JP2760590B2 - Drive circuit for voltage-driven elements - Google Patents
Drive circuit for voltage-driven elementsInfo
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Description
【発明の詳細な説明】 〔発明の目的〕 （産業上の利用分野） 本発明はIGBT（Insulated Gate Bipolar Transisto
r）など電圧駆動形素子の駆動回路にかかり、特に電圧
形インバータブリッジに用いた場合の逆並列ダイオード
のリカバリ時のサージ電圧を制御する回路に関するもの
である。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Object of the Invention] (Industrial application field) The present invention relates to an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor).
The present invention relates to a circuit for controlling a surge voltage at the time of recovery of an anti-parallel diode when used in a voltage-source inverter bridge, particularly for a drive circuit of a voltage-driven element such as r).
（従来の技術） 電圧駆動形素子を用いたインバータの一般的な構成を
第６図に示す。(Prior Art) FIG. 6 shows a general configuration of an inverter using a voltage-driven element.
第６図において、直流電源１は平滑用のコンデンサ２
を並列にしてインバータブリッジ３に供給され、交流に
変換されたインバータ出力は負荷に電力を供給する。In FIG. 6, a DC power supply 1 includes a smoothing capacitor 2.
Are supplied in parallel to the inverter bridge 3, and the inverter output converted into AC supplies power to the load.
一般に負荷はインダクタンス４と負荷抵抗５から成
り、負荷電流ILを流す。またインバータブリッジ３は、
IGBT31〜34および各IGBTに逆並列に接続された高速ダイ
オード35〜38から構成されている。Generally, a load is composed of an inductance 4 and a load resistance 5, and allows a load current IL to flow. The inverter bridge 3 is
It comprises IGBTs 31 to 34 and high-speed diodes 35 to 38 connected in anti-parallel to the respective IGBTs.
負荷電流ILが矢印の方向に流れている状態でIGBT31を
オンオフさせたときの動作を第７図に示す。The operation when the load current I L was off the IGBT31 while flowing in the direction of the arrow shown in Figure 7.
第７図において、浮遊インダクタンス６は配線のイン
ダクタンス分Ｌであり、IGBT31がオフすると負荷電流IL
はIGBT31から高速ダイオード36へ転流して図の矢印の回
路で流れ、次にIGBT31を再度オンするとダイオード36の
キャリアを放出して逆回復するまで直流電源１はIGBT3
1、浮遊インダクタンス６、およびダイオード36の回路
を通して瞬時短絡状態となる。なお実際は他の配線部に
もインダクタンスが存在するが説明を簡単にするために
省略してある。In FIG. 7, the stray inductance 6 is the wiring inductance L, and when the IGBT 31 is turned off, the load current I L
Is commutated from the IGBT 31 to the high-speed diode 36 and flows in the circuit shown by the arrow in the figure. Then, when the IGBT 31 is turned on again, the carrier of the diode 36 is released and the DC power supply 1
An instantaneous short circuit occurs through the circuit of 1, the stray inductance 6, and the diode 36. Actually, other wiring portions also have inductance, but are omitted for the sake of simplicity.
その後、ダイオード36に逆方向に逆回復電流が流れて
ダイオードは逆方向特性を回復するが、逆回復電流の減
衰が急になるとインダクタンス６による課題サージ電圧
がダイオード36やIGBT32に印加される。Thereafter, a reverse recovery current flows in the diode 36 in the reverse direction, and the diode recovers the reverse characteristic. However, when the reverse recovery current attenuates rapidly, a surge voltage due to the inductance 6 is applied to the diode 36 and the IGBT 32.
この逆回復電流は電流ｉを観測することによって見分
けることができ、時点t1でIGBT31がオンすると電流ｉは
−ILの大きさから減少して零となり、その後逆回復電流
が流れた後急激に零となり、この時点で浮遊インダクタ
ンス６によってダイオード36に大きなサージ電圧VDが印
加される。The reverse recovery current can be discerned by observing a current i, at time t 1 IGBT 31 is turned on when the current i becomes zero and decreases the size of -I L, rapidly after subsequent reverse recovery current flows becomes zero, a large surge voltage V D to the diode 36 by the stray inductance 6 at this time is applied to.
