40μS)としたときのifの変
化を計算してみる。交流出力電圧Voが141Vにあった場
合、インバータ回路1のQ1、Q4またはQ2、Q3のオン時間
は次式で表される。
ton=T(Vo/2Ed+0.5) 前述の条件にてオン時間を算出すると、ton=34.1μ
Sとなり、このオン時間で変化する電流値Δifは約2Aに
なる。これに対し、Vo=0Vのときを同様にして求める
と、ton=20μSとなりΔifは約4Aになる。すなわち、
出力電圧が小さくなるにしたがい高周波電流は大きくな
り、導通損失も増大する。
Sとなり、このオン時間で変化する電流値Δifは約2Aに
なる。これに対し、Vo=0Vのときを同様にして求める
と、ton=20μSとなりΔifは約4Aになる。すなわち、
出力電圧が小さくなるにしたがい高周波電流は大きくな
り、導通損失も増大する。
本発明は上記問題点を解決するために、基準正弦波の
振幅によって変調された三角波(基準正弦波の振幅に反
比例している)と、該基準正弦波とを比較することで、
PWM変調とFM変調が混合された形のパルス波形を出力
し、インバータ回路を構成する電力変換素子のオン/オ
フ制御をおこない、PWMインバータ装置の出力に正弦波
を出力する。
振幅によって変調された三角波(基準正弦波の振幅に反
比例している)と、該基準正弦波とを比較することで、
PWM変調とFM変調が混合された形のパルス波形を出力
し、インバータ回路を構成する電力変換素子のオン/オ
フ制御をおこない、PWMインバータ装置の出力に正弦波
を出力する。
本発明に係わるPWMインバータ装置は、三角波(キャ
リア周波数)を基準正弦波にて変調し、基準正弦波の振
幅に反比例して三角波(キャリア周波数)を変化させる
ことで、基準正弦波の0V付近における三角波(キャリア
周波数)が高周波化され、PWMインバータ装置の交流出
力電圧の0V付近において、インバータ回路とローパスフ
ィルタ回路間を流れる三角波状の電流ifを抑制するよう
に作用する。
リア周波数)を基準正弦波にて変調し、基準正弦波の振
幅に反比例して三角波(キャリア周波数)を変化させる
ことで、基準正弦波の0V付近における三角波(キャリア
周波数)が高周波化され、PWMインバータ装置の交流出
力電圧の0V付近において、インバータ回路とローパスフ
ィルタ回路間を流れる三角波状の電流ifを抑制するよう
に作用する。
本発明の実施例を前記第1図と同一部分に同一符号を
付した第2図について説明する。第2図において4は基
準正弦波発生回路、5は基準正弦波Vsを整流する全波整
流回路、6は全波整流回路5の整流波形を正・負両極性
の電圧の変換する電圧変換回路、7は入力電圧値に応じ
た周期の三角波信号を発生する三角波発生回路、8は基
準正弦波発生回路4と三角波発生回路7の出力電圧を比
較し、変調パルスを出力する電圧比較回路、9は反転回
路である。
付した第2図について説明する。第2図において4は基
準正弦波発生回路、5は基準正弦波Vsを整流する全波整
流回路、6は全波整流回路5の整流波形を正・負両極性
の電圧の変換する電圧変換回路、7は入力電圧値に応じ
た周期の三角波信号を発生する三角波発生回路、8は基
準正弦波発生回路4と三角波発生回路7の出力電圧を比
較し、変調パルスを出力する電圧比較回路、9は反転回
路である。
次に動作について説明する。基準正弦波発生回路4の
出力電圧(基準正弦波)Vsと、基準正弦波Vsの振幅に反
比例するように変調された三角波信号Vtとを比較して、
パルス幅変調された信号を発生し、インバータ回路1の
トランジスタ(Q1〜Q4)をスイッチングする。
出力電圧(基準正弦波)Vsと、基準正弦波Vsの振幅に反
比例するように変調された三角波信号Vtとを比較して、
パルス幅変調された信号を発生し、インバータ回路1の
トランジスタ(Q1〜Q4)をスイッチングする。
第4図は交流出力電圧Voと高周波電流を表わした図で
ある。このように、交流出力電圧Voの出力電圧が小さく
なるにつれて、キャリア周波数が高くなるように動作
し、インバータ回路1とローパスフィルタ回路間に流れ
る高周波電流ifを制御する。
ある。このように、交流出力電圧Voの出力電圧が小さく
なるにつれて、キャリア周波数が高くなるように動作
し、インバータ回路1とローパスフィルタ回路間に流れ
る高周波電流ifを制御する。
以上のように、本発明によれば、インバータ回路とロ
ーパスフィルタ回路間を流れる高周波電流を抑制でき、
インバータ回路およびローパスフィルタ回路の高周波電
流による導通損失を低減する効果がある。
ーパスフィルタ回路間を流れる高周波電流を抑制でき、
インバータ回路およびローパスフィルタ回路の高周波電
