JP2740612B2 - スペクトラム拡散通信方法および装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明はスペクトラム拡散変調
方式により変調されたデータを送信する送信機と、この
送信機からのデータを受信しスペクトラム拡散復調方式
により受信データを復調する受信機とを備えたデータ通
信システムにおけるスペクトラム拡散通信方法および装
置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】図１１は、従来の一般的なスペクトル拡
散通信方法の原理を文献「図説通信方式（理論と実
際）、工学図書株式会社刊、昭和６０年１２月」から抜
き出したもので、この方法によるデータ通信システムの
ブロック図を示す。図１１において、１は搬送波発生
器、２は１次変調信号、３は搬送波発生器１からの搬送
波を１次変調信号１で変調する１次変調回路、５はＰＮ
（擬似雑音）符号による拡散信号発生器、４は上記１次
変調回路３の出力信号を拡散信号発生器５の出力信号で
拡散変調し、空中線６からＳＳ（周波数拡散）送信波と
して出力する拡散変調回路である。各々の変調の様子を
図１２に示す。特に１次変調波の特定周波数にエネルギ
ーの集中したスペクトルに対して、拡散変調したものは
拡散信号の変調速度に応じて拡散されたスペクトルとな
ることを示している。以上が送信機の構成である。

【０００３】図１１において、一方７は空中線、８は逆
拡散変調回路、１０は拡散信号発生器、９は１次変調波
の復調回路であり、以上が受信機の構成である。図１３
に示すように拡散変調された入力信号を逆拡散変調する
ことにより送信波に対して同期確立された状態では拡散
信号は元の変調信号に戻り上記１次変調信号２である特
定周波数にエネルギーの集中したスペクトルに戻ること
を表わしている。記述が省略されているが同期確立され
ていない状態で考えると、復調信号の拡散スペクトルを
集中スペクトルになるように送信波に対して同期確立が
なされるように位相制御を行うことによりＳＳ通信が成
立することを示している。

【０００４】

【発明が解決しようとする課題】従来のスペクトラム拡
散通信方法は、逆拡散変調回路８、１次変調波の復調回
路９、復調信号１１、および拡散信号発生器１０から成
るフィードバックループを介してアナログ的に相関を取
る形で同期を確立する方式であり、ノイズおよび多重通
信等の外乱信号によりフィードバックループが不安定に
なることが考えられる。又アナログ的な微妙な調整を必
要とし技術的にも困難であった。したがって、従来方法
では多重通信や外乱要素の多い移動体通信においては技
術的精度が低く、問題とするところが多かった。

【０００５】この発明は上記の問題点を解決するために
なされたものであり、調整の不要なデジタル処理を用
い、フィードバックループを伴なわない形で同期確立と
復号を実現し、又、同期確立後逆拡散信号を加えること
により多重通信や外乱要素の多い移動体通信においても
十分実用可能な通信ができるようにするスペクトラム拡
散通信方法および装置を提供することを目的とする。

【０００６】

【課題を解決するための手段】請求項１に係る発明のス
ペクトラム拡散通信方法は、スペクトラム拡散変調方式
により変調されたデータを送信する送信機（２０）と、
上記送信機からのデータを受信しスペクトラム拡散変調
方式により受信データを復調する受信機（４０）とを用
いてデータ通信を行うスペクトラム拡散通信方法におい
て、上記送信機により、送信データに対して１ビットを
Ｎビットの擬似雑音符号として発生させ、上記送信デー
タの極性に応じて上記擬似雑音符号を正極性と逆極性に
分け、上記擬似雑音符号に同期する形でバイナリ位相シ
フトキーイング変調を加え、更に不要帯域伝送に制限を
加え、上記送信データを送信波として送信し、上記受信
機により、上記送信機からの送信波に同期する形でバイ
ナリ位相シフトキーイング復調を行い、その復号ビット
の１ビット毎に過去の受信Ｎビットと上記擬似雑音符号
Ｎビットを比較して、上記擬似雑音符号の極性に合って
いる数に対応して「＋１」づつ加算し上記擬似雑音符号
の極性に合っていない数に対応して「−１」づつ加算す
る相関値を算出し、上記復号ビットの論理値を「０」に
するか「１」にするかの判定を行って受信データの復調
を行うに際し、上記相関値が正の場合に上記復号ビット
の論理値を「１」とし、上記相関値が負の場合に上記復
号ビットの論理値を「０」とすることを特徴とする。

【０００７】請求項２のスペクトラム拡散通信方法は、
請求項１の送信機を備え、受信機において、送信機から
の送信波に同期する形でバイナリ位相シフトキーイング
復調を行い、その復号ビットの１ビット毎に過去の受信
Ｎビットと上記擬似雑音符号Ｎビットを比較して、上記
擬似雑音符号の極性に合っている数に対応して「＋１」
づつ加算し上記擬似雑音符号の極性に合っていない数に
対応して「−１」づつ加算する相関値を算出し、この相
関値が第１のスレッショールド値以上であるか，第２の
スレッショールド値以下であるという同期確立条件が得
られた時、あるいは、上記同期確立条件が得られない場
合には、上記受信Ｎビットの受信周期毎に、上記復号ビ
ットの論理値を「０」にするか「１」にするかの判定を
行って受信データの復調を行うに際し、上記相関値が正
の場合に上記復号ビットの論理値を「１」とし、上記相
関値が負の場合に上記復号ビットの論理値を「０」とす
ることを特徴とする。また、請求項３のスペクトラム拡
散通信方法は、受信機における上記同期確立条件が成立
した状態で受信タイミングに同期して送信機は、送信デ
ータの極性を固定した状態で送信波およびその逆極性の
送信波を作り、上記受信機は、上記送信波を受信し該受
信波の帯域通過後の高周波増幅波と上記送信波と、上記
高周波増幅波と上記逆極性送信波とを各々別々に合成
し、各々検波し、各々の検波出力を比較して検波出力の
レベルが低い方に対応する検波出力を選択し、この選択
出力に対して位相反転の高周波へ変換した反転高周波
と、上記高周波増幅波とを合成することを特徴とする。
さらに、請求項４のスペクトラム拡散通信方法は、受信
機において、上記同期確立条件が得られる周期の長，短
に対応して、上記第１，第２のスレッショールド値を変
更するよう制御することを特徴とする。請求項５のスペ
クトラム拡散通信方法では、上記同期確立条件の成立間
隔を監視して、回線品質が確保されているかどうかを判
断するようにしたことを特徴とする。

