JP2754545B2 - ドロップアウト補償回路 - Google Patents
ドロップアウト補償回路Info
- Publication number
- JP2754545B2 JP2754545B2 JP62319729A JP31972987A JP2754545B2 JP 2754545 B2 JP2754545 B2 JP 2754545B2 JP 62319729 A JP62319729 A JP 62319729A JP 31972987 A JP31972987 A JP 31972987A JP 2754545 B2 JP2754545 B2 JP 2754545B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- luminance signal
- level
- delayed
- luminance
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Landscapes
- Television Signal Processing For Recording (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明はVTRに好適なドロップアウト補償回路に関す
る。 〔発明の概要〕 本発明は、輝度信号Ｙを１水平周期遅延させた遅延輝
度信号YDによりドロプアウト補正を行う場合に、これら
輝度信号Ｙ及び遅延輝度信号YDの水平ペデスタル部分を
クランプしてこれら輝度信号Ｙ及び遅延輝度信号YDの水
平ペデスタルレベルを合わせ、次にこれら輝度信号Ｙ及
び遅延輝度信号YDの各々の水平同期信号期間をのぞく映
像信号区間を抜き取る２段階の処理をおこない、そして
この抜きとられた輝度信号の映像信号区間と遅延輝度信
号の映像信号区間のレベルを比較しこの比較した結果が
一致し得るようにこの遅延映像信号YDのレベルを制御す
ることにより、この遅延映像信号YDのレベル制御がこの
水平ペデスタルレベル及び水平同期信号レベル双方の変
動の影響を受けないようにしたものである。 〔従来の技術〕 VTRでは、磁気テープの磁性体の欠落や、テープと磁
気ヘッドとの接触状態の変化などにより、再生信号の欠
損（ドロップアウト）が発生し、再生画面にノイズが現
れることがある。 従来、この欠損部は、映像信号が概ねライン相関を有
することにより、１水平期間（1H）前の信号を用いて補
償されていた。 まず、第４図を参照しながら、従来のVTRのドロップ
アウト補償回路について説明する。 第４図において、１対の回転磁気ヘッド（1A）及び
（1B）からの再生信号は、前置増幅器（２）を介して、
高域フィルタ（３）及び低域フィルタ（４）に供給さ
れ、FM輝度信号YFMと低域色信号CLとに分離される。低
域色信号CLは色信号処理回路（５）において搬送周波数
がfSCの搬送色信号Ｃに変換され、端子（６）に導出さ
る。FM輝度信号YFMはAGC増幅器（11）に供給され、この
増幅器（11）の利得は、その出力を供給された検波器
（12）の検波出力によって制御される。 増幅器（11）からのFM輝度信号YFMは、リミッタ（1
3）を介して、FM復調器（14）及び包絡検波器（15）に
共通に供給される。復調器（14）からの輝度信号Ｙが、
クランプ回路（16）を介して、切換スイッチ（17）のＮ
側固定接点に供給される。このスイッチ（17）の可動接
点は、検波器（15）の出力に制御されて、正常時にはＮ
側固定接点に接続され、ドロップアウト発生時にはＤ側
固定接点に切り換えられて、スイッチ（17）の出力が端
子（７）に導出される。 スイッチ（17）のＤ側固定接点にはクランプ回路（2
6）の出力が供給される。両クランプ回路（16）及び（2
6）には、クランプパルスとして、FM復調器（14）の出
力から周期分離回路（18）で分離された水平同期パルス
Hsyが共通に供給されると共に、直流電圧源（19）から
の基準電圧が共通に供給される。 （20）は遅延信号系を全体として示し、（21）はガラ
スを用いた1H遅延線であって、スイッチ（17）から出力
された輝度信号Ｙは、ベースバンドの広帯域信号である
ため、AM変調器（22）と、例えば3fSCの発振器（23）と
によって、一旦高域変換され、ガラス遅延線（21）で1H
遅延された後、復調器（24）によってもとのベースバン
ドの輝度信号Ｙにもどされる。復調器（24）からの遅延
された輝度信号YDは、増幅器（25）及びクランプ回路
（26）を介して、スイッチ（17）のＤ側固定接点に供給
される。増幅器（25）の利得は半固定抵抗器（27）によ
って、所定値に調整される。 第４図の従来例は次のように動作する。 クランプ回路（16）及び（26）において、通常の輝度
