JP2790239B2 - Orthogonal frequency division multiplexed signal transmitting / receiving device - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

【０００１】[0001]

【産業上の利用分野】本発明は、ＯＦＤＭ（直交周波数
分割多重 Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ
Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）信号
送受信装置に係り、特にディジタル移動通信に好適なＯ
ＦＤＭ信号送受信装置に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing).
The present invention relates to a division multiplexing (signal multiplexing) signal transmitting / receiving apparatus, and particularly to an O / O signal suitable for digital mobile communication.
The present invention relates to an FDM signal transmitting / receiving apparatus.

【０００２】[0002]

【従来の技術】図５と共に、従来のＯＦＤＭ信号送信装
置について説明する。まず、ディジタル情報データ信号
が、入力端子を介して直並列変換回路７０に供給され、
必要に応じて誤り訂正符号の付与がなされる。この回路
７０の出力信号は、ＩＦＦＴ回路７１に供給され、その
出力信号は、マルチパス歪を軽減させるためのガードイ
ンターバル回路７２を介して、Ｄ／Ａ変換器７３に供給
される。ここでアナログ信号に変換され、次のＬＰＦ７
４により必要な周波数帯域の成分のみが通過させられ
る。アナログ値のリアル、イマジナリパートの出力信号
は、直交変調器７５に供給され、ＯＦＤＭ信号が出力さ
れる。2. Description of the Related Art A conventional OFDM signal transmitting apparatus will be described with reference to FIG. First, a digital information data signal is supplied to a serial / parallel conversion circuit 70 via an input terminal.
An error correction code is added as needed. The output signal of this circuit 70 is supplied to an IFFT circuit 71, and the output signal is supplied to a D / A converter 73 via a guard interval circuit 72 for reducing multipath distortion. Here, the signal is converted into an analog signal, and the next LPF 7
4 allows only the components of the required frequency band to pass. Output signals of the analog real and imaginary parts are supplied to a quadrature modulator 75, and an OFDM signal is output.

【０００３】このＯＦＤＭ信号は、伝送すべき周波数帯
に周波数変換器７６により周波数変換されて、次の送信
部７７に供給され、これを構成しているリニア増幅器と
送信アンテナとを介して、送信される。中間周波数発生
回路７８の出力信号と９０゜シフト回路７８Ａを介した
信号とが直交変調器７５に夫々供給される。回路７９に
より出力されるクロック信号は、動作信号として、直並
列変換回路７０、ＩＦＦＴ回路７１、ガードインターバ
ル回路７２、Ｄ／Ａ変換器７３に夫々供給される。[0003] The OFDM signal is frequency-converted by a frequency converter 76 into a frequency band to be transmitted, and is supplied to the next transmitting unit 77, which transmits the signal through a linear amplifier and a transmitting antenna. Is done. The output signal of the intermediate frequency generation circuit 78 and the signal passed through the 90 ° shift circuit 78A are supplied to the quadrature modulator 75, respectively. The clock signal output from the circuit 79 is supplied as an operation signal to the serial-parallel conversion circuit 70, the IFFT circuit 71, the guard interval circuit 72, and the D / A converter 73, respectively.

【０００４】次に、図６と共にＯＦＤＭ信号受信装置に
ついて説明する。受信部８０は、これを構成している受
信アンテナにより得た前記送信部７７からの信号を高周
波増幅器により増幅し、周波数変換器８１を介して、中
間周波増幅回路８２に供給され、更に、直交復調器８３
に供給される。中間周波増幅回路８２の出力信号はキャ
リア検出回路９０を介して中間周波数発生回路８９に供
給される。中間周波数発生回路８９の出力信号と９０゜
シフト回路８９Ａを介した信号とが、直交復調器８３に
夫々供給されて、リアル、イマジナリパートの出力信号
が復号される。直交復調器８３の出力信号は、ＬＰＦ８
４を介してＡ／Ｄ変換器８５に供給され、ディジタル信
号に変換されると共に、直交復調器８３の出力信号は、
同期信号発生回路９１にも供給される。Next, an OFDM signal receiving apparatus will be described with reference to FIG. The receiving section 80 amplifies the signal from the transmitting section 77 obtained by the receiving antenna constituting the same by a high frequency amplifier, and supplies the amplified signal to the intermediate frequency amplifier circuit 82 via the frequency converter 81. Demodulator 83
Supplied to The output signal of the intermediate frequency amplification circuit 82 is supplied to an intermediate frequency generation circuit 89 via a carrier detection circuit 90. The output signal of the intermediate frequency generation circuit 89 and the signal passed through the 90 ° shift circuit 89A are respectively supplied to the quadrature demodulator 83, and the output signals of the real and imaginary parts are decoded. The output signal of the quadrature demodulator 83 is LPF8
4 and supplied to an A / D converter 85 to be converted into a digital signal, and the output signal of the quadrature demodulator 83 is
It is also supplied to the synchronization signal generation circuit 91.

【０００５】これらの信号は次のガードインターバル回
路８６を介して、ＦＦＴ，ＱＡＭ復号回路８７に供給さ
れる。このＦＦＴ，ＱＡＭ復号回路８７は供給される同
期信号発生回路９１の同期信号を基にして、複素フーリ
エ演算を行い、入力信号の各周波数毎の実数部、虚数部
信号（リアルパート、イマジナリパート）のレベルを求
め、ディジタル情報伝送用キャリアで伝送される量子化
されたディジタル信号のレベルが求められ、ディジタル
情報が復号される。ＦＦＴ，ＱＡＭ復号回路８７の出力
信号は、並直列変換回路８８を介して出力される。ここ
で、送信装置の中間周波数と受信装置の中間周波数とが
完全に一致しておれば変調成分のみが得られ、問題はな
いが、中間周波数発生回路、周波数変換器の局部発振器
（図示せず）に周波数安定度が高くないものを使用した
り、両出力信号間に位相誤差があったりすると、それ以
降の復調動作に影響を与え、ＱＡＭ復号データのエラー
発生確率が増大する。[0005] These signals are supplied to an FFT / QAM decoding circuit 87 via the next guard interval circuit 86. The FFT / QAM decoding circuit 87 performs a complex Fourier operation based on the supplied synchronization signal of the synchronization signal generation circuit 91, and outputs a real part and an imaginary part signal (real part, imaginary part) for each frequency of the input signal. Is obtained, the level of the quantized digital signal transmitted by the digital information transmission carrier is obtained, and the digital information is decoded. The output signal of the FFT / QAM decoding circuit 87 is output via the parallel / serial conversion circuit 88. Here, if the intermediate frequency of the transmitting device and the intermediate frequency of the receiving device completely match, only the modulation component can be obtained, and there is no problem. However, the intermediate frequency generating circuit and the local oscillator of the frequency converter (not shown) ), If the frequency stability is not high, or if there is a phase error between both output signals, the subsequent demodulation operation is affected, and the error occurrence probability of QAM decoded data increases.

【０００６】[0006]

【発明が解決しようとする課題】ＯＦＤＭ信号送受信装
置においては、受信側ですべての多搬送波の位相を時間
軸の変動成分を有することなく、完全に再生すること
は、大変困難であり、更に、マルチパス歪みを軽減する
ために、送信側でガードインターバル回路が設定されて
いるので、このような条件の送信信号を、受信する場合
は、有効シンボル長部分とガードインターバル部分と
で、伝送信号の位相を完全に同一状態で再生すること
は、一層困難であるという問題があった。本発明は上記
の点に着目してなされたものであり、ＯＦＤＭの特定キ
ャリア（リファレンスキャリア）を、前記シンボル期間
設定回路により、シンボル期間毎に、略１／４波長の奇
数倍ずつ位相を変えて送出して、受信側の同期関係を一
定に保持出来るようにしたＯＦＤＭ信号送受信装置を提
供することを目的とする。In an OFDM signal transmitting / receiving apparatus, it is very difficult to completely reproduce the phases of all multicarriers on the receiving side without having time-axis fluctuation components. Since a guard interval circuit is set on the transmitting side to reduce multipath distortion, when receiving a transmission signal under such conditions, the transmission signal is divided into an effective symbol length portion and a guard interval portion. There is a problem that it is more difficult to reproduce the phase in exactly the same state. The present invention has been made by paying attention to the above point, and changes the phase of a specific carrier (reference carrier) of OFDM by an odd multiple of substantially 1/4 wavelength for each symbol period by the symbol period setting circuit. It is an object of the present invention to provide an OFDM signal transmission / reception device which can transmit and transmit a signal, and maintain the synchronization relationship on the receiving side constant.