このサージ電圧VDは−L di/dtで決まるので、Ｌの大
きさを減少させるか、di/dtを低下させるかのいずれか
によってサージ電圧を低下させることができるが、浮遊
インダクタンスＬを減少させることは配線上から限界が
あるので、一般にdi/dtを減少させる方法が有効であ
る。Since the surge voltage V D is determined by -L di / dt, or reduce the size of L, it is possible to reduce the surge voltage by either reducing the di / dt, decreases the stray inductance L Since there is a limit in terms of wiring, a method of reducing di / dt is generally effective.
di/dtを減少させる方法の１つに高速ダイオードのリ
カバリ時間を短かく設計する方法があり、例えば耐圧数
十Ｖのダイオードでは30〜50ns、耐圧500Vクラスでは10
0〜200ns,耐圧1000Vクラスでは300〜800nsのダイオード
が開発されている。さらにリカバリ電流がゆるやかに減
衰するソフトリカバリダイオードも開発されているが限
界があり、また他の方法としてはIGBT31をゆるやかにオ
ンさせて短絡電流ｉを減少させる方法が考えられてい
る。One of the ways to reduce di / dt is to design the recovery time of a high-speed diode to be short. For example, a diode with a withstand voltage of several tens of volts is 30 to 50 ns, and a diode with a withstand voltage of 500 V is 10 ns.
Diodes with a voltage of 0 to 200 ns and a withstand voltage of 1000 V have been developed for 300 to 800 ns. Further, a soft recovery diode in which the recovery current is gradually attenuated has been developed, but there is a limit. As another method, a method of turning on the IGBT 31 slowly to reduce the short-circuit current i has been considered.
第７図における波形ａはIGBT31を急速にオンさせた場
合であり、その時の電流での立上りは速くサージ電圧VD
も大きな値となっている。一方、波形ｂはIGBT31をゆる
やかにオンさせた場合であり、逆電流ｉの値もdi/dtの
値も小さく、従ってサージ電圧VDも低くなる。Waveform a in FIG. 7 shows a case where the IGBT 31 is rapidly turned on, and the rise with the current at that time is fast and the surge voltage V D
Is also a large value. On the other hand, waveform b shows the case where gentle on the IGBT 31, the value of the reverse current i is small the value of di / dt, hence also low surge voltage V D.
（発明が解決しようとする課題） ゲート電圧の立上りをゆるやかにする従来の方法を第
８図に示す。第８図（Ａ）はその回路図、第８図（Ｂ）
は動作波形図である。(Problem to be Solved by the Invention) FIG. 8 shows a conventional method for making the rise of the gate voltage gentle. FIG. 8 (A) is a circuit diagram thereof, and FIG. 8 (B).
Is an operation waveform diagram.
第８図において、ゲート信号VGは抵抗10を介してIGBT
31のゲートに入力され、ゲート、カソード間にはコンデ
ンサ12を追加してゲート電圧VGEの立上りを抵抗10とコ
ンデンサ12による一時遅れ回路を介してゆるやかにして
いる。なおIGBTの構造による浮遊容量に相当するコンデ
ンサ13があるのでコンデンサ12は省略することもある。
ダイオード11はゲート電圧VGEの立下りを速くしてター
ンオフ損失を減少させるために設けられたものである。In Figure 8, the gate signal V G through a resistor 10 IGBT
Is input to the 31 gates of the gate, between the cathode via a temporary delay circuit by rising the resistor 10 and the capacitor 12 of the gate voltage V GE by adding a capacitor 12 are gradual. Since there is a capacitor 13 corresponding to the stray capacitance due to the structure of the IGBT, the capacitor 12 may be omitted.
Diode 11 is provided in order to reduce turn-off losses by fast fall of the gate voltage V GE.