信号Ｙ及び遅延輝度信号YDの各同期尖頭レベルが直流電
圧源（19）からの基準電圧にそれぞれクランプされて、
直流分（平均レベル）の変動が除去される。 正常再生時、切換スイッチ（17）は図示とは逆の接続
状態にあり、FM復調器（14）からの輝度信号Ｙがそのま
ま端子（７）に導出される。 ドロップアウトが発生すると、リミッタ（13）の出力
中にリミットレベル以下の振幅変動分が現れる。この振
幅変動分が包絡線検波器（15）で検出されて、スイッチ
（17）が図示の状態に切り換えられ、ガラス遅延線（2
1）により1Hだけ遅延された輝度信号YDが端子（７）に
導出されて、ドロップアウトが補償される。 また、ドロップアウトが1Hよりも長い場合、1Hごとの
繰返し波形が出力される。 〔発明が解決しようとする問題点〕 ところが、第４図の従来例では、スイッチ（17）の切
換の前後における輝度信号Ｙ及び遅延輝度信号YD間のレ
ベル差を抑えるために、増幅器（25）の利得を、例えば
所定値±0.1dBのような狭い範囲に調整しなければなら
ないという問題があった。 この遅延信号系（20）の利得調整の問題を解消するた
めに、輝度信号Ｙ及び遅延輝度信号Ydのレベル差に応じ
て、遅延信号系の利得を自動制御するようにしたものも
従来知られている。 次に、第５図を参照しながら、従来のVTRの他のドロ
ップアウト補償回路について説明する。 第５図において、（1A），（1B）〜（19）は前出第４
図と同様である。 （30）はAGC遅延信号系を全体として示し、（31）はC
CDを用いた1H遅延線であって、ダイナミックレンジを確
保するために、その入力側のクランプ回路（32）を介し
て、スイッチ（17）の出力が供給される。CCD遅延線（3
1）には、転送条件及びダイナミックレンジの最適化の
ために、クランプ回路（32）と共に、オートバイアス回
路（33）から適宜に変化する直流電圧が供給される。ま
た、クランプ回路（32）はダイオードを用いた非同期型
である。 CCD遅延線（31）からの1H遅延された輝度信号YDは、
増幅器（35）及びクランプ回路（36）を介して、スイッ
チ（17）のＤ側固定接点に供給される。（37）は比較器
（差動増幅器）であって、両クランプ回路（16）及び
（36）からそれぞれ輝度信号Ｙ及び遅延輝度信号YDが供
給される。比較器（37）の出力信号が検波器（38）に供
給され、検波器（38）の検波出力が、制御信号として、
増幅器（35）に供給されて、増幅器（35）の利得が所定
値に自動調整される。 なお、図示は省略するが、検波器（38）の時定数は、
例えば１秒程度に設定される。 第５図の従来例においても、ドロップアウトが発生す
ると、スイッチ（17）が図示の状態に切り換えられ、CC
D遅延線（31）により1Hだけ遅延された輝度信号YDが端
子（７）に導出されて、ドロップアウトが補償される。 この場合、比較器（37）及び検波器（38）により、増
幅器（35）の利得は、同期信号部分を含んで、遅延輝度
信号Ydのレベルが通常の輝度信号Ｙのレベルと等しくな
るように制御されている。 ところが、第５図の従来例では、CCD遅延線（31）の
入力側のクランプ回路（32）がダイオードを用いた非同
期型であるため、ダイオードの順方向抵抗及び逆方向抵
抗の各抵抗値の大幅な差に起因して、入力される輝度信
号のうち、同期信号部分の振幅が必ず減少する。 他に、オートバイアス回路（33）のずれや、両クラン
プ回路（16）及び（36）のばらつき等もあって、例え
ば、500mV ppの通常の輝度信号Ｙの143mV ppの同期信号
レベルに対して、遅延輝度信号YDの同期信号レベルは、
例えば５〜10mV程度、通常レベル比では0.3〜0.6dB低下
する。 そして、従来のAGC遅延信号系（30）では同期信号部
分を含んで、遅延輝度信号YDのレベルが通常の輝度信号
Ｙのレベルと等しくなるように制御されるので、上述の
ように、同期信号部分のレベルが低下した遅延輝度信号
YDは、その映像信号部分のレベルが同期信号部分のレベ
ル低下分だけ上昇してしまう。 これにより、ドロップアウトが発生した場合、スイッ
チ（17）の切換の前後の出力信号の映像信号部分のレベ
ル差が所定の±0.1dBを超えてしまうという問題があっ
た。 かかる点に鑑み、本発明の目的は、同期信号部分のレ
ベル変動の影響を排除することのできるドロップアウト
補償回路を提供するところにある。 〔問題点を解決するための手段〕 本発明は、輝度信号Ｙを１水平周期遅延させた遅延輝
度信号YDのレベルをこの輝度信号Ｙのレベルと等しくな
り得るよう制御し、このレベル制御された遅延輝度信号
によってこの輝度信号のドロップアウトを補償するよう