【０００７】[0007]

【課題を解決するための手段】本発明のＯＦＤＭ信号送
受信装置は、キャリアを直交して配置し、各々のキャリ
アで独立したディジタル情報を伝送する直交周波数分割
多重信号送信装置において、ディジタル情報信号が供給
され多値ＱＡＭ変調信号を発生させるＩＦＦＴ回路と、
伝送される前記変調信号のうち、その一部は繰り返して
伝送するように構成するガードインターバル設定回路
と、前記ガードインターバル設定回路の出力が供給され
るＤ／Ａ変換器と、前記ディジタル情報信号が供給され
前記ＩＦＦＴ回路に設定信号を供給するシンボル期間設
定回路と、前記各回路を駆動するクロック信号発生回路
と、前記Ｄ／Ａ変換器の出力が供給される直交変調器と
を有し、前記ガードインターバル設定回路により設定さ
れるガードインターバルに略波長の整数倍の期間存在す
る次数のキャリアをリファレンスキャリアとし、前記リ
ファレンスキャリアは、前記シンボル期間設定回路によ
り、シンボル期間毎に略１／４波長の奇数倍ずつ位相を
変えられて前記直交変調器より直交周波数分割多重信号
として送出されるよう構成し、前記直交周波数分割多重
信号送信装置からの信号を受信する直交周波数分割多重
信号受信装置において、受信された周波数分割多重信号
の復調を行う直交復調器と、前記直交復調器の出力が供
給されるＡ／Ｄ変換器と、前記Ａ／Ｄ変換器の出力が供
給されるガードインターバル処理回路と、前記Ａ／Ｄ変
換器とガードインターバル処理回路を駆動するクロック
信号を出力する同期信号発生回路と、シンボル区間毎に
リファレンスキャリアの位相が変えられて伝送される位
相変化点を検出して有効シンボル区間信号を発生させる
シンボル同期信号発生回路と、前記有効シンボル区間信
号を用いてＦＦＴ演算を行い復号を行うＦＦＴ，ＱＡＭ
復号回路とを有して構成し、上述の目的を達成するもの
である。An OFDM signal transmitting and receiving apparatus according to the present invention is an orthogonal frequency division multiplexing signal transmitting apparatus in which carriers are arranged orthogonally and independent digital information is transmitted in each carrier. An IFFT circuit for generating a supplied multi-level QAM modulation signal;
A guard interval setting circuit configured to transmit a part of the modulated signal repeatedly; a D / A converter to which an output of the guard interval setting circuit is supplied; A symbol period setting circuit for supplying a setting signal to the IFFT circuit and a clock signal generating circuit for driving each of the circuits; and a quadrature modulator to which an output of the D / A converter is supplied. A carrier of the order present in the guard interval set by the guard interval setting circuit for a period substantially equal to an integral multiple of the wavelength is used as a reference carrier. The phase is changed by an odd number of times and transmitted from the orthogonal modulator as an orthogonal frequency division multiplexed signal. An orthogonal frequency division multiplexing signal receiving device configured to receive a signal from the orthogonal frequency division multiplexing signal transmitting device, wherein an orthogonal demodulator that demodulates the received frequency division multiplexing signal and an output of the orthogonal demodulator are supplied. A / D converter, a guard interval processing circuit to which the output of the A / D converter is supplied, and a synchronizing signal generation circuit that outputs a clock signal for driving the A / D converter and the guard interval processing circuit A symbol synchronization signal generating circuit for detecting a phase change point transmitted by changing the phase of the reference carrier for each symbol section and generating an effective symbol section signal, and performing an FFT operation using the effective symbol section signal FFT, QAM for decoding
It has a decoding circuit and achieves the above object.

【０００８】[0008]

【実施例】本発明のＯＦＤＭ信号送受信装置の実施例に
ついて、添付の図１乃至図４及び図７を参照して、以下
に説明する。図１は、本発明のＯＦＤＭ信号送信装置の
実施例であり、ここで伝送されるディジタルデータは、
圧縮されたオーディオ、ビデオ信号等である。ＯＦＤＭ
は、多数のキャリアを直交して配置し、夫々のキャリア
で独立したディジタル情報を伝送するもので、キャリア
が直交しているので、隣接するキャリアのスペクトラム
は当該キャリアの周波数位置で零になる。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS An embodiment of an OFDM signal transmitting / receiving apparatus according to the present invention will be described below with reference to FIGS. 1 to 4 and FIG. FIG. 1 shows an embodiment of an OFDM signal transmitting apparatus according to the present invention.
These are compressed audio and video signals. OFDM
Is a technique in which a large number of carriers are arranged orthogonally and independent digital information is transmitted in each carrier. Since the carriers are orthogonal, the spectrum of an adjacent carrier becomes zero at the frequency position of the carrier.

【０００９】この直交するキャリアを作るためＩＦＦＴ
回路技術が使用される。時間間隔Ｔの間にＮ個の複素数
による逆ＤＦＴ（離散フーリエ変換）を実行すれば、Ｏ
ＦＤＭ信号を生成でき、逆ＤＦＴの各点が変調信号出力
に相当する。図１及び図２に示す本発明装置の基本的な
仕様は、下記に示す通りである。 （ａ）中心キヤリア周波数…１００ＭＨｚ （ｂ）伝送
用キャリア数…２４８波 （ｃ）変調方式…２５６ＱＡＭ ＯＦＤＭ （ｄ）使用
キャリア数…２５７波 （ｅ）伝送帯域幅…１００ｋＨｚ， 使用帯域幅…９９
ｋＨｚ （ｆ）転送レート…７５０ｋｂｐｓ （ｇ）ガードイン
ターバル…６０．６μｓｅｃIn order to make this orthogonal carrier, IFFT
Circuit technology is used. By performing an inverse DFT (Discrete Fourier Transform) with N complex numbers during the time interval T, O
An FDM signal can be generated, and each point of the inverse DFT corresponds to a modulation signal output. The basic specifications of the device of the present invention shown in FIGS. 1 and 2 are as follows. (A) Central carrier frequency: 100 MHz (b) Number of carriers for transmission: 248 waves (c) Modulation method: 256 QAM OFDM (d) Number of carriers used: 257 waves (e) Transmission bandwidth: 100 kHz, used bandwidth: 99
kHz (f) Transfer rate: 750 kbps (g) Guard interval: 60.6 μsec

【００１０】次にキャリアの配置について説明する。キ
ャリアの配置は、中間周波数１０．７ＭＨｚを中心とし
（これを第０キャリアと呼ぶ。）、左右に夫々１２８波
のキャリア（中心周波数の右側のキャリアを順番に第１
キャリア、第２キャリア、…、第１２８キャリアと呼
び、左側のものを順番に第−１キャリア、第−２キャリ
ア、…、第−１２８キャリアと呼ぶ。）を配置し、キャ
リアの割当ては下記のように設定する。Next, the arrangement of carriers will be described. The arrangement of the carriers is centered on the intermediate frequency 10.7 MHz (this is referred to as the 0th carrier), and the left and right carriers of 128 waves (the carriers on the right side of the center frequency are arranged in the first order in order).
.., The 128th carrier, and the left carrier are referred to as the −1st carrier, the −2nd carrier,. ) Is arranged, and the carrier assignment is set as follows.

【００１１】第０キャリア キャリア全体に対し、振
幅、位相の基準となる無変調キャリアを伝送する。第１
キャリア システムのモード情報を伝送する。 第２キャリア 正のキャリブレーションキャリアで伝送
すべきだった情報を伝送する。第２１キャリア 基準角
度レベル、基準振幅レベル、キャリア無しを、４シンボ
ルを１シーケンスとして交互に伝送する。 第１２８キャリア 正の最高周波数に立てられるキャリ
アである。 第−１キャリア キャリブレーション情報が伝送される
キャリア番号を伝送する。 第−２キャリア 負のキャリブレーションキャリアで伝
送すべきだった情報を伝送する。 第−２１キャリア 基準角度レベル、基準振幅レベル、
キャリア無しを、４シンボルを１シーケンスとして交互
に伝送する。 第−１２８キャリア 負の最高周波数に立てられるキャ
リアである。 その他のキャリア キャリブレーション情報キャリアと
して指定される以外は情報信号を伝送する。The 0th carrier transmits an unmodulated carrier as a reference for amplitude and phase to the entire carrier. First
Transmits carrier system mode information. Second carrier Transmits information that should have been transmitted on the positive calibration carrier. 21st carrier The reference angle level, reference amplitude level, and no carrier are transmitted alternately as one sequence of four symbols. 128th carrier This carrier is set to the highest positive frequency. The -1st carrier transmits a carrier number to which the calibration information is transmitted. 2nd carrier Transmits the information that should have been transmitted on the negative calibration carrier. 21st carrier Reference angle level, reference amplitude level,
With no carrier, four symbols are transmitted alternately as one sequence. -128th carrier This is a carrier set to the negative maximum frequency. Other carriers Transmit information signals except for being specified as a calibration information carrier.

【００１２】次に、キャリアの個別定義は下記のように
する。 第０キャリア 角度変調成分を持たない無変調キャリ
ア 第１キャリア 送信モードの定義をする。 第−１キャリア キャリブレーションキャリアの指定
される正及び負のキャリア番号を指定する。その順番は
予め８本毎に２回ずつにすると、下記のようにシンボル
番号からキャリア番号が一義的に決定される。但し、Ｘ
はキャリブレーションキャリアの指定を行わない状態を
示す。 シンボル番号 ０ １ ２ ３ ４ ５ ６ ７ ８ ９… キャリア番号 Ｘ Ｘ ８ ８ １６ １６ ２４ ２４ ３２ ３２…Next, the individual definition of the carrier is as follows. 0th carrier Unmodulated carrier without angular modulation component First carrier Defines the transmission mode. 1st carrier Specifies the positive and negative carrier numbers of the calibration carrier. If the order is set to twice every eight lines in advance, the carrier number is uniquely determined from the symbol number as described below. Where X
Indicates a state in which no calibration carrier is specified. Symbol number 0 1 2 3 4 5 6 7 8 9 ... Carrier number X X 8 8 16 16 24 24 32 32 ...