時点t1にゲート信号VGを負から正に立上げるとIGBTの
ゲート電圧VGEは一次遅れによってゆるやかに上昇し、
時点t2にIGBT31はオンを開始するが、ゲート電圧VGEが
不十分なためIGBT不完全なスイッチング動作を行う。Slowly raised by positively stand raising the gate voltage V GE of the IGBT primary delay the gate signal V G from the negative to the time t 1,
At time t 2 IGBT 31 starts on, but the gate voltage V GE performs IGBT imperfect switching operations due to insufficient.
このためIGBT31のコレクタ・エミッタ間電圧VCEは中
間電圧に留まり、第８図の電流ｉは負から正に上昇する
傾斜がゆるやかになり、しかも電流ｉのピーク値が制限
され、時点t3〜t4間のdi/dtが減少してサージ電圧が減
少する。Thus the collector-emitter voltage V CE of the IGBT31 remains in the intermediate voltage, current i Figure 8 becomes gentle inclination of positively increasing from the negative, yet the peak value of the current i is limited, the time t 3 ~ surge voltage is reduced di / dt between t 4 is reduced.
しかしながらこの方法ではゲート信号VGをオフからオ
ンに変化させてから実際にIGBTがオンするまでの時間t1
〜t2が長くなり、この間が無駄時間となって短かいパル
スでスイッチングすることができなかったり、ブリッジ
回路の上下素子を同時にオンさせないためのデッドタイ
ムが長くなり、この間の無制御によってインバータ出力
波形の歪が大きくなり、電動機の運転に用いられたとき
不安定現象を招くなどの問題がある。However the time t 1 until the ON actually IGBT from varied from OFF to ON gate signal V G in this way
~t 2 becomes longer, during which time or not can be switched by the short pulse wasted time, dead time for simultaneously not to turn on the upper and lower elements of the bridge circuit is increased, the inverter output by uncontrolled therebetween There is a problem that the distortion of the waveform becomes large and causes an unstable phenomenon when used for driving the electric motor.
本発明は、以上の不具合に対し、ゲート信号に対し
て、IGBTの動作遅れを短縮し、しかもダイオードのリカ
バリ電流をソフトにすることによりサージ電圧を低減で
きる合理的な電圧駆動形素子の駆動回路を提供すること
を目的としている。The present invention provides a rational voltage-drive element drive circuit that can reduce the IGBT operation delay with respect to the gate signal and reduce the surge voltage by softening the recovery current of the diode against the above problems. It is intended to provide.
（課題を解決するための手段および作用） 上記の問題を解決するために、本発明は高速ダイオー
ドを逆並列接続した複数の電圧駆動形素子をブリッジ接
続したブリッジ回路のそれぞれの電圧駆動形素子をスイ
ッチング動作させるゲート駆動電圧を出力する電圧駆動
形素子の駆動回路において、前記スイッチング動作を指
令するゲート制御信号に基づいてオン，オフするスイッ
チ素子と、前記電圧駆動形素子のゲート電圧に，コンデ
ンサと抵抗で決まるタイマ時間だけ所定電圧以下で印加
し、タイマ時間経過後は所定電圧を印加するゲート制御
信号を出力するゲート制御信号回路を備えている。(Means and Actions for Solving the Problems) In order to solve the above-mentioned problems, the present invention relates to a voltage-driven element of a bridge circuit in which a plurality of voltage-driven elements in which high-speed diodes are connected in anti-parallel are bridge-connected. In a drive circuit of a voltage-driven element that outputs a gate drive voltage for performing a switching operation, a switch element that is turned on and off based on a gate control signal that instructs the switching operation; A gate control signal circuit is provided for applying a voltage equal to or less than a predetermined voltage for a timer time determined by the resistance and outputting a gate control signal for applying the predetermined voltage after the timer time has elapsed.