にしたドロップアウト補償回路において、この輝度信号
Ｙ及び遅延輝度信号YDをこの輝度信号Ｙから分離した水
平同期信号Hsyパルスに基づき生成したクランプパルス
によりそれぞれペデスタルレベルクランプするペデスタ
ルレベルクランプ手段16,36と、この水平同期信号Hsyに
基づいてこのペデスタルクランプされた輝度信号Ｙ及び
遅延輝度信号YDの同期信号期間をのぞく映像信号部を抜
き取る抜き取り手段Q3と、この抜き取り手段Q3により同
期信号区間をのぞかれたこの映像信号部のこの輝度信号
Ｙのレベルと遅延輝度信号YDのレベルを比較するレベル
比較手段Q1,Q2と、このレベル比較手段より得られたレ
ベル制御信号に基づきこの遅延輝度信号YDのレベルを制
御するようにしたドロップアウト補償回路である。 〔作用〕 かかる構成によれば、ドロップアウト補償期間におい
て、この遅延映像信号の水平同期信号の水平同期信号シ
ンクチップにつまりが発生する等によるこの水平同期信
号のレベル変動により、水平同期信号のペデスタルレベ
ルに変動を生じても、この水平同期信号のレベル変動及
び水平同期信号のペデスタルレベル変動の影響が排除さ
れる。 〔実施例〕 以下、第１図〜第３図を参照しながら、本発明による
ドロップアウト補償回路の一実施例について説明する。 本発明の一実施例の構成を第１図に示す。この第１図
において、前出第４図及び第５図に対応する部分には、
同一の符号を付して重複説明を省略する。 第１図の実施例において、（39）はパルス発生回路で
あって、同期分離回路（18）から水平同期パルスHsyが
供給されて、パルス発生回路（39）からは、バーストフ
ラグが各クランプ回路（16）及び（36）に共通に供給さ
れると共に、制御パルスが比較器（37）に供給される。 その余の構成は前出第５図の従来例と同様である。 第１図の実施例における比較器（37）として、例え
ば、第２図に示すような差動増幅器が使用される。 第２図において、入力端子T1に供給された遅延輝度信
号YDは、差動接続された一方のnpnトランジスタQ1のベ
ースに供給される。他方のトランジスタQ2のベースに
は、入力端子T2から輝度信号Ｙが供給される。両トラン
ジスタQ1及びQ2のエミッタが、共通のトランジスタQ3の
コレクタ・エミッタを介して接地され、このトランジス
タQ3のベースには、入力端子T3から正極性の制御パルス
が供給される。トランジスタQ1及びQ2の各コレクタは、
それぞれカレントミラー接続のダイオードD1及びpnpト
ランジスタQ4を介して、電源Vccに接続される。トラン
ジスタQ2のコレクタの出力が端子T4から導出される。 本実施例の動作は次のとおりである。 同期回路（18）において、第３図Ａとに示すような
（複合）輝度信号から、同図Ｂに示すような水平同期パ
ルスHsyが分離されて、パルス発生回路（39）に供給さ
れる。この水平同期パルスに基いて、パルス発生回路
（39）においては、同図Ｃに示すようなバーストフラグ
と、同図Ｄに示すように、同期信号期間Tsに“Lo"と
なり、映像信号期間Tpに“Hi"となるような制御パルス
とが形成される。 クランプ回路（16）及び（36）では、このバーストフ
ラグのタイミングで、即ち、通常の輝度信号Ｙ及び1H
遅延輝度信号YDの各ペデスタルレベル期間に、両信号Ｙ
及びYDがそれぞれクランプされる。 また、比較器（37）においては、上述のような制御パ
ルスが第２図の制御パルス入力端子T3から供給される
と、トランジスタQ3がこの制御パルス期間だけ導通状態
となり、差動接続の両トランジスタQ1及びQ2のベースに
それぞれ入力された遅延輝度信号YD及び通常の輝度信号
Ｙの各ペデスタルレベルより上の映像信号部分の差信号
がトランジスタQ2のコレクタから取り出される。 比較器（37）では、上述のように、通常の輝度信号Ｙ
及び遅延輝度信号YDの各映像信号部分のレベルが比較さ
れるので、この比較器（37）の出力信号が検波器（38）
で検波されて、制御信号として、利得制御増幅器（35）
に供給されると、遅延輝度信号YDの映像信号部分のレベ
ルが通常の輝度信号Ｙの映像信号部分のレベルと等しく
なるように、増幅器（35）の利得が制御される。これに
より、同期信号部分のレベル変動の影響が排除されて、
輝度信号Ｙのドロップアウト発生時、スイッチ（17）を
切り換えて、遅延輝度信号YDによって補償しても、出力
端子（７）における映像信号部分のレベルの変動はな
い。 〔発明の効果〕 以上詳述のように、本発明によれば、輝度信号Ｙを１
水平周期遅延させた遅延輝度信号YDのレベルをこの輝度
信号Ｙのレベルと等しくなり得るよう制御し、このレベ
ル制御された遅延輝度信号によってこの輝度信号のドロ