【００１３】シンボル番号は、モード情報ビットで伝送
される所定のキャリブレーションフレーム、エンド信号
の次から伝送されるシンボルに対して、順番に、第１シ
ンボル、第２シンボル、… …第２５６シンボルと呼
ぶ。また、シンボル番号は、キャリブレーションフレー
ム開始点で００（Ｘ´００）とし、それより計数を開始
し、２５５（Ｘ´ＦＦ）で終了する。キャリア番号０及
び２１のときは、キャリアキャリブレーションのための
置換は行わないものとする。The symbol number is a first symbol, a second symbol,..., A 256 symbol in order with respect to a predetermined calibration frame transmitted by mode information bits and a symbol transmitted after the end signal. Call. The symbol number is set to 00 (X'00) at the start point of the calibration frame, counting starts from that point, and ends at 255 (X'FF). In the case of carrier numbers 0 and 21, replacement for carrier calibration is not performed.

【００１４】シンボル番号とキャリブレーションキャリ
アの関係は下記のようにする。 第８ビット（ＭＳＢ） １の位のキャリアアドレス（０＝０，１＝ ＋１） 第７ビット ２の位のキャリアアドレス（０＝０，１＝ ＋２） 第６ビット ４の位のキャリアアドレス（０＝０，１＝ ＋４） 第５ビット ６４の位のキャリアアドレス（０＝０，１＝＋６４） 第４ビット ３２の位のキャリアアドレス（０＝０，１＝＋３２） 第３ビット １６の位のキャリアアドレス（０＝０，１＝＋１６） 第２ビット ８の位のキャリアアドレス（０＝０，１＝ ＋８） 第１ビット（ＬＳＢ） ０：前半 １：後半The relationship between the symbol number and the calibration carrier is as follows. 8th bit (MSB) 1st place carrier address (0 = 0, 1 = + 1) 7th bit 2th place carrier address (0 = 0, 1 = + 2) 6th bit 4th place carrier address (0 = 0,1 = + 4) 5th bit Carrier address of 64th digit (0 = 0,1 = + 64) 4th bit Carrier address of 32nd digit (0 = 0,1 = + 32) 3rd bit 16th digit of 16th digit Carrier address (0 = 0, 1 = + 16) Second bit Carrier address of 8th place (0 = 0, 1 = + 8) First bit (LSB) 0: First half 1: Second half

【００１５】第±２キャリア 情報伝送用キャリアが
キャリブレーション状態に設定されたとき、このキャリ
アによりその情報を伝送する。 第±２１キャリア キャリブレーション用情報の詳細
を伝送する。信号の切り換え状態を検出し、シンボル同
期信号を検出する。 第±１２８キャリア エンコード時の角度情報は０に
設定され、サンプルクロック情報を伝送する。When the carrier for information transmission is set to the calibration state, the information is transmitted by this carrier. ± 21st carrier Transmits the details of the calibration information. A signal switching state is detected, and a symbol synchronization signal is detected. The angle information at the time of encoding the ± 128th carrier is set to 0, and the sample clock information is transmitted.

【００１６】情報信号の伝送 １シンボル期間に２４
８バイトのディジタルデータを伝送する。 ディジタルデータは、第３〜第２０キャリア、第２２〜
第１２７キャリア、第−３〜第−２０キャリア、及び、
第−２２〜第−１２７キャリアで、情報ビットの割当て
に従ってＱＡＭ変調されて伝送される。Transmission of information signal 24 in one symbol period
Transmits 8 bytes of digital data. The digital data consists of the 3rd to 20th carriers and the 22nd to
A 127th carrier, a -3rd to a -20th carrier, and
In the −22nd to −127th carriers, QAM modulation is performed in accordance with information bit allocation and transmitted.

【００１７】各キャリアのキャリブレーションについて
以下に述べる。各キャリアのキャリブレーションは、８
ビットで示されるキャリア番号によりキャリアのキャリ
ブレーション状態が指定されるとき、正及び負のキャリ
アで伝送されるべきデータは正及び負の第２キャリアで
伝送するものとし、夫々のキャリアで次のキャリブレー
ション信号を伝送する。奇数シンボル時は正のキャリア
で第８振幅レベル、負のキャリアで第８角度レベルを、
偶数シンボルでは正のキャリアで第８角度レベル、負の
キャリアで第８振幅レベルを伝送する。但し、通常、伝
送すべきデータを与えられたキャリアで送信するが、定
期的にデータの伝送を中止し、基準となるレベルの信号
を伝送するが、第０キャリア（中心キャリア）、及び、
第２１キャリアが指定されるときは、このキャリアの置
換は行わないものとする。The calibration of each carrier will be described below. Calibration of each carrier is 8
When the calibration state of the carrier is designated by the carrier number indicated by the bit, the data to be transmitted on the positive and negative carriers shall be transmitted on the positive and negative second carriers, and the next calibration on each carrier Transmission of the communication signal. For odd symbols, the positive carrier sets the eighth amplitude level, the negative carrier sets the eighth angle level,
In the even symbols, the eighth angle level is transmitted by the positive carrier, and the eighth amplitude level is transmitted by the negative carrier. However, normally, data to be transmitted is transmitted on a given carrier, but data transmission is periodically stopped and a signal of a reference level is transmitted. However, the 0th carrier (center carrier) and
When the 21st carrier is designated, this carrier is not replaced.

【００１８】次に、キャリブレーションフレーム同期に
ついて述べる。キャリブレーションフレームは２５６シ
ンボルで構成され、第−１キャリアのシンボル番号によ
りキャリブレーションフレーム区間を知ることが出来
る。キャリブレーションは、そのキャリアでの直交角度
誤差による振幅・角度信号のクロストーク成分の補正及
び基準振幅・角度レベルの補正を行う。Next, calibration frame synchronization will be described. The calibration frame is composed of 256 symbols, and the calibration frame section can be known from the symbol number of the -1st carrier. The calibration corrects the crosstalk component of the amplitude / angle signal due to the quadrature angle error in the carrier and corrects the reference amplitude / angle level.

【００１９】キャリア番号に対するこれらの特性の補正
レベルを曲線として認識し、キャリブレーション信号が
伝送されない期間でもその特性に従った補正量を演算に
より求める。これにより長いキャリブレーションフレー
ム期間での２５６ＱＡＭの逆量子化を円滑に行う。所定
の補正曲線を用いて２５６ＱＡＭ復号を行い、データ誤
り量が所定値よりも小さいときは補正曲線が適正である
として補正量の固定を行う。The correction level of these characteristics with respect to the carrier number is recognized as a curve, and the correction amount according to the characteristics is obtained by calculation even during the period when the calibration signal is not transmitted. Thereby, inverse quantization of 256QAM in a long calibration frame period is smoothly performed. 256QAM decoding is performed using a predetermined correction curve, and when the data error amount is smaller than a predetermined value, the correction curve is determined to be appropriate and the correction amount is fixed.

【００２０】図１に示すように、例えば、ＭＰＥＧ等の
符号化方式により情報信号が圧縮されたオーディオ、ビ
デオ信号であるディジタル情報信号が、入力端子１を介
して直並列変換回路２に供給され、必要に応じ誤り訂正
符号の付与がなされる。この直並列変換回路２で、入力
信号は、２５６ＱＡＭ変調用信号として配列され、出力
される。この２５６ＱＡＭ変調は、情報を伝送すべきキ
ャリアに対して、振幅方向に１６レベル、角度方向に１
６レベルを定義し、１６×１６の２５６の値を特定して
伝送する方式である。本実施例では、２５７波のキャリ
アの内、２４８波を用いて情報を伝送するようにして、
残りの９波は、キャリブレーション用、その他の補助信
号の伝送用として使用される。As shown in FIG. 1, for example, a digital information signal which is an audio or video signal in which an information signal is compressed by an encoding method such as MPEG is supplied to a serial / parallel conversion circuit 2 via an input terminal 1. An error correction code is added as needed. In the serial-parallel conversion circuit 2, the input signals are arranged as 256QAM modulation signals and output. This 256 QAM modulation is performed on a carrier to which information is to be transmitted in 16 levels in the amplitude direction and 1 level in the angle direction.
In this method, six levels are defined, and 256 values of 16 × 16 are specified and transmitted. In the present embodiment, information is transmitted using 248 waves out of 257 carriers,
The remaining nine waves are used for calibration and for transmitting other auxiliary signals.

【００２１】この直並列変換回路２では、１シンボル期
間中に２４８バイトのディジタルデータ、即ち、１シン
ボル期間中に４ビットずつの並列データ２４８組を出力
するように構成する。直並列変換回路２の出力信号は、
ＩＦＦＴ，パイロット信号生成回路（ＩＦＦＴ回路）３
とシンボル期間設定回路３Ｓとに夫々供給される。The serial / parallel conversion circuit 2 is configured to output 248 bytes of digital data during one symbol period, that is, 248 sets of 4-bit parallel data during one symbol period. The output signal of the serial-parallel conversion circuit 2 is
IFFT, pilot signal generation circuit (IFFT circuit) 3
And the symbol period setting circuit 3S.