【０００８】請求項６に係る発明のスペクトラム拡散通
信装置は、スペクトラム拡散変調方式により変調された
データを送信する送信機（２０）と、上記送信機からの
データを受信しスペクトラム拡散変調方式により受信デ
ータを復調する受信機（４０）とを備えたスペクトラム
拡散通信装置において、上記送信機は、送信データに対
して１ビットをＮビットの擬似雑音符号として発生する
擬似雑音符号発生手段（ＰＮ符号発生回路２６）と、上
記送信データの極性に応じて上記擬似雑音符号を正極性
と逆極性に分け、上記擬似雑音符号に同期する形でバイ
ナリ位相シフトキーイング変調を加えるバイナリ位相シ
フトキーイング変調手段（同期式ＢＰＳＫ変調回路２
７）と、不要帯域伝送に制限を加えるフィルタ（２８）
とを有し、上記受信機は、上記送信機からの送信波に同
期する形でバイナリ位相シフトキーイング復調を行うバ
イナリ位相シフトキーイング復調手段（同期式ＢＰＳＫ
復調回路４５）と、その復号ビットの１ビット毎に過去
の受信Ｎビットと上記擬似雑音符号Ｎビットを比較し
て、上記擬似雑音符号の極性に合っている数に対応して
「＋１」づつ加算し上記擬似雑音符号の極性に合ってい
ない数に対応して「−１」づつ加算する相関値を算出す
る相関値算出手段（ディジタルＰＮ符号相関信号発生回
路４６）、上記復号ビットの論理値を「０」にするか
「１」にするかの判定を行って受信データの復調を行う
に際し、上記相関値が正の場合に上記復号ビットの論理
値を「１」とし、この相関値が負の場合に上記復号ビッ
トの論理値を「０」とする判定手段（相関値判定器４
７）とを有することを特徴とする。また、請求項７のス
ペクトラム拡散通信装置によれば、上記請求項６におけ
る送信機に加え、この送信機からの送信波に同期する形
でバイナリ位相シフトキーイング復調を行うバイナリ位
相シフトキーイング復調手段と、その復号ビットの１ビ
ット毎に過去の受信Ｎビットと上記擬似雑音符号Ｎビッ
トを比較して、上記擬似雑音符号の極性に合っている数
に対応して「＋１」づつ加算し上記擬似雑音符号の極性
に合っていない数に対応して「−１」づつ加算する相関
値を算出する相関値算出手段（ディジタルＰＮ符号相関
信号発生回路４６）と、この相関値が第１のスレッショ
ールド値以上であるか否かを判定する第１の相関値判定
手段（相関値判定器４８）と、上記相関値が第２のスレ
ッショールド値以下であるか否かを判定する第２の相関
値判定手段（相関値判定器４９）と、上記第１，第２の
スレッショールド値を設定するための設定手段と、上記
相関値が第１のスレッショールド値以上であるか，第２
のスレッショールド値以下であるという同期確立条件が
得られた時、あるいは、上記同期確立条件が得られない
場合には、上記受信Ｎビットの受信周期毎に、上記復号
ビットの論理値を「０」にするか「１」にするかの判定
を行って受信データの復調を行うに際し、上記相関値が
正の場合に上記復号ビットの論理値を「１」とし、上記
相関値が負の場合に上記復号ビットの論理値を「０」と
する判定手段（相関値判定器４７）とを有する受信機を
備えるものである。また、請求項８のスペクトラム拡散
通信装置によれば、上記設定手段は、予め上記第１，第
２のスレッショールド値が設定される第１の設定手段
（同期判別設定器５０）と、同期確立条件が得られる周
期の長，短に対応して、上記第１の設定手段に設定され
ている第１，第２のスレッショールド値を変更するよう
制御する最適スレッショールド値設定手段（最適スレッ
ショールド演算器５８）とから成ることを特徴とする。
さらに、請求項９のスペクトラム拡散通信装置によれ
ば、上記請求項７の受信機は、さらに、上記同期確立条
件の成立間隔を監視して、回線品質が確保されているか
否かを検出する品質判定手段（信号品質判定回路５４）
を有することを特徴とする。

【０００９】

【作用】請求項１，６の発明においては、送信機は周波
数拡散送信波を生成して送信する。送信波を受信した受
信機では、受信波に、バイナリ位相シフトキーイング復
調が施され、さらに、その復号ビットの１ビット毎に過
去の受信Ｎビットと上記擬似雑音符号Ｎビットを比較し
て、上記擬似雑音符号の極性に合っている数に対応して
「＋１」づつ加算し上記擬似雑音符号の極性に合ってい
ない数に対応して「−１」づつ加算する相関値を算出
し、この相関値が正の場合に上記復号ビットの論理値を
「１」とし、この相関値が負の場合に上記復号ビットの
論理値を「１」として、受信データの復調が行われる。
つまり、擬似雑音符号との極性比較結果による多数決判
定により受信データの復調を行っている。