流による導通損失を低減する効果がある。
第1図は従来のPWMインバータ装置の回路図、第2図は
本発明によるキャリア周波数を可変するPWMインバータ
装置の回路図、第3図は従来のPWMインバータ回路の動
作波形図、第4図は本発明によるキャリア周波数を可変
するPWMインバータ回路の動作波形図である。
本発明によるキャリア周波数を可変するPWMインバータ
装置の回路図、第3図は従来のPWMインバータ回路の動
作波形図、第4図は本発明によるキャリア周波数を可変
するPWMインバータ回路の動作波形図である。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き 審査官 松澤 福三郎
Claims (1)
- 【請求項1】直流電圧をパルス幅変調(PWM)の交流方
形波電圧に変換するインバータ回路と、該インバータ回
路の出力電圧波形に含まれる、高調波成分の低減を行う
ローパスフィルタ回路を有するPWMインバータ装置にお
いて、ローパスフィルタ回路の出力電圧の基準となる信
号の大きさに、反比例してキャリア周波数を可変し、そ
のキャリアと基準信号とを比較する制御回路を有するこ
とを特徴とする、PWMインバータ装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1311809A JP2796679B2 (ja) | 1989-11-30 | 1989-11-30 | Pwmインバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP1311809A JP2796679B2 (ja) | 1989-11-30 | 1989-11-30 | Pwmインバータ装置 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH03173358A JPH03173358A (ja) | 1991-07-26 |
JP2796679B2 true JP2796679B2 (ja) | 1998-09-10 |
Family
ID=18021684
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP1311809A Expired - Fee Related JP2796679B2 (ja) | 1989-11-30 | 1989-11-30 | Pwmインバータ装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2796679B2 (ja) |
Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5944974A (ja) * | 1982-09-07 | 1984-03-13 | Fujitsu Denso Ltd | スイッチング電源 |
JPS62138068A (ja) * | 1985-12-11 | 1987-06-20 | Fuji Electric Co Ltd | Pwmインバ−タの制御装置 |
JPS63294265A (ja) * | 1987-05-27 | 1988-11-30 | Shinko Electric Co Ltd | インバ−タのパルス幅変調回路 |
-
1989
- 1989-11-30 JP JP1311809A patent/JP2796679B2/ja not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5944974A (ja) * | 1982-09-07 | 1984-03-13 | Fujitsu Denso Ltd | スイッチング電源 |
JPS62138068A (ja) * | 1985-12-11 | 1987-06-20 | Fuji Electric Co Ltd | Pwmインバ−タの制御装置 |
JPS63294265A (ja) * | 1987-05-27 | 1988-11-30 | Shinko Electric Co Ltd | インバ−タのパルス幅変調回路 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH03173358A (ja) | 1991-07-26 |
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R350 | Written notification of registration of transfer |
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