すなわちIGBTのオン時のゲート電圧を、IGBTがアナロ
グ動作する電圧で立上げることによって電流制限を行
い、これによってダイオードのリカバリ電流を制限して
リカバリ電流の変化率をゆるやかにし、サージ電圧を低
下させるものである。That is, the gate voltage at the time of turning on the IGBT is limited by raising the gate voltage at a voltage at which the IGBT operates in an analog manner, thereby limiting the recovery current of the diode, thereby reducing the rate of change of the recovery current and reducing the surge voltage. Things.
また、コンデンサと抵抗で決まるタイマ時間だけ所定
電圧以下で印加し、タイマ時間経過後は所定電圧を印加
するゲート制御信号を出力するゲート制御信号回路を設
けるのみでよいので、構成が簡単であるという特徴を有
する。Further, the configuration is simple because it is only necessary to provide a gate control signal circuit for applying a predetermined voltage or less for a timer time determined by the capacitor and the resistance and outputting a gate control signal for applying the predetermined voltage after the timer time has elapsed. Has features.
（実施例） 本発明の一実施例を第１図に示す。第１図は第６図に
示すインバータ回路の中のIGBT31に対するゲート駆動回
路のみを示したもので従来技術における第８図に対応し
ており、従って第８図と同一部分には同一番号を付して
その説明を省略している。(Embodiment) An embodiment of the present invention is shown in FIG. FIG. 1 shows only the gate drive circuit for the IGBT 31 in the inverter circuit shown in FIG. 6 and corresponds to FIG. 8 in the prior art. Therefore, the same parts as those in FIG. The description is omitted.
第１図において、直流電源14,15はゲート駆動電源で
あり、抵抗17を負荷としてトランジスタ16を直流電源1
4,15の両端に接続し、駆動信号Vsによってトランジスタ
16をオンオフさせる。In FIG. 1, DC power supplies 14 and 15 are gate drive power supplies, and a transistor 17 is connected to a DC power supply 1 using a resistor 17 as a load.
Connect to both ends of 4, 15 and drive transistor by drive signal Vs
Turn 16 on and off.
トランジスタ16のコレクタはトランジスタ18,19のベ
ースに接続され、トランジスタ18,19はエミッタを共通
接続し、IGBT31に対してゲート信号VGを出力する。また
トランジスタ18のコレクタは直流電源14の正極へ、トラ
ンジスタ19のコレクタは直流電源15の負極へ接続されて
いる。The collector of the transistor 16 is connected to the base of the transistor 18 and 19, the transistor 18 and 19 the emitters are commonly connected, and outputs a gate signal V G relative IGBT 31. The collector of the transistor 18 is connected to the positive electrode of the DC power supply 14, and the collector of the transistor 19 is connected to the negative electrode of the DC power supply 15.
一方、トランジスタ16のコレクタからコンデンサ20、
および抵抗21,22を直列接続した微分回路を介してトラ
ンジスタ23のベースを駆動し、トランジスタ23のコレク
タはトランジスタ18,19のベースとゼナーダイオード24
を介して接続され、トランジスタ18,19のベースに印加
される電圧を変化させる。ダイオード25はコンデンサ20
の放電を速めるために設けられている。On the other hand, from the collector of the transistor 16 to the capacitor 20,
The base of the transistor 23 is driven through a differentiating circuit in which resistors 21 and 22 are connected in series, and the collector of the transistor 23 is connected to the bases of the transistors 18 and 19 and the zener diode 24.
To change the voltage applied to the bases of the transistors 18 and 19. Diode 25 is capacitor 20
Is provided in order to accelerate the discharge of the battery.
次に第１図の回路動作を第２図および第３図を参照し
て説明する。Next, the circuit operation of FIG. 1 will be described with reference to FIG. 2 and FIG.
第２図の時点t1に駆動信号VSが零になるとトランジス
タ16がオンからオフに変化し、トランジスタ16のコレク
タ電位が上昇してコンデンサ20および抵抗21を通ってト
ランジスタ23のベースに電流が流れ、時点t1とt3の間ト
ランジスタ23がオンとなる。When the drive signal V S becomes zero at time t 1 in FIG. 2, the transistor 16 changes from ON to OFF, the collector potential of the transistor 16 rises, and a current flows through the capacitor 20 and the resistor 21 to the base of the transistor 23. flow, while the transistor 23 at the time t 1 and t 3 is turned on.