【００１０】請求項２，７の発明では、相関値が第１の
スレッショールド値以上であるか，第２のスレッショー
ルド値以下であるという同期確立条件が得られた時、あ
るいは、同期確立条件が得られない場合には、受信Ｎビ
ットの受信周期毎に、上記復号ビットの論理値を「０」
にするか「１」にするかの判定を行って受信データの復
調を行う。

【００１１】請求項３では、送信機は、受信機での同期
確立条件が成立した状態で受信タイミングに同期して、
送信データの極性を固定した状態で送信波およびその逆
極性の送信波を送信する。受信機は、送信波を受信し
て、該受信波の帯域通過後の高周波増幅波と送信波と、
高周波増幅波と逆極性送信波とを各々別々に合成し、各
々検波し、各々の検波出力を比較して検波出力のレベル
が低い方に対応する検波出力を選択する。さらに送信機
は、上記選択出力に対して位相反転の高周波へ変換した
反転高周波と、上記高周波増幅波とを合成する。これに
より、高周波の受信増幅波から不要な外乱信号を除去す
る。 請求項４，８では、実回線にバランスするよう、同
期確立条件が得られる周期の長，短に対応して、第１，
第２のスレッショールド値を最適値に変更する。 請求項
５，９では、同期確立条件の成立間隔を監視して、回線
品質が確保されているかどうかを判断する。

【００１２】

【実施例】実施例１． 図１はこの発明の実施例１によるデータ通信システムに
おける送信機の構成を示すブロック図である。図２は上
記送信機の送信スペクトル特性を示す図である。図３は
受信機の構成を示すブロック図である。また、図４と図
５はこの実施例１の動作を示すフローチャートである。

【００１３】図１において、２０はスペクトラム拡散
（ＳＳ）変調方式による送信機である。図１において、
変調すべきシリアル送信データＳＤ，送信要求信号Ｒ
Ｓ，および送信タイミング信号ＳＴにもとづいて、送信
タイミング作成回路２５においてタイミング制御を行
い、ＰＮ符号発生回路２６において符号長ＮビットのＰ
Ｎ符号を作成し、送出する。同期式ＢＰＳＫ変調回路２
７において、同期式ＢＰＳＫ変調を行う。そのスペクト
ルは図２に示すように特性３０のようになる。この特性
３０のうち必要な基本波部分３１のみを通過させる帯域
通過フィルタ２８を通すことにより、ＳＳ送信波が得ら
れる。なおシリアル送信データＳＤの送信タイミングは
内部タイミングに同期させる場合は送信タイミング信号
ＳＴとして出力し、外部タイミングに同期させる場合は
外部同期タイミング信号ＳＴ′を入力する。なお、２１
は図示送信側の処理装置からの送信要求信号ＲＳを入力
するための送信要求信号線、２２は送信タイミング信号
ＳＴを上記処理装置へ出力するための送信タイミング信
号線、２３は外部同期タイミング信号ＳＴ′を入力する
ための外部同期タイミング信号線、２４は上記処理装置
からのシリアル送信データＳＤを入力するためのシリア
ル送信データ線、２９は図示しない伝送路へＳＳ送信波
を出力するためのＳＳ送信波出力線である。

【００１４】一方、図３において、スペクトラム拡散
（ＳＳ）復調方式による受信機４０は上記送信機２０か
らのＳＳ送信波を図示しない伝送路を介してＳＳ受信波
として入力する。帯域通過フィルタ４２および高周波増
幅器４３を介して、キャリヤデジタルＰＬＬ回路４４を
通すことにより、伝送路の外乱要因による位相ジッター
を吸収させ、同期式ＢＰＳＫ復調回路４５によりキャリ
ヤに同期した形でパルス列へ復号され、デジタルＰＮ符
号相関信号発生回路４６にて復号１ビット毎に、過去の
符号長ＮビットとテキストコードＮビットを比較して同
一ビットの場合「＋１」，異なる場合「−１」として加
算させるような相関値を作成する。同期検出時は相関値
としては正極性の誤りのない受信の場合「＋Ｎ」，逆極
性の場合は「−Ｎ」を取り、その他の場合は「０」に近
い値で分布する。信号のないノイズだけの状態の場合も
「０」に近い値に確率的に分布する。別途、同期タイミ
ング信号ＲＴに同期した形で相関値判定器４７から受信
ＰＮ符号の相関値を正の場合「１」，負の場合「０」と
して受信データＲＤとして信号線５５から出力する。す
なわち多数決判定を行っている。