ップアウトを補償するようにしたドロップアウト補償回
路において、この輝度信号Ｙ及び遅延輝度信号YDをこの
輝度信号Ｙから分離した水平同期信号Hsyパルスに基づ
き生成したクランプパルスによりそれぞれペデスタルレ
ベルクランプするペデスタルレベルクランプ手段16,36
と、この水平同期信号Hsyに基づいてこのペデスタルク
ランプされた輝度信号Ｙ及び遅延輝度信号YDの同期信号
期間をのぞく映像信号部を抜き取る抜き取り手段Q3と、
この抜き取り手段Q3により同期信号区間をのぞかれたこ
の映像信号部のこの輝度信号Ｙのレベルと遅延輝度信号
YDのレベルを比較するレベル比較手段Q1,Q2と、このレ
ベル比較手段より得られたレベル制御信号に基づきこの
遅延輝度信号YDのレベルを制御するようになしたので、
ドロップアウト補償期間において、この遅延映像信号の
水平同期信号の水平同期信号シンクチップにつまりが発
生する等によるこの水平同期信号のレベル変動により、
水平同期信号のペデスタルレベルに変動を生じても、こ
の水平同期信号のレベル変動及び水平同期信号のペデス
タルレベル変動の影響を受けないようにすることができ
るドロップアウト補償回路が得られる。
る。 〔発明の概要〕 本発明は、輝度信号Ｙを１水平周期遅延させた遅延輝
度信号YDによりドロプアウト補正を行う場合に、これら
輝度信号Ｙ及び遅延輝度信号YDの水平ペデスタル部分を
クランプしてこれら輝度信号Ｙ及び遅延輝度信号YDの水
平ペデスタルレベルを合わせ、次にこれら輝度信号Ｙ及
び遅延輝度信号YDの各々の水平同期信号期間をのぞく映
像信号区間を抜き取る２段階の処理をおこない、そして
この抜きとられた輝度信号の映像信号区間と遅延輝度信
号の映像信号区間のレベルを比較しこの比較した結果が
一致し得るようにこの遅延映像信号YDのレベルを制御す
ることにより、この遅延映像信号YDのレベル制御がこの
水平ペデスタルレベル及び水平同期信号レベル双方の変
動の影響を受けないようにしたものである。 〔従来の技術〕 VTRでは、磁気テープの磁性体の欠落や、テープと磁
気ヘッドとの接触状態の変化などにより、再生信号の欠
損（ドロップアウト）が発生し、再生画面にノイズが現
れることがある。 従来、この欠損部は、映像信号が概ねライン相関を有
することにより、１水平期間（1H）前の信号を用いて補
償されていた。 まず、第４図を参照しながら、従来のVTRのドロップ
アウト補償回路について説明する。 第４図において、１対の回転磁気ヘッド（1A）及び
（1B）からの再生信号は、前置増幅器（２）を介して、
高域フィルタ（３）及び低域フィルタ（４）に供給さ
れ、FM輝度信号YFMと低域色信号CLとに分離される。低
域色信号CLは色信号処理回路（５）において搬送周波数
がfSCの搬送色信号Ｃに変換され、端子（６）に導出さ
る。FM輝度信号YFMはAGC増幅器（11）に供給され、この
増幅器（11）の利得は、その出力を供給された検波器
（12）の検波出力によって制御される。 増幅器（11）からのFM輝度信号YFMは、リミッタ（1
3）を介して、FM復調器（14）及び包絡検波器（15）に
共通に供給される。復調器（14）からの輝度信号Ｙが、
クランプ回路（16）を介して、切換スイッチ（17）のＮ
側固定接点に供給される。このスイッチ（17）の可動接
点は、検波器（15）の出力に制御されて、正常時にはＮ
側固定接点に接続され、ドロップアウト発生時にはＤ側
固定接点に切り換えられて、スイッチ（17）の出力が端
子（７）に導出される。 スイッチ（17）のＤ側固定接点にはクランプ回路（2
6）の出力が供給される。両クランプ回路（16）及び（2
6）には、クランプパルスとして、FM復調器（14）の出
力から周期分離回路（18）で分離された水平同期パルス
Hsyが共通に供給されると共に、直流電圧源（19）から
の基準電圧が共通に供給される。 （20）は遅延信号系を全体として示し、（21）はガラ
スを用いた1H遅延線であって、スイッチ（17）から出力
された輝度信号Ｙは、ベースバンドの広帯域信号である
ため、AM変調器（22）と、例えば3fSCの発振器（23）と
によって、一旦高域変換され、ガラス遅延線（21）で1H
遅延された後、復調器（24）によってもとのベースバン
ドの輝度信号Ｙにもどされる。復調器（24）からの遅延
された輝度信号YDは、増幅器（25）及びクランプ回路
（26）を介して、スイッチ（17）のＤ側固定接点に供給
される。増幅器（25）の利得は半固定抵抗器（27）によ
って、所定値に調整される。 第４図の従来例は次のように動作する。 クランプ回路（16）及び（26）において、通常の輝度
信号Ｙ及び遅延輝度信号YDの各同期尖頭レベルが直流電
圧源（19）からの基準電圧にそれぞれクランプされて、