トランジスタ16のコレクタ電位はゼナーダイオード24
で決まる電圧に制限され、トランジスタ18,19のゲイン
（入力インピーダンス）が十分高ければ、ゲート信号VG
はトランジスタ16のコレクタと直流電源14と15の中間点
との間の電圧差となる。The collector potential of the transistor 16 is a Zener diode 24
If the gain (input impedance) of the transistors 18 and 19 is sufficiently high, the gate signal V G
Is the voltage difference between the collector of transistor 16 and the midpoint between DC power supplies 14 and 15.
IGBT31のゲート電圧VGEは抵抗10とコンデンサ13とに
よって遅れ波形となり、時点t2においてIGBT31はコレク
タ電流を流し始める。時点t2〜t3間はゲート電圧VGEが
低く、IGBTはアナログ動作をしている。Gate voltage V GE of IGBT 31 becomes delayed waveform by a resistor 10 and a capacitor 13, IGBT 31 at time t 2 begins flowing collector current. Time t 2 ~t 3 between the lower gate voltage V GE, IGBT has an analog operation.
時点t3でトランジスタ23はオフし、ゲート駆動電圧VG
は最高となってIGBT31は完全なスイッチング状態とな
る。Transistor 23 is turned off at time t 3, the gate drive voltage V G
Is the highest, and the IGBT 31 is in a complete switching state.
第３図における電流ｉおよびダイオード両端電圧VDの
実線ａで示す波形はIGBTのゲート電圧を全電圧ステップ
状に印加した場合であり、第７図のａと同じ波形であ
る。The waveform shown by the solid line a of the current i and the diode voltage across V D in FIG. 3 is a case of applying the gate voltage of the IGBT full voltage stepwise, the same waveform as a in Figure 7.
これに対してIGBTのゲート信号VGを２段に分けて印加
するとゲート電圧VGEも図のように２段になり、時点t2
〜t3の間は電流ｉは破線ｃのようになってピーク電流が
制限される。Contrast is applied separately gate signal V G of the IGBT in two stages even if the gate voltage V GE becomes two stages as shown in the figure, time t 2
During the ~t 3 current i is the peak current is limited so that the broken line c.
これは、第９図に示すIGBTの特性から分るように、例
えばVGE＝8Vであれば、コレクタ電流ICは13A程度に制限
されるようなアナログ動作をするからである。This is because, as seen from the characteristics of the IGBT shown in FIG. 9, if for example V GE = 8V, the collector current I C is because the analog operations as limited to about 13A.
従って高速ダイオードの同じキャリア電荷分を流出さ
せるのにａの場合は時点t4でダイオードがリカバリする
のに対し、本発明によるｃの場合は遅れた時点t5でリカ
バリするので、等価的に第７図のｂの場合と同様なソフ
トリカバリとなり、ダイオードのサージ電圧VDは破線ｃ
に示す低い値に制限される。Therefore to thereby flow out the same carrier a charge amount of the high-speed diode whereas the recovery diodes at t 4 in the case of a, since the recovery time t 5 the delayed For c according to the invention, equivalently the for the Figure 7 b and becomes similar to soft recovery, the surge voltage V D of the diode dashed c
Are limited to the low values shown in
また第２図における時点t1とt3の間隔は、ダイオード
がリカバリする時間に対応して設定すればよく１〜２μ
ｓ程度となる。The interval of time t 1 and t 3 in FIG. 2, may be set to correspond to the time the diode to recover 1~2μ
s.
このようにダイオードのリカバリ電流の変化率をゆる
やかにすることによってダイオード両端のサージ電圧を
下げることが可能になり、これによってパルス幅の狭い
制御が可能となってインバータの出力波形を改善すると
共にサージ電圧の低下による素子の信頼性向上およびEM
Iノイズの低下が期待できる。Slowing the rate of change of the recovery current of the diode in this way makes it possible to reduce the surge voltage at both ends of the diode. Improvement of device reliability by voltage drop and EM
A reduction in I noise can be expected.