【００１５】一方、相関値判定器４８および相関値判定
器４９はＰＮ符号の正および逆極性のＰＮ符号に合わせ
てその同期を獲得する為のものであり、同期判別設定器
５０へ設定されたスレッショールド値αを入力し、上記
相関値と比較する。相関値判定器４８は相関値がαより
大の場合に、相関値判定器４９は相関値が−αより小の
場合にパルスを出力するが、いずれの出力があった場合
にもＯＲ回路５１から同期確立があったとして同期検出
回路５２を作動させ、内部タイミングで動作するが、同
期検出回路５２の出力があった場合にはタイミング計数
カウンターをリセットさせるように動作する自己同期作
成回路５３からタイミング信号ＲＴを信号線５６から出
力する。タイミング信号ＲＴは相関値判定器４７による
受信判定タイミングとして作動しそのタイミングにより
上記受信の多数決判定を有効にする。キャリヤ検出信号
ＣＤとして出力する為の信号品質判定回路５４は同期検
出回路５２の出力をタイマー的に監視して一定時間以内
に出力が得られた場合に回線品質が確保されていると判
断し、キャリヤ検出信号ＣＤを出力し、タイミング信号
ＲＴおよび受信データＲＤの有効性を外部へ伝えるよう
に働く。

【００１６】なお、４１は図示しない伝送路からのＳＳ
送信波をＳＳ受信波として入力するためのＳＳ受信波入
力線、５５は受信データＲＤを図示しない受信側の処理
装置へ出力するための受信データ線、５６は上記処理装
置へタイミング信号ＲＴを出力するためのタイミング信
号線、５７は上記処理装置へキャリヤ検出信号ＣＤを出
力するためのキャリヤ検出信号線である。

【００１７】次に図４と図５のフローチャートを参照し
てこの実施例１の動作について説明する。送信機２０に
おいて、シリアル送信データＳＤおよび送信タイミング
信号ＳＴに対してシリアル送信データＳＤの１ビットを
Ｎビットの擬似雑音符号（ＰＮ符号）として発生させ、
シリアル送信データＳＤの「１」，「０」の極性に応じ
て（ステップＳ１）ＰＮ符号を正極性と（ステップＳ
２）、その反転符号である逆極性とに分けて伝送し（ス
テップＳ３）、そのＰＮ符号に同期する形でバイナリ位
相シフトキーイング（ＢＰＳＫ）変調を加え（ステップ
Ｓ４）、不要帯域伝送に制限を加える帯域通過フィルタ
２８を通して外部へ出力させる高周波レベルまで同期さ
せたＳＳ送信波として送信する（ステップＳ５）。

【００１８】一方、受信機４０において、上記ＳＳ送信
波をＳＳ受信波として入力し（ステップＳ６）、帯域通
過フィルタ４２を通した後、増幅し復号する過程で送信
波に同期する形でＢＰＳＫ復調を行い（ステップＳ
７）、その復号ビットの１ビット毎に過去のＮビットに
対して上記ＰＮ符号との相関を算出する（ステップＳ
８）。たとえば「１」，「０」の極性が元のＰＮ符号の
極性と合う場合には「＋１」，異なる場合には「−１」
とする相関値をＰＮ符号長Ｎビットに対して順次加算さ
せその相関値「Ｎ」から「−Ｎ」までを対雑音に対する
確率現象と見なし次の様に処理する。

【００１９】相関値判定器４７においては相関値が正か
負かによる多数決判定をすなわち多数決判別を施し、Ｂ
ＰＳＫ復調のＳ／Ｎ比に対する復号能力がＳ／Ｎ比の悪
い状態（ＮがＳに比して十分大）でも符号エレメントエ
ラー率が０．５に近づくことを利用して確率的にＮ倍の
Ｓ／Ｎ改善を行うものである。その為には同期が確立し
ていることが条件となるが相関値判定器４８，４９にお
いて一定の相関値のスレッショールド値「α」を設けＰ
Ｎ符号の正，逆極性の相関値が各々「α」以上（ステッ
プＳ９）と「−α」以下（ステップＳ１０）を検出さ
せ、その検出値が得られた場合に同期確立条件が成立し
たものと判定し、そのタイミングに同期して自己同期作
成タイミング信号ＲＴを発生させ（ステップＳ１２，Ｓ
１３，Ｓ１４，Ｓ１７）、同期確率条件が得られない場
合にも内部タイミングで同期を維持するようにすると同
時に、上記同期確立条件が有効かどうかをタイマー動作
で判定し（ステップＳ１５，Ｓ１６）、有効であればキ
ャリヤ検出信号ＣＤを出力する。また、相関値が「０」
以上の場合、復号「１」の判定出力を得（ステップＳ１
１，Ｓ１８）、相関値が「０」未満の場合、復号「０」
の判定出力を得る（ステップＳ１１，Ｓ１９）。これに
より受信データＲＤが得られる。なお、図４の処理にお
いて、送信データの伝送速度は例えば１２８Ｋｂ／ｓ、
ステップＳ２，Ｓ３の処理速度は１６．２５６Ｍｂ／
ｓ、ＳＳ送信波の周波数は２．４３８４ＧＨｚ、ＳＳ受
信波の周波数は２．４３８４ＧＨｚ、ＢＰＳＫ復調速度
は１６．２５６Ｍｂ／ｓである。図５の処理において、
受信データＲＤの出力速度は１２８Ｋｂ／ｓである。こ
れらは参考値である。

【００２０】図６にＢＰＳＫ方式のモデムの復調特性を
Ｓ／Ｎを横軸にエレメントエラー率ｐｅを縦軸に示す。
図６において、元の同期式ＢＰＳＫの特性Ｌ１に対して
１５ビット（約１２ｄＢ改善），３１ビット（約１４ｄ
Ｂ改善），６３ビット（約１７ｄＢ改善），１２７ビッ
ト（約２０ｄＢ改善）のＰＮ符号による多数決判別を行
った結果のエレメントエラー率はＬ２，Ｌ３，Ｌ４，Ｌ
５で示すようになり、−Ｓ／Ｎでも十分実用回線にでき
ることを示す。