直流分（平均レベル）の変動が除去される。 正常再生時、切換スイッチ（17）は図示とは逆の接続
状態にあり、FM復調器（14）からの輝度信号Ｙがそのま
ま端子（７）に導出される。 ドロップアウトが発生すると、リミッタ（13）の出力
中にリミットレベル以下の振幅変動分が現れる。この振
幅変動分が包絡線検波器（15）で検出されて、スイッチ
（17）が図示の状態に切り換えられ、ガラス遅延線（2
1）により1Hだけ遅延された輝度信号YDが端子（７）に
導出されて、ドロップアウトが補償される。 また、ドロップアウトが1Hよりも長い場合、1Hごとの
繰返し波形が出力される。 〔発明が解決しようとする問題点〕 ところが、第４図の従来例では、スイッチ（17）の切
換の前後における輝度信号Ｙ及び遅延輝度信号YD間のレ
ベル差を抑えるために、増幅器（25）の利得を、例えば
所定値±0.1dBのような狭い範囲に調整しなければなら
ないという問題があった。 この遅延信号系（20）の利得調整の問題を解消するた
めに、輝度信号Ｙ及び遅延輝度信号Ydのレベル差に応じ
て、遅延信号系の利得を自動制御するようにしたものも
従来知られている。 次に、第５図を参照しながら、従来のVTRの他のドロ
ップアウト補償回路について説明する。 第５図において、（1A），（1B）〜（19）は前出第４
図と同様である。 （30）はAGC遅延信号系を全体として示し、（31）はC
CDを用いた1H遅延線であって、ダイナミックレンジを確
保するために、その入力側のクランプ回路（32）を介し
て、スイッチ（17）の出力が供給される。CCD遅延線（3
1）には、転送条件及びダイナミックレンジの最適化の
ために、クランプ回路（32）と共に、オートバイアス回
路（33）から適宜に変化する直流電圧が供給される。ま
た、クランプ回路（32）はダイオードを用いた非同期型
である。 CCD遅延線（31）からの1H遅延された輝度信号YDは、
増幅器（35）及びクランプ回路（36）を介して、スイッ
チ（17）のＤ側固定接点に供給される。（37）は比較器
（差動増幅器）であって、両クランプ回路（16）及び
（36）からそれぞれ輝度信号Ｙ及び遅延輝度信号YDが供
給される。比較器（37）の出力信号が検波器（38）に供
給され、検波器（38）の検波出力が、制御信号として、
増幅器（35）に供給されて、増幅器（35）の利得が所定
値に自動調整される。 なお、図示は省略するが、検波器（38）の時定数は、
例えば１秒程度に設定される。 第５図の従来例においても、ドロップアウトが発生す
ると、スイッチ（17）が図示の状態に切り換えられ、CC
D遅延線（31）により1Hだけ遅延された輝度信号YDが端
子（７）に導出されて、ドロップアウトが補償される。 この場合、比較器（37）及び検波器（38）により、増
幅器（35）の利得は、同期信号部分を含んで、遅延輝度
信号Ydのレベルが通常の輝度信号Ｙのレベルと等しくな
るように制御されている。 ところが、第５図の従来例では、CCD遅延線（31）の
入力側のクランプ回路（32）がダイオードを用いた非同
期型であるため、ダイオードの順方向抵抗及び逆方向抵
抗の各抵抗値の大幅な差に起因して、入力される輝度信
号のうち、同期信号部分の振幅が必ず減少する。 他に、オートバイアス回路（33）のずれや、両クラン
プ回路（16）及び（36）のばらつき等もあって、例え
ば、500mV ppの通常の輝度信号Ｙの143mV ppの同期信号
レベルに対して、遅延輝度信号YDの同期信号レベルは、
例えば５〜10mV程度、通常レベル比では0.3〜0.6dB低下
する。 そして、従来のAGC遅延信号系（30）では同期信号部
分を含んで、遅延輝度信号YDのレベルが通常の輝度信号
Ｙのレベルと等しくなるように制御されるので、上述の
ように、同期信号部分のレベルが低下した遅延輝度信号
YDは、その映像信号部分のレベルが同期信号部分のレベ
ル低下分だけ上昇してしまう。 これにより、ドロップアウトが発生した場合、スイッ
チ（17）の切換の前後の出力信号の映像信号部分のレベ
ル差が所定の±0.1dBを超えてしまうという問題があっ
た。 かかる点に鑑み、本発明の目的は、同期信号部分のレ
ベル変動の影響を排除することのできるドロップアウト
補償回路を提供するところにある。 〔問題点を解決するための手段〕 本発明は、輝度信号Ｙを１水平周期遅延させた遅延輝
度信号YDのレベルをこの輝度信号Ｙのレベルと等しくな
り得るよう制御し、このレベル制御された遅延輝度信号
によってこの輝度信号のドロップアウトを補償するよう
にしたドロップアウト補償回路において、この輝度信号
Ｙ及び遅延輝度信号YDをこの輝度信号Ｙから分離した水