【００２２】このシンボル期間設定回路３Ｓは、シンボ
ル期間情報、ＱＡＭ復号用基準振幅レベル、基準角度レ
ベルを共通の参照キャリア（リファレンスキャリア、パ
イロット信号）により、ＩＦＦＴ，パイロット信号生成
回路３の入力を切り換えながら発生させるための設定信
号を回路３に供給する。参照キャリアは１シンボル毎に
基準振幅レベルと基準角度レベルとが切り換えられ、ガ
ードインターバルに参照キャリアが波長の整数倍存在す
る場合について、即ち、Ｎ＝２５６のＩＦＦＴを用い、
ガードインターバルを６クロックに設定するとき、第２
１番目のキャリアをリファレンスキャリアとして用いて
参照信号情報を伝送する場合について述べる。ガードイ
ンターバルにより生じるキャリアの位相差は、ガードイ
ンターバルが何サンプルクロックで与えられているか、
ＩＦＦＴで使用する周波数の次数により異なる。This symbol period setting circuit 3S switches the input of the IFFT / pilot signal generation circuit 3 based on the symbol period information, the reference amplitude level for QAM decoding, and the reference angle level using a common reference carrier (reference carrier, pilot signal). A setting signal to be generated is supplied to the circuit 3. The reference carrier is switched between the reference amplitude level and the reference angle level for each symbol, and a case where the reference carrier is an integer multiple of the wavelength in the guard interval, that is, using an IFFT of N = 256,
When setting the guard interval to 6 clocks, the second
A case where reference signal information is transmitted using the first carrier as a reference carrier will be described. The carrier phase difference caused by the guard interval is determined by how many sample clocks the guard interval is given,
It depends on the order of the frequency used in the IFFT.

【００２３】周期がＮであるＩＦＦＴで、ガードインタ
ーバルの期間をｐクロック、参照波として使用するキャ
リア周波数の次数をｑとすると、キャリア周波数がガー
ドインターバル内に存在する期間は次のようになる。 ２π×ｐ×ｑ／Ｎ 即ち、Ｎ＝２５６、 ｐ＝６のとき、 ｑ＝２１の信号
は、ガードインターバル期間に略半波長のキャリアが存
在することになる。他の例としては、Ｎ＝２５６のＩＦ
ＦＴを用い、ガートーインターバルをｐ＝４クロックに
設定するときは、第３２番目のキャリア（ｑ＝３２）を
用いて参照信号情報を伝送する場合がそれに当たる。If the period of the guard interval is p clocks and the order of the carrier frequency used as the reference wave is q in the IFFT having a period of N, the period in which the carrier frequency exists in the guard interval is as follows. 2π × p × q / N That is, when N = 256 and p = 6, the signal of q = 21 has a carrier of approximately half a wavelength in the guard interval period. As another example, N = 256 IF
When setting the Garteau interval to p = 4 clocks using FT, the case where reference signal information is transmitted using the 32nd carrier (q = 32) corresponds to this.

【００２４】第２１番目のキャリアを参照キャリア（リ
ファレンスキャリア）として使用する場合について述べ
る。伝送されるシンボル信号に番号を付けるとき、番号
の下位２ビットで与えられるシーケンスに従って、中心
キャリアに対する変調信号として伝送する。正及び負の
第２１次の各キャリア（中心キャリアに対するサイドバ
ンド）に対する変調信号の与え方は下記の通りとする。 シンボルシーケンス 正の第２１キャリア 負の第２１キャリア ０ ８振幅、 ０角度レベル ０振幅、０角度レベル １ ０振幅、−８角度レベル ０振幅、０角度レベル ２ ０振幅、 ０角度レベル −８振幅、０角度レベル ３ ０振幅、 ０角度レベル ０振幅、８角度レベルThe case where the 21st carrier is used as a reference carrier will be described. When numbering a transmitted symbol signal, the symbol signal is transmitted as a modulated signal for the center carrier according to a sequence given by the lower two bits of the number. The manner of providing a modulated signal to each of the positive and negative 21st-order carriers (sidebands with respect to the center carrier) is as follows. Symbol sequence Positive 21st carrier Negative 21st carrier 08 amplitude, 0 angle level 0 amplitude, 0 angle level 10 amplitude, -8 angle level 0 amplitude, 0 angle level 20 amplitude, 0 angle level -8 amplitude, 0 angle level 30 amplitude, 0 angle level 0 amplitude, 8 angle level

【００２５】但し、 However,

【００２６】各シンボル毎の参照キャリアへのレベルの
与え方は、正、負のキャリアのいずれかに、振幅方向、
または、角度方向のいずれかの変調を与えている。従っ
て、これらの信号を順に復号し、受信装置ではＱＡＭ信
号の逆量子化に必要な基準信号のレベルを知ることが出
来るほか、直交変調された信号が自キャリアの相手側に
どの様なクロストークを与えているか、正負対称なキャ
リアに対し、どの様なクロストークを与えているかを知
ることが出来る。これをまとめると下記のようになる。 基準振幅レベル 基準角度レベル 同一キャリア内での振幅−角度クロストーク 対称キャリアへのクロストーク（振幅−角度のレベル差
等による）The way of giving the level to the reference carrier for each symbol is as follows: either the positive or negative carrier, the amplitude direction,
Alternatively, any modulation in the angular direction is given. Therefore, these signals are decoded in order, and the receiving apparatus can know the level of the reference signal necessary for the inverse quantization of the QAM signal. , Or what kind of crosstalk is given to carriers with positive / negative symmetry. This is summarized below. Reference amplitude level Reference angle level Amplitude-angle crosstalk within the same carrier Crosstalk to symmetric carrier (due to amplitude-angle level difference, etc.)

【００２７】次に、中心キャリアに対する第２１キャリ
アのサイドバンドとしての動作について述べる。第２１
キャリアに正の振幅方向のレベルを与えるとき、それ
は、中心キャリアをシンボル周波数の２１倍の周波数で
振幅変調するときに生ずる上下のサイドバドのうちの正
のサイドバンドと等価である。従って、このサイドバン
ドは有効シンボル期間中に中心キャリアの回りを２１回
まわる。更に、ガードインターバルの期間に１／２回転
する。Next, the operation of the 21st carrier as a side band with respect to the center carrier will be described. 21st
When the carrier is given a level in the positive amplitude direction, it is equivalent to the positive side band of the upper and lower side buds generated when the center carrier is amplitude-modulated at a frequency 21 times the symbol frequency. Therefore, this sideband goes around the center carrier 21 times during the effective symbol period. Further, the rotation is performed by 回 転 during the guard interval.

【００２８】次のシーケンスは、負の信号により角度変
調を行ったときの正のサイドバンドと等価であり、次の
シーケンスは、負の信号により振幅変調を行ったときの
負のサイドバンドと、最後のシーケンスは、正の信号に
より角度変調を行ったときの負のサイドバンドに相当す
る。正負の第２１キャリアの回転を考えるとき、有効シ
ンボル期間の最初と最後では、元の同じ位置に戻るの
で、ガードインターバルにおける回転について考える
と、正負の第２１キャリアの位相は、シンボル期間毎に
位相が９０度ずつ変化していることが分かる。よって、
受信装置では、信号の切り換え状態を検出して、シンボ
ル同期信号の位置を検出することが出来る。The next sequence is equivalent to a positive sideband when angle modulation is performed by a negative signal, and the next sequence is a negative sideband when amplitude modulation is performed by a negative signal. The last sequence corresponds to a negative side band when angle modulation is performed with a positive signal. When considering the rotation of the positive and negative 21st carrier, the position returns to the original position at the beginning and end of the effective symbol period. Therefore, when considering the rotation in the guard interval, the phase of the positive and negative 21st carrier becomes the phase every symbol period. Change by 90 degrees. Therefore,
The receiving apparatus can detect the position of the symbol synchronization signal by detecting the signal switching state.

【００２９】前記ＩＦＦＴ，パイロット信号生成回路３
は、クロック信号発生回路１０から出力されるクロック
信号により動作し、２４８波のキャリアに対し、２５６
ＱＡＭ変調を行い、各出力信号をリアル、イマジナリ成
分として出力する。また、回路３のサンプリング周波数
点情報は周期Ｎに対する１／２の値であるナイキスト周
波数情報（パイロット信号）として伝送され、この周波
数情報は、サンプリング周波数点情報の１／２であるた
め、受信装置でナイキスト信号情報を復号、逓倍し、Ｆ
ＦＴ回路を動作させるための標本化位置信号をつくるこ
とができる。このナイキスト周波数情報は、ＩＦＦＴ，
パイロット信号生成回路３のＮ／２実数部入力端子Ｒ
（虚数部入力端子Ｉ）に一定レベルの信号を印加するこ
とにより得られる。The IFFT and pilot signal generation circuit 3
Operates by the clock signal output from the clock signal generation circuit 10 and operates on 256 carriers for 256 waves.
QAM modulation is performed, and each output signal is output as a real and imaginary component. Further, the sampling frequency point information of the circuit 3 is transmitted as Nyquist frequency information (pilot signal) which is a value of 1/2 of the period N, and since this frequency information is 1/2 of the sampling frequency point information, The Nyquist signal information is decoded and multiplied by
A sampling position signal for operating the FT circuit can be created. This Nyquist frequency information is IFFT,
N / 2 real part input terminal R of pilot signal generation circuit 3
(Imaginary part input terminal I) is obtained by applying a signal of a certain level.