【００２１】一方、図７と図８はスレッショールドをパ
ラメータとして同期確立率を表わしたもので、横軸は図
６に同じくＳ／Ｎを、縦軸に同期の得られるＰＮ符号ブ
ロックの受信回数を平均値として表わしており、Ｅｎ
（ｎは０，１，２，・・・）のｎはエラー許容数すなわ
ち上記スレッショールド値α＝Ｎ−ｎを表わす。図７は
ＰＮ符号ブロックの１つでの同期確立率を表わすが、図
８は２回連続したＰＮ符号ブロックの同期確立率を表わ
しており、回線品質Ｓ／Ｎに対してスレッショールド値
αと許容時間ｔを選定することにより実用回線に適合さ
せることができる。

【００２２】なお、図７において、同期確立率Ｅ１０，
Ｅ１，Ｅ５，Ｅ１０，Ｅ１５，Ｅ２０，Ｅ２５，Ｅ３
０，Ｅ３５，Ｅ４０，Ｅ４５，Ｅ５０，Ｅ５５は、各々
（１×１０の３０乗），（１×１０の３０乗を超え
る），（３．９×１０の２９乗），（１．２×１０の２
５乗），（１．５８×１０の１９乗），（１．５３×１
０の１５乗），（６．６５×１０の１１乗），（１．０
１×１０の９乗），（５．４９×１０の６乗），（６．
１１×１０の４乗），（１．６４×１０の３乗），（１
×１０の２乗），（１．３×１０）の符号長の同期確立
平均ビット数を有している。

【００２３】また、図８において、同期確立率Ｅ１５，
Ｅ２０，Ｅ２５，Ｅ３０，Ｅ３５，Ｅ４０，Ｅ４５，Ｅ
５０，Ｅ５５は、各々（１×１０の３０乗を超える），
（７．０１×１０の２９乗），（４．４２×１０の２３
乗），（１．０２×１０の１９乗），（３．０１×１０
の１３乗），（３．７３×１０の９乗），（２．７×１
０の６乗），（１×１０の４乗），（１．６９×１０の
２乗）の符号長の同期確立平均ビット数を有している。

【００２４】実施例２． 図９は実施例２による他局信号除去ＳＳ通信受信機の構
成を示すブロック図である。図９において、２０は図１
に示す送信機と同じであり、４０は図３に示す受信機と
同じである。この実施例２の受信機は、キャリヤ同期方
式送受信変調方式を応用してＳＳ送信波の受信時に獲得
された同期信号にもとづき逆拡散送信信号を送信する
が、そのキャリヤ送信波とその反転位相（逆極性）キャ
リヤとを別々に元の受信キャリヤに合成し検波し、その
検波レベルの低い方を選択することにより、自局信号の
無くなった、又は少なくなった外乱信号のみを取り出
し、その信号のレベルは同一で反転位相の逆極性信号を
作り、元の受信波に合成させることにより本来の自局信
号のみを取り出せるようにした他局信号除去ＳＳ通信受
信機である。

【００２５】図９において、４１はＳＳ通信のアンテナ
からの受信端子であり、４２は帯域通過フィルタ、４３
はＡＧＣ機能付高周波増幅器である。初期段階では増幅
器４３の出力は合成器６９をそのまま通り受信機４０の
入力線４１へ入力され復調され、復調出力である受信デ
ータＲＤ，復調タイミング信号ＲＴ，キャリヤ検出信号
ＣＤを出力するが、キャリヤ検出信号ＣＤは送信機２０
を起動させる為に送信要求信号ＲＳとして送信機２０に
入力され、同様に受信タイミング信号ＲＴは送信タイミ
ング信号ＳＴとして入力され、送信データＳＤは正，逆
極性どちらでも良いが、図では「０」側にして送信を開
始し、ＳＳ送信波出力線２９から復調信号に同期した形
でＳＳ送信波を出力する。７０は位相反転増幅器であ
り、入力と同一レベルで位相のみ反転させるものである
が、上記ＡＧＣ機能付高周波増幅器４３の出力であるＳ
Ｓ受信増幅波と次の２通りの合成検波を行う。第１の合
成検波は上記ＳＳ受信増幅波と上記位相反転増幅器７０
の逆拡散送信波の位相反転増幅器出力とを合成器６１に
て合成させ検波器６３にて検波する。第２の合成検波は
上記ＳＳ受信増幅波と上記逆拡散送信波とを合成器６２
にて合成させ検波器６４にて検波する。

【００２６】本方式は同期式変復調方式をキャリヤ信号
まで取るものであり、合成器６１，６２の合成において
どちらかが元のＳＳ受信増幅波に比して信号位相が一致
し、他方は逆極性となる。少々の位相ずれは許容する。
比較器６５において検波器６３，６４の検波出力を比較
すれば、信号位相が一致するものは元のＳＳ受信増幅波
に比してレベルが高くなり、逆極性のものは低くなり、
そのレベル差を検出し出力するが、アナログスイッチ６
６においてレベルの低い方へ選択切替を行う。レベルが
低下する分は全入力信号に対して逆拡散信号により自局
のＳＳ受信波成分を合成により取り去った結果生じるも
のである。アナログスイッチ６６の出力を位相反転増幅
器６７で逆極性として合成器６９で加算させることによ
り、上記ＳＳ受信増幅波から不要な外乱信号を除去させ
本来の自局のＳＳ信号を抜き出し、上記受信機４０で高
品質性，高信頼化した受信符号を可能とする回路を実現
できる。