本発明の他の実施例を第４図に示す。第４図（Ａ）は
その回路図、第４図（Ｂ）はその動作波形図である。FIG. 4 shows another embodiment of the present invention. FIG. 4A is a circuit diagram thereof, and FIG. 4B is an operation waveform diagram thereof.
第４図ではトランジスタ16のコレクタ・エミッタ間に
抵抗26とコンデンサ27の直列回路を並列に接続し、さら
にダイオード25をコンデンサ27の放電を速めるために接
続している。In FIG. 4, a series circuit of a resistor 26 and a capacitor 27 is connected in parallel between the collector and the emitter of the transistor 16, and a diode 25 is connected in order to accelerate the discharge of the capacitor 27.
第４図の回路では、トランジスタ16がオフすると、IG
BT31へのゲート信号VGは抵抗17と26で分圧される値にま
で急速に上昇し、その後抵抗17,26とコンデンサ27で決
まる時定数でゆるやかに上昇する。In the circuit of FIG. 4, when the transistor 16 is turned off, the IG
The gate signal V G to BT31 to a value which is divided by resistors 17 and 26 minutes to rise rapidly, slowly increases with a time constant determined by the subsequent resistor 17, 26 and a capacitor 27.
このため、駆動信号VsからIGBT31がオンするまでの遅
れ時間が短かく、オンしてしばらくはIGBTのゲート電圧
が低いのでIGBTはアナログ動作してダイオードのリカバ
リ電流を制限し、ゲート電圧が上昇するにつれてIGBTの
VCEが低下するので低損失となる。For this reason, the delay time from the drive signal Vs to the turning on of the IGBT 31 is short, and the gate voltage of the IGBT is low for a while after the turning on, so that the IGBT operates analogously and limits the recovery current of the diode, and the gate voltage rises As IGBT
Since V CE is reduced, the loss is low.
本発明のさらに他の実施例を第５図に示す。 FIG. 5 shows still another embodiment of the present invention.
第５図においては、トランジスタ23のエミッタを直流
電源14,15の中点に接続し、ゼナーダイオードの代りに
抵抗28による分圧を用いている。この場合オン電圧は電
源15の影響を受けないので、電圧変動のある場合に効果
的である。ダイオード29はトランジスタ23のベース・エ
ミッタの逆圧防止用である。In FIG. 5, the emitter of the transistor 23 is connected to the midpoint between the DC power supplies 14 and 15, and the voltage divided by the resistor 28 is used instead of the Zener diode. In this case, the on-voltage is not affected by the power supply 15, and is effective when there is a voltage fluctuation. The diode 29 is for preventing the back pressure of the base and the emitter of the transistor 23.
また小容量のインバータの場合には、直流電源14のみ
を使用しゲート電圧を零と正のみに変化させるだけでも
よい。In the case of a small-capacity inverter, only the DC power supply 14 may be used and the gate voltage may be changed only to zero and positive.
以上はパワー素子としてIGBTを用いた場合について説
明したが、ゲート電圧によりオン時の速度が変化したり
オン特性が変化したりする電圧駆動形素子に対しては共
通に適用できる。In the above, the case where the IGBT is used as the power element has been described. However, the present invention can be commonly applied to a voltage-driven element in which the ON speed changes and the ON characteristics change depending on the gate voltage.