【００３０】このＩＦＦＴ，パイロット信号生成回路３
の出力信号は、次のＲＡＭ（ランダムアクセスメモリ）
４Ａを有するガードインターバル設定回路４に供給さ
れ。この回路４は、伝送路におけるマルチパス歪を軽減
させるための所定区間であるガードインターバルｇｉを
図３に示すように設定する。ガードインターバル設定回
路４は、クロック信号発生回路１０から出力されるクロ
ック信号により動作し、ＩＦＦＴ，パイロット信号生成
回路３より得られる窓区間内の最後の部分を、窓区間信
号の直前に配置する。この達成の為に、ガードインター
バル設定回路４は、これが有するＲＡＭ（４Ａ）に取り
込んだ、ＩＦＦＴ，パイロット信号生成回路３よりの信
号を読み出すときに、最後の期間（ｇｉに等しくこの期
間を設定する。）から読み出しては、最初に戻り、有効
シンボル期間ｔｓを読み出して、シンボル期間ｔａの信
号を送出するようにしている。前記ナイキスト周波数情
報は、ガードインターバル内でも伝送されるが、前後の
ＩＦＦＴ窓区間信号との連続性を保持させるため、ガー
ドインターバル内で、伝送されるパイロット信号が整数
波長存在するようにさせる。This IFFT and pilot signal generation circuit 3
Output signal of the next RAM (random access memory)
4A is supplied to the guard interval setting circuit 4. The circuit 4 sets a guard interval gi, which is a predetermined section for reducing multipath distortion in the transmission path, as shown in FIG. The guard interval setting circuit 4 operates by the clock signal output from the clock signal generation circuit 10, and arranges the last part in the window section obtained from the IFFT and pilot signal generation circuit 3 immediately before the window section signal. To achieve this, the guard interval setting circuit 4 sets this period equal to the last period (gi) when reading out the signal from the IFFT / pilot signal generation circuit 3 which is taken into the RAM (4A) of the guard interval setting circuit 4. ), The process returns to the beginning, reads out the effective symbol period ts, and sends out the signal of the symbol period ta. The Nyquist frequency information is transmitted even within the guard interval, but in order to maintain continuity with the preceding and following IFFT window interval signals, the transmitted pilot signal is made to have an integer wavelength within the guard interval.

【００３１】尚、パイロット信号として、ナイキスト周
波数を用いる場合について述べたが、標本化位置信号と
簡単な整数比の関係にあれば、ナイキスト周波数である
必要はなく、伝送される周波数情報の中の高いものを用
いてもよい。周期ＭのＩＦＦＴを考えるとき、Ｍ／４，
及び、３Ｍ／４であるナイキスト周波数の１／２の位置
にパイロット信号を配置し、ＯＦＤＭで送出するキャリ
アは、ＩＦＦＴにおける第１より第Ｍ／４番目まで、及
び、第３Ｍ／４番目より第Ｍ番目までとして出力される
信号を用いる。Although the case where the Nyquist frequency is used as the pilot signal has been described, the Nyquist frequency does not need to be used as long as it has a simple integer ratio relationship with the sampling position signal. Higher ones may be used. When considering an IFFT with a period M, M / 4,
And a pilot signal is arranged at a half of the Nyquist frequency of 3M / 4, and the carrier to be transmitted by OFDM is from the first to the M / 4th in the IFFT and the 3rd to the 4th from the 3M / 4th. The signals output up to the Mth are used.

【００３２】これにより、上記の例でＭ＝２Ｎとすると
きと等価な信号を得ることができる。 従って、ガード
インターバル内でも連続したパイロット信号を伝送出来
ると共に、このパイロット信号を復号し、４逓倍するこ
とにより、標本化位置信号を得ることが出来る。ＦＦＴ
の窓区間信号情報を別途復号できれば、本実施例により
得られた標本化位置信号と組み合わせて、ＯＦＤＭ信号
のＦＦＴ演算が出来、ＯＦＤＭ信号の復号を行うことが
出来る。Thus, a signal equivalent to the case where M = 2N in the above example can be obtained. Therefore, a continuous pilot signal can be transmitted even within the guard interval, and the sampling position signal can be obtained by decoding this pilot signal and quadrupling it. FFT
If the window section signal information can be separately decoded, the FFT operation of the OFDM signal can be performed in combination with the sampling position signal obtained according to the present embodiment, and the OFDM signal can be decoded.

【００３３】次に、図３と共にガードインターバル設定
回路４のシンボル期間について述べる。まず、使用帯域
幅９９ｋＨｚ、周期をＮ＝２５６とするとき、有効シン
ボル周波数ｆｓと有効シンボル期間ｔｓは夫々次のよう
になる。 ｆｓ＝９９，０００／２５６＝３８７Ｈｚ ｔｓ＝１／ｆｓ＝２５８６μｓｅｃ これに、マルチパス歪除去用区間であるガードインター
バル期間ｇｉをキャリア６波長分に決定すると、ｇｉは
下記のように設定される。 ｇｉ＝（１／９９，０００）×６＝６０．６μｓｅｃ このときのシンボル期間ｔａとシンボル周波数ｆａは夫
々次のようになる。 ｔａ＝ｔｓ＋ｇｉ＝２５８６＋６０．６＝２６４６．６μｓｅｃ ｆａ＝１／ｔａ＝３７８ＨｚNext, the symbol period of the guard interval setting circuit 4 will be described with reference to FIG. First, when the used bandwidth is 99 kHz and the period is N = 256, the effective symbol frequency fs and the effective symbol period ts are as follows, respectively. fs = 99,000 / 256 = 387 Hz ts = 1 / fs = 2586 μsec If the guard interval period gi, which is a section for removing multipath distortion, is determined for six wavelengths of the carrier, gi is set as follows. gi = (1 / 99,000) × 6 = 60.6 μsec At this time, the symbol period ta and the symbol frequency fa are respectively as follows. ta = ts + gi = 2586 + 60.6 = 2646.6 μsec fa = 1 / ta = 378 Hz

【００３４】これらのガードインターバル設定回路４の
出力信号は、Ｄ／Ａ変換器５に供給され、ここでアナロ
グ信号に変換され、次のＬＰＦ６により必要な周波数帯
域の成分のみが通過させられる。アナログ値のリアル、
イマジナリ出力信号は、次の直交変調器７に供給され、
また、この変調器７には、１０．７ＭＨｚ中間周波発生
回路９の出力信号と９０゜シフト回路８を介した信号と
が夫々供給され、ＯＦＤＭ信号が出力される。このＯＦ
ＤＭ信号は、伝送すべき周波数帯に周波数変換器１１に
より周波数変換されて、次の送信部１２に供給され、こ
れを構成しているリニア増幅器と送信アンテナを介し
て、送信される。尚、２４８組の４＋４ビットの並列デ
ータは、２４８波のキャリアにより伝送されるため、本
装置の伝送速度は１シンボル期間当り２４８バイトであ
る。従って、１秒当りの伝送速度は略７５０ｋビットで
ある。The output signal of the guard interval setting circuit 4 is supplied to a D / A converter 5 where it is converted into an analog signal, and only components in a required frequency band are passed by the next LPF 6. Real analog value,
The imaginary output signal is supplied to the next quadrature modulator 7,
The modulator 7 is supplied with the output signal of the 10.7 MHz intermediate frequency generation circuit 9 and the signal passed through the 90 ° shift circuit 8, respectively, and outputs an OFDM signal. This OF
The DM signal is frequency-converted by a frequency converter 11 into a frequency band to be transmitted, supplied to the next transmission unit 12, and transmitted via a linear amplifier and a transmission antenna constituting the same. Since 248 sets of 4 + 4 bit parallel data are transmitted by 248 carriers, the transmission speed of the present apparatus is 248 bytes per symbol period. Therefore, the transmission rate per second is approximately 750 kbits.

【００３５】次に、本発明の受信装置の実施例につい
て、図２と共に説明する。受信装置の各構成は前記送信
装置と逆に動作する回路により構成される。受信部２０
は、これを構成している受信アンテナにより得た前記送
信部１２からの信号を高周波増幅器により増幅し、周波
数変換器２１に供給する。この出力信号は中間周波増幅
回路２２に供給され、所定レベルの受信信号を出力す
る。中間周波増幅回路２２の出力信号は、直交復調器２
３と中心キャリア検出回路２９とに夫々供給される。中
心キャリア検出回路２９は、位相比較器（乗算器）、Ｌ
ＰＦ、ＶＣＯ回路、１／４分周回路で構成されるＰＬＬ
回路を有しており、この出力信号が供給される中間周波
数発生回路３１は、中心キャリアを位相誤差を少なく抽
出するように動作させる。Next, an embodiment of the receiving apparatus of the present invention will be described with reference to FIG. Each component of the receiving device is configured by a circuit that operates in the opposite direction to the transmitting device. Receiver 20
Amplifies the signal from the transmitting unit 12 obtained by the receiving antenna configuring the same by a high-frequency amplifier, and supplies the amplified signal to the frequency converter 21. This output signal is supplied to the intermediate frequency amplifier circuit 22 and outputs a reception signal of a predetermined level. The output signal of the intermediate frequency amplifier 22 is output to the quadrature demodulator 2
3 and the center carrier detection circuit 29, respectively. The center carrier detection circuit 29 includes a phase comparator (multiplier), L
PLL composed of PF, VCO circuit, 1/4 frequency divider circuit
An intermediate frequency generation circuit 31 having a circuit and supplied with the output signal operates the center carrier to extract a small phase error.