【００２７】特に多重通信を行う場合、他局信号は外来
雑音と同じく自局信号に妨害を与えやすいが、自局同期
信号獲得後は、逆拡散信号を加えて他局信号除去を行う
ことにより多重通信路においても高品質，高信頼化受信
符号を可能にできる。

【００２８】以上説明したように本実施例２は、ＳＳ送
信波に対して、受信機４０で復調するが、送信機２０
を、受信機４０における同期確立が成立した状態で受信
タイミング信号ＲＴに同期して極性“１”又は“０”に
固定した状態でＳＳ送信波およびその逆極性のＳＳ送信
波を作り、ＳＳ送信波の帯域通過フィルタ通過後の高周
波増幅波と別々に、各ＳＳ送信波，逆極性ＳＳ送信波と
を合成させ各々の合成出力を各々検波し、各々の検波出
力を比較し検波出力のレベルの低い方は必要な自局のキ
ャリヤレベルが逆相となる為合成によりレベルが低下す
るが、レベル低下した方の合成出力を切替選択し、その
選択出力に対して位相反転の高周波へ変換したものと、
ＳＳ受信波の高周波増幅出力とを合成させることによ
り、ＳＳ受信波の不要波や雑音等を除去し、自局の希望
波のみを選択しＳＳ通信の同一無線周波に対する多重化
使用を可能とする。

【００２９】実施例３． 図３の実施例１では、受信機４０において同期判別設定
器５０によりあらかじめ計算された相関値スレッショー
ルド値を設定し、その値を超える相関値を得て同期を判
別するものであった。本実施例３では、図１０に示すよ
うに同期検出回路５２の出力を入力し、その出力周期が
短かい場合にスレッショールドレベル設定値を上げ逆に
長い場合には低下させ実回線にバランスさせるようにし
た最適スレッショールド演算器５８を設け、同期判定設
定器５０を制御させるようにしたものであり、又一定値
以下に下がらないようにするものである。その結果、実
回線に合わせた同期獲得が自動的に制御され、又そのス
レッショールド値を知ることにより実回線の評価値を得
ることができる。

【００３０】本実施例２は、図３の受信機４０のうち相
関器スレッショールド値αを可変とするが、同期検出回
路出力があればスレッショールド値を「１」下げ、一定
時間無い場合は「１」上げてフロート状態にして実回線
に合わせてバランスさせるような最適スレッショールド
演算器５８を設け、同期判別設定器５０による相関器ス
レッショールド値αを制御するものである。

【００３１】以上各実施例で説明したスペクトラム拡散
通信方法は送信データに関してＰＮ符号で符号変調を加
え、その符号変調データに関して同期式バイナリ位相シ
フトキーイング変調（ＢＰＳＫ変調）を加えることによ
りＳＳ送信波を作る。一方同期式位相シフトキーイング
復調（ＢＰＳＫ復調）のＳ／Ｎに対する符号エレメント
誤り率を確立現象としてとらえてＰＮ符号過程でデジタ
ル相関により同期を獲得し、同期確立後にＰＮ復号信号
をＰＮ符号長の多数決判定させることによりノイズ中に
わずかの信号が存在する状態でも通信可能とした方法で
ある。

【００３２】したがって、各実施例によれば、デジタル
符号変調およびＢＰＳＫ変調により送信出力までを同期
方式とし、その復調・復号も同期方式とすることにより
大幅にデジタル回路構成を容易にしＢＰＳＫモデムの特
性を中心にその回線特性の解析を容易にすると同時に更
に次のステップとして逆拡散を加えやすく、回線特性の
評価が確実である為回線に合わせた最適同期確立の為の
可変スレッショールド選択を可能とする。

【００３３】

【発明の効果】以上のように請求項１，２，５，６，
７，９の発明によれば、擬似雑音符号との極性比較結果
による多数決判定により受信データの復調を行うように
し、従来のアナログ方式を取らず符号化・変調および復
調・復号のうち符号化をＰＮ符号による符号化変調とし
た為にデジタル回路化が容易でありＬＳＩ化による製造
コスト低減が期待でき、特別な調整も不要である。特
に、請求項２，５，７，９によれば、回線特性に応じた
回線評価が容易であり同期獲得時間と復号によるビット
誤り率が数式的に解析でき、本来のＳＳ通信の目的であ
るＳ／Ｎ改善と、多重通信使用を容易にすることができ
る。したがって、本発明によれば、多重通信や外乱要素
の多い移動体通信においても十分実用可能な通信ができ
るという効果がある。

【００３４】請求項３の発明によれば、送信機では送信
データの極性を固定した状態で送信波および逆極性送信
波を作り、受信機では高周波増幅波と送信波と、高周波
増幅波と逆極性送信波とを各々別々に合成し、各々検波
し、各々の検波出力を比較して検波出力のレベルが低い
方に対応する検波出力を選択し、この選択出力に対して
位相反転の高周波へ変換した反転高周波と高周波増幅波
とを合成するようにしたので、受信波の不要波や雑音等
を除去でき、自局の希望波のみを選択し、ＳＳ通信の同
一無線周波に対する多重化使用を可能とする効果があ
る。

【００３５】請求項４，８の発明によれば、スレッショ
ールド値を変更制御するので、実回線に合わせたスレッ
ショールド値を知ることができ、実回線の評価値を得る
ことができるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の実施例１による送信機のブロック図
である。