平同期信号Hsyパルスに基づき生成したクランプパルス
によりそれぞれペデスタルレベルクランプするペデスタ
ルレベルクランプ手段16,36と、この水平同期信号Hsyに
基づいてこのペデスタルクランプされた輝度信号Ｙ及び
遅延輝度信号YDの同期信号期間をのぞく映像信号部を抜
き取る抜き取り手段Q3と、この抜き取り手段Q3により同
期信号区間をのぞかれたこの映像信号部のこの輝度信号
Ｙのレベルと遅延輝度信号YDのレベルを比較するレベル
比較手段Q1,Q2と、このレベル比較手段より得られたレ
ベル制御信号に基づきこの遅延輝度信号YDのレベルを制
御するようにしたドロップアウト補償回路である。 〔作用〕 かかる構成によれば、ドロップアウト補償期間におい
て、この遅延映像信号の水平同期信号の水平同期信号シ
ンクチップにつまりが発生する等によるこの水平同期信
号のレベル変動により、水平同期信号のペデスタルレベ
ルに変動を生じても、この水平同期信号のレベル変動及
び水平同期信号のペデスタルレベル変動の影響が排除さ
れる。 〔実施例〕 以下、第１図〜第３図を参照しながら、本発明による
ドロップアウト補償回路の一実施例について説明する。 本発明の一実施例の構成を第１図に示す。この第１図
において、前出第４図及び第５図に対応する部分には、
同一の符号を付して重複説明を省略する。 第１図の実施例において、（39）はパルス発生回路で
あって、同期分離回路（18）から水平同期パルスHsyが
供給されて、パルス発生回路（39）からは、バーストフ
ラグが各クランプ回路（16）及び（36）に共通に供給さ
れると共に、制御パルスが比較器（37）に供給される。 その余の構成は前出第５図の従来例と同様である。 第１図の実施例における比較器（37）として、例え
ば、第２図に示すような差動増幅器が使用される。 第２図において、入力端子T1に供給された遅延輝度信
号YDは、差動接続された一方のnpnトランジスタQ1のベ
ースに供給される。他方のトランジスタQ2のベースに
は、入力端子T2から輝度信号Ｙが供給される。両トラン
ジスタQ1及びQ2のエミッタが、共通のトランジスタQ3の
コレクタ・エミッタを介して接地され、このトランジス
タQ3のベースには、入力端子T3から正極性の制御パルス
が供給される。トランジスタQ1及びQ2の各コレクタは、
それぞれカレントミラー接続のダイオードD1及びpnpト
ランジスタQ4を介して、電源Vccに接続される。トラン
ジスタQ2のコレクタの出力が端子T4から導出される。 本実施例の動作は次のとおりである。 同期回路（18）において、第３図Ａとに示すような
（複合）輝度信号から、同図Ｂに示すような水平同期パ
ルスHsyが分離されて、パルス発生回路（39）に供給さ
れる。この水平同期パルスに基いて、パルス発生回路
（39）においては、同図Ｃに示すようなバーストフラグ
と、同図Ｄに示すように、同期信号期間Tsに“Lo"と
なり、映像信号期間Tpに“Hi"となるような制御パルス
とが形成される。 クランプ回路（16）及び（36）では、このバーストフ
ラグのタイミングで、即ち、通常の輝度信号Ｙ及び1H
遅延輝度信号YDの各ペデスタルレベル期間に、両信号Ｙ
及びYDがそれぞれクランプされる。 また、比較器（37）においては、上述のような制御パ
ルスが第２図の制御パルス入力端子T3から供給される
と、トランジスタQ3がこの制御パルス期間だけ導通状態
となり、差動接続の両トランジスタQ1及びQ2のベースに
それぞれ入力された遅延輝度信号YD及び通常の輝度信号
Ｙの各ペデスタルレベルより上の映像信号部分の差信号
がトランジスタQ2のコレクタから取り出される。 比較器（37）では、上述のように、通常の輝度信号Ｙ
及び遅延輝度信号YDの各映像信号部分のレベルが比較さ
れるので、この比較器（37）の出力信号が検波器（38）
で検波されて、制御信号として、利得制御増幅器（35）
に供給されると、遅延輝度信号YDの映像信号部分のレベ
ルが通常の輝度信号Ｙの映像信号部分のレベルと等しく
なるように、増幅器（35）の利得が制御される。これに
より、同期信号部分のレベル変動の影響が排除されて、
輝度信号Ｙのドロップアウト発生時、スイッチ（17）を
切り換えて、遅延輝度信号YDによって補償しても、出力
端子（７）における映像信号部分のレベルの変動はな
い。 〔発明の効果〕 以上詳述のように、本発明によれば、輝度信号Ｙを１
水平周期遅延させた遅延輝度信号YDのレベルをこの輝度
信号Ｙのレベルと等しくなり得るよう制御し、このレベ
ル制御された遅延輝度信号によってこの輝度信号のドロ
ップアウトを補償するようにしたドロップアウト補償回
路において、この輝度信号Ｙ及び遅延輝度信号YDをこの
輝度信号Ｙから分離した水平同期信号Hsyパルスに基づ