【００３６】本実施例では、情報を伝送するキャリア
は、シンボル周波数である３７８Ｈｚ毎に隣接、配置さ
れ、ＯＦＤＭ信号を構成している。中心キャリアに隣接
する情報キャリアも３７８Ｈｚ離れているのみで、中心
キャリアは隣接情報キャリアの影響を受けずに行う必要
があり、選択度の高い回路が使用されている。本実施例
では、ＰＬＬ回路を用いて中心キャリアの抽出を行う
が、隣接するキャリア周波数の略１／２である±２００
Ｈｚ程度で発振する水晶発振子（ＶＣＸＯ）を電圧制御
発振器（ＶＣＯ）４３として用い、回路を動作させる。
ＰＬＬ回路中に用いられるＬＰＦも３７８Ｈｚに対して
十分に低いカットオフ周波数のものを用いている。この
中間周波数発生回路３１の出力信号と、９０゜シフト回
路３０を介した信号とが乗算器４０，４１を有する直交
復調器２３に夫々供給されて、リアル、イマジナリパー
ト（実数部、虚数部）の出力信号が復号される。この実
数部、虚数部出力信号は、ＬＰＦ２４に供給され、ＯＦ
ＤＭ信号情報として伝送された、必要な周波数帯域の信
号を通過させ、入力されるアナログ信号のサンプリング
を行い、出力信号をＡ／Ｄ変換器（サンプリング回路）
２５に供給し、ディジタル信号に変換する。In this embodiment, carriers for transmitting information are arranged adjacent to each other at every 378 Hz which is a symbol frequency, and constitute an OFDM signal. The information carrier adjacent to the center carrier is also separated by only 378 Hz, and the center carrier needs to be performed without being affected by the adjacent information carrier, and a circuit with high selectivity is used. In this embodiment, the center carrier is extracted by using the PLL circuit, but ± 200 which is approximately の of the adjacent carrier frequency is extracted.
A circuit is operated using a crystal oscillator (VCXO) oscillating at about Hz as a voltage controlled oscillator (VCO) 43.
The LPF used in the PLL circuit has a cutoff frequency sufficiently lower than 378 Hz. The output signal of the intermediate frequency generation circuit 31 and the signal passed through the 90 ° shift circuit 30 are supplied to the quadrature demodulator 23 having the multipliers 40 and 41, respectively, and the real and imaginary parts (real part and imaginary part) are provided. Are decoded. The real part and imaginary part output signals are supplied to the LPF 24,
A signal in a required frequency band transmitted as DM signal information is passed, an input analog signal is sampled, and an output signal is converted into an A / D converter (sampling circuit).
25 for conversion into a digital signal.

【００３７】サンプル同期信号発生回路３２は、パイロ
ット信号に位相同期するＰＬＬ回路により発生され、こ
の回路には直交復調器２３のアナログ出力信号が供給さ
れる。 ガードインターバルの期間を含む、各シンボル
区間で連続信号として伝送されるパイロット信号にＰＬ
Ｌが位相同期し、パイロット周波数情報が得られる。前
記送信装置において、パイロット信号は、サンプルクロ
ック周波数に対して所定の整数比に設定されており、周
波数比に応じた周波数逓倍を行い、サンプルクロック信
号を得る。ガードインターバル処理回路２６は、伝送さ
れた信号より、マルチパス歪の影響が少ない方の有効シ
ンボル期間信号を得て、ＦＦＴ，ＱＡＭ復号回路２７に
出力信号を供給する。The sample synchronizing signal generating circuit 32 is generated by a PLL circuit which synchronizes the phase with the pilot signal, and is supplied with the analog output signal of the quadrature demodulator 23. The pilot signal transmitted as a continuous signal in each symbol section including the guard interval period has a PL
L is phase-synchronized, and pilot frequency information is obtained. In the transmitting device, the pilot signal is set to a predetermined integer ratio with respect to the sample clock frequency, and performs frequency multiplication according to the frequency ratio to obtain a sample clock signal. The guard interval processing circuit 26 obtains an effective symbol period signal less affected by multipath distortion from the transmitted signal, and supplies an output signal to the FFT / QAM decoding circuit 27.

【００３８】このシンボル期間を検出するためのシンボ
ル同期信号発生回路３３は、後述するように、伝送され
る参照キャリアの９０度異なる位相の変化を調べ、シン
ボル期間を検出する。次のＦＦＴ，ＱＡＭ復号回路２７
は、得られたクロック同期信号とシンボル同期信号とが
供給されて、複素フーリエ演算を行い、入力信号の各周
波数毎の実数部、虚数部信号（リアルパート、イマジナ
リパート）のレベルを求める。このようにして得られた
各周波数毎の実数部、虚数部信号レベルと、参照用キャ
リアの復調出力とを比較し、ディジタル情報伝送用キャ
リアで伝送される量子化されたディジタル信号のレベル
が求められ、ディジタル情報が復号される。この回路２
７の出力信号は、並直列変換回路２８を介して出力され
る。As will be described later, the symbol synchronization signal generating circuit 33 for detecting the symbol period examines a change in the phase of the transmitted reference carrier which differs by 90 degrees, and detects the symbol period. Next FFT and QAM decoding circuit 27
Is supplied with the obtained clock synchronization signal and symbol synchronization signal, performs a complex Fourier operation, and obtains the level of the real part and imaginary part signals (real part, imaginary part) for each frequency of the input signal. The thus obtained real part and imaginary part signal levels for each frequency are compared with the demodulation output of the reference carrier, and the level of the quantized digital signal transmitted on the digital information transmission carrier is obtained. And the digital information is decoded. This circuit 2
7 is output via the parallel / serial conversion circuit 28.

【００３９】次に、図４と共にキャリア抽出回路、及
び、サンプル同期（サンプルクロック）信号発生回路に
ついて以下に述べる。本回路は一定レベルで伝送される
パイロット信号より正確なサンプル同期（サンプルクロ
ック）信号を抽出することを目的としている。まず、キ
ャリア抽出回路を構成するＶＣＯ回路４３を中間周波数
１０．７ＭＨｚの４倍である４２．８ＭＨｚの周波数で
発振させる。回路４３の出力信号は、夫々１／４分周回
路４４，４５を介して、乗算器４０，４１に供給され
る。片方の乗算器４１よりの出力信号はＬＰＦ４２に供
給され、シンボル周波数以下の成分が取り出され、その
出力信号はＶＣＯ回路４３を制御する。乗算器４１、Ｌ
ＰＦ４２、ＶＣＯ回路４３、分周回路４５によるループ
はＰＬＬ回路を構成している。Next, the carrier extraction circuit and the sample synchronization (sample clock) signal generation circuit will be described below with reference to FIG. The purpose of this circuit is to extract a more accurate sample synchronization (sample clock) signal from a pilot signal transmitted at a constant level. First, the VCO circuit 43 constituting the carrier extraction circuit is oscillated at a frequency of 42.8 MHz, which is four times the intermediate frequency of 10.7 MHz. The output signal of the circuit 43 is supplied to multipliers 40 and 41 via quarter frequency dividing circuits 44 and 45, respectively. An output signal from one of the multipliers 41 is supplied to an LPF 42 to extract a component equal to or lower than a symbol frequency, and the output signal controls a VCO circuit 43. Multiplier 41, L
A loop formed by the PF 42, the VCO circuit 43, and the frequency divider 45 forms a PLL circuit.

【００４０】乗算器４０、４１の入力端子には中間周波
増幅された信号が印加され、本回路により直交復号がな
され、実数部と虚数部の出力信号が得られる。サンプル
同期信号発生回路３２について次に述べる。直交復調器
２３よりの実数部出力信号が供給され、パイロット信号
として送信されるナイキスト周波数成分を検出する。分
周比可変回路（ＶＣＯ回路）５０には、ＶＣＯ回路４３
の出力信号が供給され、分周比は１／４２６から１／４
３８までに設定されるように構成する。クロック抽出部
における乗算器５２は、直交復調器２３よりの出力信号
と、ＶＣＯ回路の信号を１／２分周回路５１を介した信
号とが供給され、位相比較器としての動作を行う。The input terminal of each of the multipliers 40 and 41 is applied with an intermediate frequency-amplified signal, and is subjected to orthogonal decoding by the present circuit to obtain output signals of a real part and an imaginary part. Next, the sample synchronization signal generating circuit 32 will be described. A real part output signal from the quadrature demodulator 23 is supplied, and a Nyquist frequency component transmitted as a pilot signal is detected. The variable frequency dividing circuit (VCO circuit) 50 includes a VCO circuit 43
Output signal is supplied, and the frequency division ratio is 1/426 to 1/4.
It is configured to be set up to 38. The multiplier 52 in the clock extraction unit is supplied with the output signal from the quadrature demodulator 23 and the signal of the VCO circuit through the 1/2 frequency dividing circuit 51, and operates as a phase comparator.

【００４１】乗算器５２の出力信号はＬＰＦ回路５３に
より周波数制御に係わる誤差信号のみを通過させる。遅
延回路５４と加算回路５５は、隣接するキャリア成分を
減衰させるめの回路で、シンボル周波数である３８７Ｈ
ｚにディップを持たせる特性としている。ＶＣＯ回路５
０、乗算器５２、ＬＰＦ５３より構成されるＰＬＬ回路
は、キャリア抽出部の実数部出力信号中に含まれる連続
するパイロット信号に同期したＶＣＯ出力信号が発振さ
れ、９９ｋＨｚのサンプルクロック出力信号として出力
される。上記実施例では、２５７波のキャリアを発生さ
せるために２５６次のＩＦＦＴを用いる場合について述
べたが、他の実施例として、５１２次のＩＦＦＴを用い
る例について以下に述べる。この他の実施例では、パイ
ロット周波数として、ナイキスト周波数が用いられるの
ではなく、この標本化位置信号と簡単な整数比の関係に
ある次数の高い周波数を用いて行う。The output signal of the multiplier 52 is passed by the LPF circuit 53 only through an error signal relating to frequency control. The delay circuit 54 and the addition circuit 55 are circuits for attenuating adjacent carrier components, and have a symbol frequency of 387H.
It has a characteristic that z has a dip. VCO circuit 5
The PLL circuit composed of 0, the multiplier 52, and the LPF 53 oscillates a VCO output signal synchronized with a continuous pilot signal included in the real part output signal of the carrier extraction unit, and outputs it as a 99 kHz sample clock output signal. You. In the above embodiment, the case where a 256-order IFFT is used to generate 257-wave carriers has been described. However, as another embodiment, an example in which a 512-order IFFT is used will be described below. In this other embodiment, the Nyquist frequency is not used as the pilot frequency, but a higher-order frequency having a simple integer ratio relationship with the sampling position signal is used.