【図２】この実施例１による送信機の周波数スペクトル
とフィルタの特性を示す図である。

【図３】この実施例１による受信機のブロック図であ
る。

【図４】この実施例１の動作を説明するためのフローチ
ャートである。

【図５】図４の続きを示すフローチャートである。

【図６】この実施例１においてＰＮ符号化Ｓ／Ｎ改善特
性を示す図である。

【図７】この実施例１において符号長１回による同期確
立率を示す図である。

【図８】この実施例１において符号長２回による同期確
立率を示す図である。

【図９】この発明の実施例２による受信機のブロック図
である。

【図１０】この発明の実施例３による受信機のブロック
図である。

【図１１】従来のデータ通信システムのブロック図であ
る。

【図１２】従来の送信機の動作を示す信号波形図であ
る。

【図１３】従来の受信機の動作を示す信号波形図であ
る。

【符号の説明】

２０ 送信機 ２１ 送信要求信号線 ２２ 送信タイミング信号線 ２３ 外部同期タイミング信号線 ２４ シリアル送信データ線 ２５ 送信タイミング作成回路 ２６ ＰＮ符号発生回路 ２７ 同期式ＢＰＳＫ変調回路 ２８ 帯域通過フィルタ ２９ ＳＳ送信波出力線 ＲＳ 送信要求信号 ＳＴ 送信タイミング信号 ＳＴ′外部同期タイミング信号 ＳＤ シリアル送信データ ４０ 受信機 ４１ ＳＳ受信波入力線 ４２ 帯域通過フィルタ ４３ 高周波増幅器 ４４ キャリヤデジタルＰＬＬ回路 ４５ 同期式ＢＰＳＫ復調回路 ４６ デジタルＰＮ符号相関信号発生回路 ４７，４８，４９ 相関値判定器 ５０ 同期判別設定器 ５１ ＯＲ回路 ５２ 同期検出回路 ５３ 自己同期作成回路 ５４ 信号品質判定回路 ５５ 受信データ線 ５６ タイミング信号線 ５７ キャリヤ検出信号線 ５８ 最適スレッショールド演算器 ＲＤ 受信データ ＲＴ タイミング信号 ＣＤ キャリヤ検出信号 ６１，６２ 合成器 ６３，６４ 検波器 ６５ 比較器 ６６ アナログスイッチ ６７ 位相反転増幅器 ６８ アナログスイッチ ６９ 合成器 ７０ 位相反転増幅器

Claims (9)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 スペクトラム拡散変調方式により変調さ
   れたデータを送信する送信機と、上記送信機からのデー
   タを受信しスペクトラム拡散変調方式により受信データ
   を復調する受信機とを用いてデータ通信を行うスペクト
   ラム拡散通信方法において、 上記送信機により、送信データに対して１ビットをＮビ
   ットの擬似雑音符号として発生させ、上記送信データの
   極性に応じて上記擬似雑音符号を正極性と逆極性に分
   け、上記擬似雑音符号に同期する形でバイナリ位相シフ
   トキーイング変調を加え、更に不要帯域伝送に制限を加
   え、上記送信データを送信波として送信し、 上記受信機により、上記送信機からの送信波に同期する
   形でバイナリ位相シフトキーイング復調を行い、その復
   号ビットの１ビット毎に過去の受信Ｎビットと上記擬似
   雑音符号Ｎビットを比較して、上記擬似雑音符号の極性
   に合っている数に対応して「＋１」づつ加算し上記擬似
   雑音符号の極性に合っていない数に対応して「−１」づ
   つ加算する相関値を算出し、上記復号ビットの論理値を
   「０」にするか「１」にするかの判定を行って受信デー
   タの復調を行うに際し、上記相関値が正の場合に上記復
   号ビットの論理値を「１」とし、上記相関値が負の場合
   に上記復号ビットの論理値を「０」とすることを特徴と
   するスペクトラム拡散通信方法。
2. 【請求項２】 スペクトラム拡散変調方式により変調さ
   れたデータを送信する送信機と、上記送信機からのデー
   タを受信しスペクトラム拡散変調方式により受信データ
   を復調する受信機とを用いてデータ通信を行うスペクト
   ラム拡散通信方法において、 上記送信機により、送信データに対して１ビットをＮビ
   ットの擬似雑音符号として発生させ、上記送信データの
   極性に応じて上記擬似雑音符号を正極性と逆極性に分
   け、上記擬似雑音符号に同期する形でバイナリ位相シフ
   トキーイング変調を加え、更に不要帯域伝送に制限を加
   え、上記送信データを送信波として送信し、 上記受信機により、上記送信機からの送信波に同期する
   形でバイナリ位相シフ トキーイング復調を行い、その 復
   号ビットの１ビット毎に過去の受信Ｎビットと上記擬似
   雑音符号Ｎビットを比較して、上記擬似雑音符号の極性
   に合っている数に対応して「＋１」づつ加算し上記擬似
   雑音符号の極性に合っていない数に対応して「−１」づ
   つ加算する相関値を算出し、この相関値が第１のスレッ
   ショールド値以上であるか，第２のスレッショールド値
   以下であるという同期確立条件が得られた時、あるい
   は、上記同期確立条件が得られない場合には、上記受信
   Ｎビットの受信周期毎に、上記復号ビットの論理値を
   「０」にするか「１」にするかの判定を行って受信デー
   タの復調を行うに際し、上記相関値が正の場合に上記復
   号ビットの論理値を「１」とし、上記相関値が負の場合
   に上記復号ビットの論理値を「０」とすることを特徴と
   するスペクトラム拡散通信方法。
3. 【請求項３】 受信機における上記同期確立条件が成立
   した状態で受信タイミングに同期して送信機は、送信デ
   ータの極性を固定した状態で送信波およびその逆極性の
   送信波を作り、上記受信機は、上記送信波を受信し該受
   信波の帯域通過後の高周波増幅波と上記送信波と、上記
   高周波増幅波と上記逆極性送信波とを各々別々に合成
   し、各々検波し、各々の検波出力を比較して検波出力の
   レベルが低い方に対応する検波出力を選択し、この選択
   出力に対して位相反転の高周波へ変換した反転高周波
   と、上記高周波増幅波とを合成することを特徴とする請
   求項第２項記載のスペクトラム拡散通信方法。
4. 【請求項４】 受信機では、上記同期確立条件が得られ
   る周期の長，短に対応して、上記第１，第２のスレッシ
   ョールド値を変更するよう制御することを特徴とする請
   求項第２項記載のスペクトラム拡散通信方法。
5. 【請求項５】 上記同期確立条件の成立間隔を監視し
   て、回線品質が確保されているかどうかを判断するよう
   にしたことを特徴とする請求項第２項記載のスペクトラ
   ム拡散通信方法。
6. 【請求項６】 スペクトラム拡散変調方式により変調さ
   れたデータを送信する送信機と、上記送信機からのデー
   タを受信しスペクトラム拡散変調方式により受信データ
   を復調する受信機とを備えたスペクトラム拡散通信装置
   において、 上記送信機は、送信データに対して１ビットをＮビット
   の擬似雑音符号として発生する擬似雑音符号発生手段
   と、上記送信データの極性に応じて上記擬似雑音符号を
   正極性と逆極性に分け、上記擬似雑音符号に同期する形
   でバイナリ位相シフトキーイング変調を加えるバイナリ
   位相シフトキーイング変調手段と、不要帯域伝送に制限
   を加えるフィルタとを有し、 上記受信機は、上記送信機からの送信波に同期する形で
   バイナリ位相シフトキーイング復調を行うバイナリ位相
   シフトキーイング復調手段と、その復号ビットの１ビッ
   ト毎に過去の受信Ｎビットと上記擬似雑音符号Ｎビット
   を比較して、上記擬似雑音符号の極性に合っている数に
   対応して「＋１」づつ加算し上記擬似雑音符号の極性に
   合っていない数に対応して「−１」づつ加算する相関値
   を算出する相関値算出手段と、上記復号ビットの論理値
   を「０」にするか「１」にするかの判定を行って受信デ
   ータの復調を行うに際し、上記相関値が正の場合に上記
   復号ビットの論理値を「１」とし、上記相関値が負の場
   合に上記復号ビットの論理値を「０」とする判定手段と
   を有することを特徴とするスペクトラム拡散通信装置。
7. 【請求項７】 スペクトラム拡散変調方式により変調さ
   れたデータを送信する送信機と、上記送信機からのデー
   タを受信しスペクトラム拡散変調方式により受信データ
   を復調する受信機とを備えたスペクトラム拡散通信装置
   において、 上記送信機は、送信データに対して１ビットをＮビット
   の擬似雑音符号として発生する擬似雑音符号発生手段
   と、上記送信データの極性に応じて上記擬似雑音符号を
   正極性と逆極性に分け、上記擬似雑音符号に同期する形
   でバイナリ位相シフトキーイング変調を加えるバイナリ
   位相シフトキーイング変調手段と、不要帯域伝送に制限
   を加えるフィルタとを有し、 上記受信機は、上記送信機からの送信波に同期する形で
   バイナリ位相シフトキーイング復調を行うバイナリ位相
   シフトキーイング復調手段と、その 復号ビットの１ビッ
   ト毎に過去の受信Ｎビットと上記擬似雑音符号Ｎビット
   を比較して、上記擬似雑音符号の極性に合っている数に
   対応して「＋１」づつ加算し上記擬似雑音符号の極性に
   合っていない数に対応して「−１」づつ加算する相関値
   を算出する相関値算出手段と、この相関値が第１のスレ
   ッショールド値以上であるか否かを判定する第１の相関
   値判定手段と、上記相関値が第２のスレッショールド値
   以下であるか否かを判定する第２の相関値判定手段と、
   上記第１，第２のスレッショールド値を設定するための
   設定手段と、上記相関値が第１のスレッショールド値以
   上であるか，第２のスレッショールド値以下であるとい
   う同期確立条件が得られた時、あるいは、上記同期確立
   条件が得られない場合には、上記受信Ｎビットの受信周
   期毎に、上記復号ビットの論理値を「０」にするか
   「１」にするかの判定を行って受信データの復調を行う
   に際し、上記相関値が正の場合に上記復号ビットの論理
   値を「１」とし、上記相関値が負の場合に上記復号ビッ
   トの論理値を「０」とする判定手段とを有することを特
   徴とするスペクトラム拡散通信装置。
8. 【請求項８】 上記設定手段は、予め上記第１，第２の
   スレッショールド値が設定される第１の設定手段と、同
   期確立条件が得られる周期の長，短に対応して、上記第
   １の設定手段に設定されている第１，第２のスレッショ
   ールド値を変更するよう制御する最適スレッショールド
   値設定手段とから成ることを特徴とする請求項第７項記
   載のスペクトラム拡散通信装置。
9. 【請求項９】 上記受信機は、さらに、上記同期確立条
   件の成立間隔を監視して、回線品質が確保されているか
   否かを検出する品質判定手段を有することを特徴とする
   請求項第７項記載のスペクトラム拡散通信装置。