き生成したクランプパルスによりそれぞれペデスタルレ
ベルクランプするペデスタルレベルクランプ手段16,36
と、この水平同期信号Hsyに基づいてこのペデスタルク
ランプされた輝度信号Ｙ及び遅延輝度信号YDの同期信号
期間をのぞく映像信号部を抜き取る抜き取り手段Q3と、
この抜き取り手段Q3により同期信号区間をのぞかれたこ
の映像信号部のこの輝度信号Ｙのレベルと遅延輝度信号
YDのレベルを比較するレベル比較手段Q1,Q2と、このレ
ベル比較手段より得られたレベル制御信号に基づきこの
遅延輝度信号YDのレベルを制御するようになしたので、
ドロップアウト補償期間において、この遅延映像信号の
水平同期信号の水平同期信号シンクチップにつまりが発
生する等によるこの水平同期信号のレベル変動により、
水平同期信号のペデスタルレベルに変動を生じても、こ
の水平同期信号のレベル変動及び水平同期信号のペデス
タルレベル変動の影響を受けないようにすることができ
るドロップアウト補償回路が得られる。
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明によるドロップアウト補償回路の一実施
例の構成を示すブロック図、第２図は第１図の実施例の
要部の構成を示す結線図、第３図は本発明の一実施例の
動作を説明するためのタイムチャート、第４図及び第５
図はそれぞれ従来のドロップアウト補償回路の構成例を
示すブロック図である。 （14）はFM復調器、（16），（36）は同期型クランプ回
路、（30）はAGC遅延信号系、（31）は1H遅延線、（3
5）は利得制御増幅器、（37）は比較器（差動増幅
器）、（39）はパルス発生回路である。
例の構成を示すブロック図、第２図は第１図の実施例の
要部の構成を示す結線図、第３図は本発明の一実施例の
動作を説明するためのタイムチャート、第４図及び第５
図はそれぞれ従来のドロップアウト補償回路の構成例を
示すブロック図である。 （14）はFM復調器、（16），（36）は同期型クランプ回
路、（30）はAGC遅延信号系、（31）は1H遅延線、（3
5）は利得制御増幅器、（37）は比較器（差動増幅
器）、（39）はパルス発生回路である。
Claims (1)
- (57)【特許請求の範囲】 １．輝度信号を１水平周期遅延させた遅延輝度信号のレ
ベルを前記輝度信号のレベルと等しくなり得るようレベ
ル制御し、当該レベル制御された前記遅延輝度信号によ
って前記輝度信号のドロップアウトを補償するようにし
たドロップアウト補償回路において、 前記輝度信号及び前記遅延輝度信号を前記輝度信号から
分離した水平同期信号パルスに基づき生成したクランプ
パルスによりそれぞれペデスタルレベルクランプするペ
デスタルレベルクランプ手段と、 当該水平同期信号に基づいてペデスタルクランプされた
前記輝度信号及び前記遅延輝度信号の水平同期信号期間
をのぞく映像信号部を抜き取る抜き取り手段と、 当該抜き取り手段により前記水平同期信号区間をのぞか
れた前記映像信号部の前記輝度信号のレベルと前記遅延
輝度信号のレベルを比較するレベル比較手段と、 当該レベル比較手段より得られたレベル制御信号に基づ
き前記遅延輝度信号のレベルを制御するようにしたこと
を特徴とするドロップアウト補償回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62319729A JP2754545B2 (ja) | 1987-12-17 | 1987-12-17 | ドロップアウト補償回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62319729A JP2754545B2 (ja) | 1987-12-17 | 1987-12-17 | ドロップアウト補償回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01160272A JPH01160272A (ja) | 1989-06-23 |
| JP2754545B2 true JP2754545B2 (ja) | 1998-05-20 |
Family
ID=18113524
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62319729A Expired - Fee Related JP2754545B2 (ja) | 1987-12-17 | 1987-12-17 | ドロップアウト補償回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2754545B2 (ja) |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5665583A (en) * | 1979-11-01 | 1981-06-03 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Magnetic recorder and reproducer |