【００４２】即ち、周期ＭのＩＦＦＴを考えるとき、Ｍ
／４、及び、３Ｍ／４であるナイキスト周波数の１／２
の位置にあるパイロット信号を配置し、ＯＦＤＭで送出
するキャリアは、ＩＦＦＴにおける第１より第Ｍ／４番
目まで、及び、第３Ｍ／４番目より第Ｍ番目までとして
出力される信号を用いる。これにより、上記の実施例
で、Ｍ＝２Ｎとするときと等価な信号を得ることが出来
る。従って、ガードインターバル内でも連続したパイロ
ット信号を伝送出来ると共に、パイロット信号を復号
し、４逓倍することにより、標本化位置の信号を得るこ
とが出来る。That is, when considering an IFFT with a period M,
/ 4 and 1/2 of the Nyquist frequency which is 3M / 4
, And a carrier output by OFDM is a signal output as the first to M / 4th and the 3M / 4th to Mth in IFFT. Thereby, a signal equivalent to the case where M = 2N in the above embodiment can be obtained. Therefore, a continuous pilot signal can be transmitted even within the guard interval, and the signal at the sampling position can be obtained by decoding and quadrupling the pilot signal.

【００４３】このときに用いられるクロック抽出部のブ
ロックは、パイロット信号の周波数は上記の実施例と同
じであるが、ＦＦＴ，ＱＡＭ復号回路２７を駆動するサ
ンプルクロック周波数は２倍となる。それに従って、２
倍の１９８ｋＨｚのサンプルクロック信号を出力する。
よって、このブロックは上記の実施例とは分周比可変回
路５０の分周比が１／２１３〜１／２１９、及び、分周
回路５１の分周比が１／４になっている点が異なってお
り、それ以外の構成は図４と同じであり、その説明は省
略する。In the block of the clock extracting unit used at this time, the frequency of the pilot signal is the same as in the above embodiment, but the frequency of the sample clock for driving the FFT and QAM decoding circuit 27 is doubled. Accordingly, 2
A double 198 kHz sample clock signal is output.
Therefore, this block is different from the above embodiment in that the division ratio of the division ratio variable circuit 50 is 1/213 to 1/219, and the division ratio of the division circuit 51 is 1/4. The configuration is different, and the other configuration is the same as that of FIG. 4, and the description thereof is omitted.

【００４４】次に、図７と共にシンボル同期信号発生回
路３３について以下に述べる。シンボル同期検出部を構
成する第２１キャリア検出部の分周比可変回路６１に
は、２逓倍されたサンプルクロックが供給され、１／２
３〜１／２７の分周を行う。即ち、２逓倍クロックの周
波数は１９８ｋＨｚであり、これを１／２７した周波数
は７３３３Ｈｚであり、同期すべき参照信号周波数はシ
ンボル周波数を２１倍した７９３７Ｈｚである。Next, the symbol synchronization signal generation circuit 33 will be described below with reference to FIG. The frequency-division ratio variable circuit 61 of the 21st carrier detection unit constituting the symbol synchronization detection unit is supplied with the doubled sample clock, and
A frequency division of 3 to 1/27 is performed. That is, the frequency of the double clock is 198 kHz, the frequency obtained by 1/27 this is 7333 Hz, and the reference signal frequency to be synchronized is 7937 Hz which is 21 times the symbol frequency.

【００４５】本発明では、参照信号はシンボル期間毎に
位相が９０度ずつシフトされるようにしてあり、分周比
可変回路６１の可変比は、通常１／２５程度の値に設定
されるが、位相がシフトされる位置で分周比も可変され
る。図７に示す回路で乗算器６２、ＬＰＦ６３、分周比
可変回路６１はＰＬＬ回路を構成し、第２１番目のキャ
リアで伝送される位相シフト情報を復号する。参照信号
（リファレンスキャリア）はシンボル期間毎に位相が９
０度ずつシフトされるようにしてあり、前記ＰＬＬ回路
による位相検出は最も効率的に行える。直交復号された
ＯＦＤＭ信号の虚数部出力と分周比可変回路６１よりの
出力信号は乗算器６２に供給され、位相比較器としての
動作を行う。In the present invention, the phase of the reference signal is shifted by 90 degrees every symbol period, and the variable ratio of the frequency dividing ratio variable circuit 61 is normally set to a value of about 1/25. The frequency division ratio is also changed at the position where the phase is shifted. In the circuit shown in FIG. 7, the multiplier 62, the LPF 63, and the frequency division ratio variable circuit 61 constitute a PLL circuit, and decode the phase shift information transmitted on the 21st carrier. The reference signal (reference carrier) has a phase of 9 for each symbol period.
The phase is shifted by 0 degrees, and the phase detection by the PLL circuit can be performed most efficiently. The output of the imaginary part of the orthogonally decoded OFDM signal and the output signal from the frequency division ratio variable circuit 61 are supplied to a multiplier 62 to perform an operation as a phase comparator.

【００４６】前記乗算器６２の出力信号はＬＰＦ６３に
供給されて低域成分である誤差信号を抽出し、ＶＣＯに
当たる分周比可変回路６１に供給される。分周比は通常
１／２５程度に設定されるが、入力信号に対してＶＣＯ
の位相が進んでいるときは分周比を大きくして分周比可
変回路の出力位相を遅らせ、また、進んでいるときは小
さな分周比とし出力信号の位相を進める。第２１キャリ
アで伝送される振幅、角度変調信号の基準レベルは，図
２に示すＦＦＴ，ＱＡＭ復号回路２７より求められる。
ＱＡＭ信号の復号はこのレベルに対する信号比率により
計算され、求められる。The output signal of the multiplier 62 is supplied to an LPF 63 to extract an error signal as a low-frequency component, and is supplied to a frequency dividing ratio variable circuit 61 corresponding to a VCO. The division ratio is usually set to about 1/25, but the VCO
When the phase is advanced, the frequency division ratio is increased to delay the output phase of the frequency division ratio variable circuit, and when the phase is advanced, the output signal phase is advanced with a small frequency division ratio. The reference level of the amplitude and angle modulation signal transmitted on the 21st carrier is obtained by the FFT / QAM decoding circuit 27 shown in FIG.
The decoding of the QAM signal is calculated and determined by the signal ratio to this level.

【００４７】以上、ＩＦＦＴとして５１２次を用い、実
際のＯＦＤＭの信号は、その内の２５６次を用いる方法
について述べた。ガードインターバルは、６サンプリン
グクロックとし、参照情報を乗せるキャリアの番号は２
１とした。更に、第２１番目のキャリアは正のキャリア
と負のキャリアとの両者に対して４シンボルのシーケン
スで定められた順に従ってＱＡＭ復号用参照情報が伝送
される。As described above, the method using the 512 order as the IFFT and using the 256 order of the actual OFDM signal has been described. The guard interval is 6 sampling clocks, and the carrier number carrying the reference information is 2
It was set to 1. Further, as for the 21st carrier, the reference information for QAM decoding is transmitted to both the positive carrier and the negative carrier in the order determined by the sequence of four symbols.

【００４８】尚、シンボル毎に所定の位相差を与えるキ
ャリアはＱＡＭ復号用のレベル参照、伝送特性計測用情
報を伝送するものを用いた。このキャリアに要求される
性質は、複数のシンボル期間にわたってキャリアのエネ
ルギーが一定で、かつ、ガードインターバルを含むシン
ボル期間毎に位相差が所定量シフトされて伝送されるこ
とになる。そのためのキャリアとして、ガードインター
バル内に半波長存在する第２１キャリアを選定し、参照
用情報を振幅方向、角度方向を交互に伝送することによ
り９０度の奇数倍に当たる位相差を持たせた。検出用Ｐ
ＬＬ回路は位相変位が９０度の奇数倍である信号に対し
て最大出力を出すので、ガードインターバル内のキャリ
アの存在期間、及び、参照用情報の送出順はそれらによ
りシンボル毎の位相変位が９０度の奇数倍になるように
設定する。As a carrier for giving a predetermined phase difference for each symbol, a carrier for transmitting a level reference for QAM decoding and transmitting transmission characteristic measurement information is used. The property required for the carrier is that the carrier energy is constant over a plurality of symbol periods, and the phase difference is shifted by a predetermined amount for each symbol period including the guard interval before transmission. As a carrier for this purpose, a 21st carrier having a half wavelength within the guard interval was selected, and reference information was transmitted alternately in the amplitude direction and the angle direction to give a phase difference corresponding to an odd multiple of 90 degrees. P for detection
Since the LL circuit outputs a maximum output for a signal whose phase displacement is an odd multiple of 90 degrees, the existence period of the carrier within the guard interval and the transmission order of the reference information make the phase displacement for each symbol 90 degrees. Set to be an odd multiple of degrees.

【発明の効果】本発明のＯＦＤＭ信号送受信装置では、
下記のような効果がある。ガードインターバル期間を含
むシンボル期間毎に位相差が９０度の奇数倍となるよう
にＱＡＭ復号用参照情報を伝送するキャリアが送出され
るため、ＰＬＬ回路により位相差を検出し、ＦＦＴ復号
用のシンボル期間信号を精度良く発生させることができ
る。ペアのキャリアにより参照用情報とシンボル区間情
報の両者を伝送出来るので、キャリアの利用効率が良
い。According to the OFDM signal transmitting / receiving apparatus of the present invention,
The following effects are obtained. Since the carrier transmitting the reference information for QAM decoding is transmitted such that the phase difference becomes an odd multiple of 90 degrees for each symbol period including the guard interval period, the phase difference is detected by the PLL circuit, and the symbol for FFT decoding is detected. The period signal can be generated with high accuracy. Since both the reference information and the symbol section information can be transmitted by the paired carriers, the carrier utilization efficiency is high.

【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]

【図１】本発明のＯＦＤＭ信号送信装置の実施例のブロ
ック図である。FIG. 1 is a block diagram of an embodiment of an OFDM signal transmitting apparatus according to the present invention.

【図２】本発明のＯＦＤＭ信号受信装置の実施例のブロ
ック図である。FIG. 2 is a block diagram of an embodiment of an OFDM signal receiving apparatus according to the present invention.

【図３】本発明の送受信装置の実施例のシンボル期間と
ガードインターバルの関係を示した図である。FIG. 3 is a diagram showing a relationship between a symbol period and a guard interval in the embodiment of the transmitting and receiving apparatus of the present invention.

【図４】本発明のＯＦＤＭ信号受信装置の実施例のキャ
リア抽出部及びサンプルクロック抽出部のブロック図で
ある。FIG. 4 is a block diagram of a carrier extracting unit and a sample clock extracting unit of the embodiment of the OFDM signal receiving apparatus according to the present invention.

【図５】従来のＯＦＤＭ信号送信装置のブロック図であ
る。FIG. 5 is a block diagram of a conventional OFDM signal transmission device.

【図６】従来のＯＦＤＭ信号受信装置のブロック図であ
る。FIG. 6 is a block diagram of a conventional OFDM signal receiving device.

【図７】本発明のＯＦＤＭ信号受信装置の実施例のシン
ボル同期信号発生装置のブロック図である。FIG. 7 is a block diagram of a symbol synchronization signal generator of an embodiment of the OFDM signal receiver according to the present invention.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

２ 直並列変換回路 ３ ＩＦＦＴ，パイロット信号生成回路（ＩＦＦＴ回
路） ３Ｓ シンボル期間信号設定回路 ４ ガードインターバル設定回路 ４Ａ ＲＡＭ（ランダムアクセスメモリ） ５ Ｄ／Ａ変喚器 ６，２４，４２，５３，６３ ＬＰＦ ７ 直交変調器 ８，３０ ９０゜シフト回路 ９，３１ 中間周波数発生回路 １０ クロック信号発生回路 １１，２１ 周波数変換器 １２ 送信部 ２０ 受信部 ２３ 直交復調器 ２５ Ａ／Ｄ変換器（サンプリング回路） ２６ ガードインターバル処理回路 ２７ ＦＦＴ，ＱＡＭ復号回路 ２８ 並直列変換回路 ２９ 中心キャリア検出回路 ３２ サンプル同期信号発生回路 ３３ シンボル同期信号発生回路 ４０，４１，５２，６２ 乗算器（位相比較器） ４３，５０，６１ 分周比可変回路（ＶＣＯ回路） ４４，４５ １／４分周回路 ５１ １／２分周回路Reference Signs List 2 serial-parallel conversion circuit 3 IFFT, pilot signal generation circuit (IFFT circuit) 3S symbol period signal setting circuit 4 guard interval setting circuit 4A RAM (random access memory) 5 D / A demodulator 6,24,42,53,63 LPF 7 Quadrature modulator 8,30 90 ° shift circuit 9,31 Intermediate frequency generation circuit 10 Clock signal generation circuit 11,21 Frequency converter 12 Transmitter 20 Receiver 23 Quadrature demodulator 25 A / D converter (sampling circuit) 26 guard interval processing circuit 27 FFT, QAM decoding circuit 28 parallel-serial conversion circuit 29 central carrier detection circuit 32 sample synchronization signal generation circuit 33 symbol synchronization signal generation circuit 40, 41, 52, 62 multipliers (phase comparators) 43, 50 , 61 Frequency division ratio variable circuit (VCO circuit) 44, 45 1 / 4 frequency dividing circuit 51 1/2 frequency dividing circuit

Claims (4)

(57)【特許請求の範囲】(57) [Claims] 【請求項１】キャリアを直交して配置し、各々のキャリ
アで独立したディジタル情報を伝送する直交周波数分割
多重信号送信装置において、 ディジタル情報信号が供給され多値ＱＡＭ変調信号を発
生させるＩＦＦＴ回路と、伝送される前記変調信号のう
ち、その一部は繰り返して伝送するように構成するガー
ドインターバル設定回路と、前記ガードインターバル設
定回路の出力が供給されるＤ／Ａ変換器と、前記ディジ
タル情報信号が供給され前記ＩＦＦＴ回路に設定信号を
供給するシンボル期間設定回路と、前記各回路を駆動す
るクロック信号発生回路と、前記Ｄ／Ａ変換器の出力が
供給される直交変調器とを有し、前記ガードインターバ
ル設定回路により設定されるガードインターバルに略波
長の整数倍の期間存在する次数のキャリアをリファレン
スキャリアとし、前記リファレンスキャリアは、前記シ
ンボル期間設定回路により、シンボル期間毎に略１／４
波長の奇数倍ずつ位相を変えられて前記直交変調器より
直交周波数分割多重信号として送出されるよう構成した
ことを特徴とする直交周波数分割多重信号送信装置。1. An orthogonal frequency division multiplexing signal transmitting apparatus for arranging carriers orthogonally and transmitting independent digital information on each carrier, comprising: an IFFT circuit supplied with a digital information signal to generate a multilevel QAM modulated signal; A guard interval setting circuit configured to repetitively transmit a part of the modulated signal to be transmitted, a D / A converter supplied with an output of the guard interval setting circuit, and the digital information signal. And a symbol period setting circuit for supplying a setting signal to the IFFT circuit, a clock signal generating circuit for driving each of the circuits, and a quadrature modulator to which an output of the D / A converter is supplied. In the guard interval set by the guard interval setting circuit, a carrier of an order that exists for a period substantially equal to an integral multiple of the wavelength is used. The reference carrier is set to be approximately 1/4 every symbol period by the symbol period setting circuit.
A quadrature frequency division multiplex signal transmitting apparatus, wherein the phase is changed by an odd multiple of the wavelength and transmitted as an orthogonal frequency division multiplex signal from the quadrature modulator. 【請求項２】前記リファレンスキャリアを発生させるＩ
ＦＦＴ回路は、前記シンボル期間毎に実数部と虚数部の
信号が切り換えられて出力されるよう構成された請求項
１記載の直交周波数分割多重信号送信装置。2. An I signal for generating said reference carrier.
2. The orthogonal frequency division multiplexing signal transmitting apparatus according to claim 1, wherein the FFT circuit is configured to switch and output a signal of a real part and an imaginary part for each symbol period. 【請求項３】前記リファレンスキャリアにより、復号用
の基準信号レベルとして使用される基準振幅レベル、及
び、基準角度レベルを伝送するように構成した請求項１
又は請求項２記載の直交周波数分割多重信号送信装置。3. A reference amplitude level and a reference angle level used as a reference signal level for decoding are transmitted by the reference carrier.
Or the orthogonal frequency division multiplex signal transmission device according to claim 2. 【請求項４】請求項１記載の直交周波数分割多重信号送
信装置からの信号を受信する直交周波数分割多重信号受
信装置において、受信された周波数分割多重信号の復調
を行う直交復調器と、前記直交復調器の出力が供給され
るＡ／Ｄ変換器と、前記Ａ／Ｄ変換器の出力が供給され
るガードインターバル処理回路と、前記Ａ／Ｄ変換器と
ガードインターバル処理回路を駆動するクロック信号を
出力する同期信号発生回路と、シンボル区間毎にリファ
レンスキャリアの位相が変えられて伝送される位相変化
点を検出して有効シンボル区間信号を発生させるシンボ
ル同期信号発生回路と、前記有効シンボル区間信号を用
いてＦＦＴ演算を行い復号を行うＦＦＴ，ＱＡＭ復号回
路とを有して構成したことを特徴とする直交周波数分割
多重信号受信装置。4. An orthogonal frequency division multiplexing signal receiving apparatus for receiving a signal from an orthogonal frequency division multiplexing signal transmitting apparatus according to claim 1, wherein the orthogonal demodulator demodulates the received frequency division multiplexing signal. An A / D converter to which the output of the demodulator is supplied, a guard interval processing circuit to which the output of the A / D converter is supplied, and a clock signal for driving the A / D converter and the guard interval processing circuit. A synchronization signal generation circuit for outputting, a symbol synchronization signal generation circuit for detecting a phase change point transmitted by changing the phase of the reference carrier for each symbol section and generating an effective symbol section signal, Orthogonal frequency division multiplexed signal receiving apparatus comprising an FFT and a QAM decoding circuit for performing FFT operation and decoding using the same