以上説明したように本発明によれば、IGBTオンの瞬間
には低いゲート電圧を加えてIGBTをアナログ動作させ、
これによりダイオードのリカバリ電流を制限してリカバ
リ時のdi/dtを低く抑え、ダイオード両端のサージ電圧
を抑制すると共に、ダイオードリカバリ後はIGBTのゲー
ト電圧を高くして飽和電圧を低くし、IGBTの定常損失を
低減させているので、波形率がよくEMIノイズの低い高
信頼性で高効率な電圧駆動形素子の駆動回路が得られ
る。As described above, according to the present invention, at the moment when the IGBT is turned on, the IGBT is operated in analog by applying a low gate voltage,
This limits the recovery current of the diode to reduce the di / dt during recovery, suppresses the surge voltage across the diode, and increases the gate voltage of the IGBT after diode recovery to lower the saturation voltage, Since the steady loss is reduced, a highly reliable and highly efficient drive circuit for a voltage-driven element having a good waveform ratio and low EMI noise can be obtained.
また、ゲート制御信号回路はコンデンサと抵抗で決ま
るタイマ回路とタイマ時間経過後はゲートに所定電圧を
印加する回路を設けるのみでよいので、簡単な回路でよ
い。Further, the gate control signal circuit may be a simple circuit since it is only necessary to provide a timer circuit determined by a capacitor and a resistor and a circuit for applying a predetermined voltage to the gate after the timer time has elapsed.
第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２図および
第３図は本発明の動作を説明するための波形図、第４図
および第５図はそれぞれ本発明の他の実施例を示す回路
図、第６図は電圧駆動形素子を用いたインバータの一般
的な主回路図、第７図および第８図は従来の駆動回路の
動作説明図、第９図はIGBTの一般的な特性図である。 １……主回路用直流電源、２……主回路用コンデンサ ３……インバータ、４……負荷インダクタンス ５……負荷抵抗、31〜34……IGBT 35〜38……高速ダイオード、６……浮遊インダクタンス 10,17,21,22,28……抵抗、11,25,29……ダイオード 12,20……コンデンサ、13……浮遊コンデンサ 14,15……ゲート回路用直流電源 16,18,19,23……トランジスタ、24……ゼナーダイオー
ドFIG. 1 is a circuit diagram showing one embodiment of the present invention, FIGS. 2 and 3 are waveform diagrams for explaining the operation of the present invention, and FIGS. 4 and 5 are other embodiments of the present invention, respectively. FIG. 6 is a circuit diagram showing an example, FIG. 6 is a general main circuit diagram of an inverter using a voltage-driven element, FIGS. 7 and 8 are explanatory diagrams of the operation of a conventional driving circuit, and FIG. 9 is a general diagram of an IGBT. FIG. 1. DC power supply for main circuit 2. Capacitor for main circuit 3. Inverter 4, Load inductance 5. Load resistance, 31-34 IGBT 35-38 High-speed diode, 6. Floating Inductance 10,17,21,22,28… Resistance, 11,25,29… Diode 12,20… Capacitor, 13… Floating capacitor 14,15… DC power supply for gate circuit 16,18,19, 23: Transistor, 24: Zener diode
Claims (1)
圧駆動形素子をブリッジ接続したブリッジ回路のそれぞ
れの電圧駆動形素子をスイッチング動作させるゲート駆
動電圧を出力する電圧駆動形素子の駆動回路において、
前記スイッチング動作を指令するゲート制御信号に基づ
いてオン，オフするスイッチ素子と、前記電圧駆動形素
子のゲート電圧に，コンデンサと抵抗で決まるタイマ時
間だけ所定電圧以下で印加し、タイマ時間経過後は所定
電圧を印加するゲート制御信号を出力するゲート制御信
号回路を備えたことを特徴とする電圧駆動形素子の駆動
回路。1. A drive circuit for a voltage-driven element for outputting a gate drive voltage for performing a switching operation of each voltage-driven element of a bridge circuit in which a plurality of voltage-driven elements in which high-speed diodes are connected in anti-parallel are bridge-connected.
A switch element that is turned on and off based on a gate control signal for instructing the switching operation and a gate voltage of the voltage-driven element are applied for a timer time determined by a capacitor and a resistor at a predetermined voltage or less, and after the timer time elapses, A driving circuit for a voltage-driven element, comprising a gate control signal circuit for outputting a gate control signal for applying a predetermined voltage.
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