| JPS6121183U (ja) * | 1984-07-13 | 1986-02-07 | 株式会社東芝 | ドロツプアウト補償回路 |
| JPH0722413B2 (ja) * | 1986-01-16 | 1995-03-08 | ソニー株式会社 | 信号処理装置 |
-
1987
- 1987-12-17 JP JP62319729A patent/JP2754545B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01160272A (ja) | 1989-06-23 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US3949414A (en) | Gain control device of video signal reproducing apparatus | |
| US4385319A (en) | Synchronization signal separating circuit | |
| US3795762A (en) | Plural operating mode television receivers | |
| US3532808A (en) | Method and system for magnetically recording and reproducing television signals and reducing amplitude variation of the reproduced television signals | |
| JP2754545B2 (ja) | ドロップアウト補償回路 | |
| US3852808A (en) | Color amplitude correction in plural transducer signal playback systems | |
| US4544943A (en) | Stabilized color television subcarrier regenerator circuit | |
| CA1159950A (en) | Signal reproducing circuit for a video tape recorder and particularly to a differential gain control circuit | |
| EP0073468B1 (en) | Dropout compensation system | |
| JP2705074B2 (ja) | ドロップアウト補償回路 | |
| US4860099A (en) | Video signal processing circuit for VTR system | |
| US4931857A (en) | Voltage controlled comb filter | |
| US5317414A (en) | Drop out compensation circuit | |
| US5398114A (en) | Circuit for compensating for the drop-out of a reproduced video signal | |
| KR100230258B1 (ko) | 필터의 지연시간 및 흑백 반전을 개선한 비디오 기록매체 복사장치 | |
| JP2530307B2 (ja) | 映像・音声復調回路 | |
| JPS5885680A (ja) | 雑音除去回路 | |
| JPS6248953B2 (ja) | ||
| JP3403095B2 (ja) | クランプ回路 | |
| JP2855765B2 (ja) | 映像信号処理回路 | |
| JPH05344474A (ja) | 磁気記録再生装置 | |
| KR890004227B1 (ko) | 색신호 처리장치 | |
| JP2604440Y2 (ja) | 再生映像信号のドロップアウト補償回路 | |
| US3076055A (en) | Recording and/or reproducing apparatus | |
| JPH0722375B2 (ja) | 磁気記録再生装置 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |