JP2711497B2 - サイクル制御方法 - Google Patents
サイクル制御方法Info
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Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、変圧器等のインダクタ
ンス負荷への交流給電の電力を調整する半導体構成の給
電スイッチ回路のサイクル制御方法に関する。
ンス負荷への交流給電の電力を調整する半導体構成の給
電スイッチ回路のサイクル制御方法に関する。
【0002】
【従来の技術】従来、交流電源を変圧器を介して電気炉
等に給電する場合、その電力調整はサイリスタを用いた
サイクル制御で行われる。この従来のサイクル制御が適
用される装置は図7に示すように構成される。同図にお
いて、1は交流電源、2は1次巻線2aに交流電源1が
供給される変圧器、3は交流電源1と1次巻線2aとの
間の給電路に直列挿入されたサイリスタ構成の給電スイ
ッチ回路であり、2個のサイリスタ4,5を逆並列接続
して形成されている。
等に給電する場合、その電力調整はサイリスタを用いた
サイクル制御で行われる。この従来のサイクル制御が適
用される装置は図7に示すように構成される。同図にお
いて、1は交流電源、2は1次巻線2aに交流電源1が
供給される変圧器、3は交流電源1と1次巻線2aとの
間の給電路に直列挿入されたサイリスタ構成の給電スイ
ッチ回路であり、2個のサイリスタ4,5を逆並列接続
して形成されている。
【0003】6は変圧器2の2次巻線2bに接続された
電気炉等の負荷、7はサイリスタ4,5を点弧駆動する
制御装置である。そして、交流電源1から負荷6側をみ
た場合、変圧器2によりいわゆるインダクタンス負荷が
形成され、この負荷への交流給電の電力調整により、負
荷4の供給電力が調整される。
電気炉等の負荷、7はサイリスタ4,5を点弧駆動する
制御装置である。そして、交流電源1から負荷6側をみ
た場合、変圧器2によりいわゆるインダクタンス負荷が
形成され、この負荷への交流給電の電力調整により、負
荷4の供給電力が調整される。
【0004】そして、前記インダクタンス負荷への交流
給電の電力調整は、制御装置7のゼロ電圧スイッチング
制御によりサイリスタ4,5を交流電源1のゼロクロス
(電圧ゼロクロス)に同期して点弧駆動し、給電スイッ
チ回路3を交流電源1の半サイクル又は1サイクルの整
数倍の給電(オン)期間Taと休止(オフ)期間Tbと
に交互に制御し、交流電源1から変圧器2への給電をそ
の半サイクル又は1サイクルの単位でサイクル制御して
行われる。この場合、変圧器2の1次巻線2aの給電電
圧は図8の(a)に示すように、給電期間Taの始め及
び終わりが交流電源1のゼロクロスに一致する。
給電の電力調整は、制御装置7のゼロ電圧スイッチング
制御によりサイリスタ4,5を交流電源1のゼロクロス
(電圧ゼロクロス)に同期して点弧駆動し、給電スイッ
チ回路3を交流電源1の半サイクル又は1サイクルの整
数倍の給電(オン)期間Taと休止(オフ)期間Tbと
に交互に制御し、交流電源1から変圧器2への給電をそ
の半サイクル又は1サイクルの単位でサイクル制御して
行われる。この場合、変圧器2の1次巻線2aの給電電
圧は図8の(a)に示すように、給電期間Taの始め及
び終わりが交流電源1のゼロクロスに一致する。
【0005】
【発明が解決しようとする課題】前記従来の交流電源1
のゼロクロスに同期したサイクル制御の場合、変圧器2
に生じる交番磁束が例えば図8の(a)に示す1次巻線
2aの電圧位相に対して同図(b)に示すようにずれて
変化し、給電期間Taの始め及び終わりが磁束最大(ピ
ーク)になり、とくに、給電期間Taが磁束最大の状態
から始まることになるため、この期間Taの始めに磁気
飽和に伴う過大な突入電流が生じ易く、サイリスタ3
a,3bが破損する等の問題点がある。
のゼロクロスに同期したサイクル制御の場合、変圧器2
に生じる交番磁束が例えば図8の(a)に示す1次巻線
2aの電圧位相に対して同図(b)に示すようにずれて
変化し、給電期間Taの始め及び終わりが磁束最大(ピ
ーク)になり、とくに、給電期間Taが磁束最大の状態
から始まることになるため、この期間Taの始めに磁気
飽和に伴う過大な突入電流が生じ易く、サイリスタ3
a,3bが破損する等の問題点がある。
【0006】そして、変圧器2以外の種々のインダクタ
ンス負荷についても、交流電源1のゼロクロスに同期し
た従来のサイクル制御の場合、前記と同様の問題点が生
じる。本発明は、インダクタンス負荷への交流給電の電
力を半導体構成の給電スイッチ回路のサイクル制御で調
整する際に、給電期間の始めの負荷の交番磁束の飽和に
伴う過大な突入電流の発生を防止することを目的とす
る。
ンス負荷についても、交流電源1のゼロクロスに同期し
た従来のサイクル制御の場合、前記と同様の問題点が生
じる。本発明は、インダクタンス負荷への交流給電の電
力を半導体構成の給電スイッチ回路のサイクル制御で調
整する際に、給電期間の始めの負荷の交番磁束の飽和に
伴う過大な突入電流の発生を防止することを目的とす
る。
【0007】
【課題を解決するための手段】前記の目的を達成するた
めに、本発明のサイクル制御方法においては、交流電源
とインダクタンス負荷との間の半導体構成の給電スイッ
チ回路に設けた自己消弧型の半導体制御素子を前記負荷
の交番磁束のゼロクロスに同期してスイッチング制御
し、前記負荷に供給する交流電力を前記交番磁束のゼロ
クロスに同期して調整する。
めに、本発明のサイクル制御方法においては、交流電源
とインダクタンス負荷との間の半導体構成の給電スイッ
チ回路に設けた自己消弧型の半導体制御素子を前記負荷
の交番磁束のゼロクロスに同期してスイッチング制御
し、前記負荷に供給する交流電力を前記交番磁束のゼロ
クロスに同期して調整する。
【0008】
【作用】前記のように構成された本発明のサイクル制御
方法の場合、交流電源とインダクタンス負荷との間の給
電スイッチ回路にトランジスタ等の自己消弧型の半導体
制御素子が設けられ、この半導体制御素子がインダクタ
ンス負荷の交番磁束のゼロクロスに同期してスイッチン
グ制御され、この制御によりインダクタンス負荷の交流
給電の電力がサイクル制御されて調整される。
方法の場合、交流電源とインダクタンス負荷との間の給
電スイッチ回路にトランジスタ等の自己消弧型の半導体
制御素子が設けられ、この半導体制御素子がインダクタ
ンス負荷の交番磁束のゼロクロスに同期してスイッチン
グ制御され、この制御によりインダクタンス負荷の交流
給電の電力がサイクル制御されて調整される。
【0009】そして、半導体制御素子がインダクタンス
負荷の交番磁束のゼロクロスに同期してスイッチングす
るため、サイクル制御の給電(オン)期間の始め及び終
わりが共に交番磁束最小の磁束ゼロに一致し、給電期間
の始めに磁気飽和が発生せず、過大な突入電流が防止さ
れる。
負荷の交番磁束のゼロクロスに同期してスイッチングす
るため、サイクル制御の給電(オン)期間の始め及び終
わりが共に交番磁束最小の磁束ゼロに一致し、給電期間
の始めに磁気飽和が発生せず、過大な突入電流が防止さ
れる。
【0010】
【実施例】実施例について、図1ないし図6を参照して
説明する。 (第1の実施例)まず、第1の実施例について、図1な
いし図3を参照して説明する。図1において、図7と同
一符号は同一のものを示し、図7と異なる点は図7のス
イッチ回路3,制御装置7の代わりに自己消弧型の半導
体素子構成の給電スイッチ回路8,その制御装置9を備
えた点である。
説明する。 (第1の実施例)まず、第1の実施例について、図1な
いし図3を参照して説明する。図1において、図7と同
一符号は同一のものを示し、図7と異なる点は図7のス
イッチ回路3,制御装置7の代わりに自己消弧型の半導
体素子構成の給電スイッチ回路8,その制御装置9を備
えた点である。
【0011】そして、給電スイッチ回路8は自己消弧型
の半導体素子としてIGBTを使用し、交流電源1の一
端と変圧器2の1次巻線2aの一端との間に、逆流防止
用のダイオード10のアノード,カソード及びIGBT
11のコレクタ,エミッタの直列回路が形成する正サイ
クルアーム12と、IGBT13のエミッタ,コレクタ
及び逆流防止用のダイオード14のカソード,アノード
の直列回路が形成する負サイクルアーム15とを並列接
続して形成されている。
の半導体素子としてIGBTを使用し、交流電源1の一
端と変圧器2の1次巻線2aの一端との間に、逆流防止
用のダイオード10のアノード,カソード及びIGBT
11のコレクタ,エミッタの直列回路が形成する正サイ
クルアーム12と、IGBT13のエミッタ,コレクタ
及び逆流防止用のダイオード14のカソード,アノード
の直列回路が形成する負サイクルアーム15とを並列接
続して形成されている。
【0012】また、制御装置9は図2に示すように形成
され、同図において、16は交流電源1に接続された同
期パルス発生回路、17はマイクロコンピュータ構成の
デジタル処理回路、18,19は給電期間の始め,終わ
りのタイミングを決定する第1,第2のカウンタ、20
は変圧器2の1次巻線2aの電圧を検出する電圧検出
器、21はIGBT11,13のゲートに駆動信号を供
給する駆動回路である。
され、同図において、16は交流電源1に接続された同
期パルス発生回路、17はマイクロコンピュータ構成の
デジタル処理回路、18,19は給電期間の始め,終わ
りのタイミングを決定する第1,第2のカウンタ、20
は変圧器2の1次巻線2aの電圧を検出する電圧検出
器、21はIGBT11,13のゲートに駆動信号を供
給する駆動回路である。
【0013】そして、変圧器2の1次巻線2aに供給さ
れる交流電源1が図3の(a)に示すようにt0 ,
t2 ,t4 ,…にゼロクロスし、交流電源1の供給に基
づき、変圧器2の交番磁束が同図の(b)に示すように
交流電源1のゼロクロスからα遅れたt1 ,t3 ,
t5 ,…にゼロクロスして最小になるとする。
れる交流電源1が図3の(a)に示すようにt0 ,
t2 ,t4 ,…にゼロクロスし、交流電源1の供給に基
づき、変圧器2の交番磁束が同図の(b)に示すように
交流電源1のゼロクロスからα遅れたt1 ,t3 ,
t5 ,…にゼロクロスして最小になるとする。
【0014】このとき、スイッチ回路8のIGBT1
1,13のサイクル制御に基づく変圧器2の1次巻線2
aの給電期間をTA,給電の休止期間をTBとすると、
スイッチ回路8がオンする給電期間TAの始め及び終わ
りが、交流電源1の一端が他端より高電圧になる正の半
サイクルのゼロクロス点からα遅れるように、制御装置
9はIGBT11,13を変圧器2の交番磁束のゼロク
ロスに同期してスイッチング制御する。
1,13のサイクル制御に基づく変圧器2の1次巻線2
aの給電期間をTA,給電の休止期間をTBとすると、
スイッチ回路8がオンする給電期間TAの始め及び終わ
りが、交流電源1の一端が他端より高電圧になる正の半
サイクルのゼロクロス点からα遅れるように、制御装置
9はIGBT11,13を変圧器2の交番磁束のゼロク
ロスに同期してスイッチング制御する。
【0015】すなわち、給電期間TA,休止期間TBを
それぞれ従来の給電期間Ta(=1サイクル),休止期
間Tbと同じ長さに設定したとすると、交流電源1の正
の半サイクルのゼロクロスのタイミングt0 からα遅れ
たt1 を給電期間TAの始めとし、t1 から交流電源1
のつぎのゼロクロスのタイミングt2 までの(1/2−
α)サイクルの間、制御装置9からIGBT11のゲー
トに駆動信号を供給してIGBT11をオンする。
それぞれ従来の給電期間Ta(=1サイクル),休止期
間Tbと同じ長さに設定したとすると、交流電源1の正
の半サイクルのゼロクロスのタイミングt0 からα遅れ
たt1 を給電期間TAの始めとし、t1 から交流電源1
のつぎのゼロクロスのタイミングt2 までの(1/2−
α)サイクルの間、制御装置9からIGBT11のゲー
トに駆動信号を供給してIGBT11をオンする。
【0016】また、t2 から交流電源1のつぎのゼロク
ロスのタイミングt4 までの1/2サイクルの間、制御
装置9からIGBT13のゲートに駆動信号を供給して
IGBT13をオンする。さらに、t4 から給電期間T
Aが終了するt5 までのαサイクルの間、制御装置9か
らIGBT11のゲートに駆動信号を供給してIGBT
11をオンする。
ロスのタイミングt4 までの1/2サイクルの間、制御
装置9からIGBT13のゲートに駆動信号を供給して
IGBT13をオンする。さらに、t4 から給電期間T
Aが終了するt5 までのαサイクルの間、制御装置9か
らIGBT11のゲートに駆動信号を供給してIGBT
11をオンする。
【0017】そして、IGBT11,13の交互のオン
によりt1 〜t5 の1サイクルの給電期間TAにスイッ
チ回路8をオンして交流電源1を変圧器2の1次巻線2
aに給電する。
によりt1 〜t5 の1サイクルの給電期間TAにスイッ
チ回路8をオンして交流電源1を変圧器2の1次巻線2
aに給電する。
【0018】つぎに、t5 からつぎの給電期間TAの始
めまでの休止期間TBは、IGBT11,13を共にオ
フしてスイッチ回路8をオフして交流電源1の給電を休
止する。さらに、半サイクル又は1サイクルの整数倍の
休止期間TBが経過し、t1 に相当するつぎの給電期間
TAの始めになると、再びIGBT11をオンして前記
t1 〜t5 の制御をくり返す。
めまでの休止期間TBは、IGBT11,13を共にオ
フしてスイッチ回路8をオフして交流電源1の給電を休
止する。さらに、半サイクル又は1サイクルの整数倍の
休止期間TBが経過し、t1 に相当するつぎの給電期間
TAの始めになると、再びIGBT11をオンして前記
t1 〜t5 の制御をくり返す。
【0019】以上の制御のくり返しにより、変圧器2の
1次巻線2aには図3の(a)に示すように、交流電源
1のゼロクロスからαずれた毎給電期間TAに交流電源
1が給電される。
1次巻線2aには図3の(a)に示すように、交流電源
1のゼロクロスからαずれた毎給電期間TAに交流電源
1が給電される。
【0020】そして、毎給電期間TAの始め及び終わり
は図3の(b)に示すように、変圧器2に生じる交番磁
束の最小(ゼロクロス)に一致し、このとき、毎給電期
間TAが磁束最小の状態から始まるため、毎給電期間T
Aの始めに従来のような磁気飽和が発生せず、この磁気
飽和に伴う過大な突入電流が生じることもない。
は図3の(b)に示すように、変圧器2に生じる交番磁
束の最小(ゼロクロス)に一致し、このとき、毎給電期
間TAが磁束最小の状態から始まるため、毎給電期間T
Aの始めに従来のような磁気飽和が発生せず、この磁気
飽和に伴う過大な突入電流が生じることもない。
【0021】つぎに、制御装置9の具体的な動作につい
て説明する。まず、同期パルス発生回路16は交流電源
1のゼロクロスを検出し、例えば交流電源1の負の半サ
イクルから正の半サイクルに変化するt0 ,t4 ,…の
ゼロクロス(以下立上りのゼロクロスという)に同期し
て同期パルスをデジタル処理回路9に供給する。
て説明する。まず、同期パルス発生回路16は交流電源
1のゼロクロスを検出し、例えば交流電源1の負の半サ
イクルから正の半サイクルに変化するt0 ,t4 ,…の
ゼロクロス(以下立上りのゼロクロスという)に同期し
て同期パルスをデジタル処理回路9に供給する。
【0022】また、電圧検出器20は変圧器2の1次巻
線2aの電圧を検出して検出電圧を周波数に変換し、こ
の変換により形成した周波数信号をデジタル処理回路1
7に供給する。そして、デジタル処理回路17は周波数
信号がゼロに保持される休止期間TBの直流電源1の最
後の立上りのゼロクロス,例えばt0 の立上りのゼロク
ロスに基づく同期パルスの入力により、カウンタ18に
起動指令を発行する。
線2aの電圧を検出して検出電圧を周波数に変換し、こ
の変換により形成した周波数信号をデジタル処理回路1
7に供給する。そして、デジタル処理回路17は周波数
信号がゼロに保持される休止期間TBの直流電源1の最
後の立上りのゼロクロス,例えばt0 の立上りのゼロク
ロスに基づく同期パルスの入力により、カウンタ18に
起動指令を発行する。
【0023】このカウンタ18は交流電源1のゼロクロ
スから交番磁束のゼロクロスまでの位相差αに相当する
時間がプリセットされ、起動指令が与えられると、同期
パルスに同期したデジタル処理回路17のクロックパル
スをダウンカウントし、t0からα経過したt1 に給電
期間TAの開始指令をデジタル処理回路17に与える。
スから交番磁束のゼロクロスまでの位相差αに相当する
時間がプリセットされ、起動指令が与えられると、同期
パルスに同期したデジタル処理回路17のクロックパル
スをダウンカウントし、t0からα経過したt1 に給電
期間TAの開始指令をデジタル処理回路17に与える。
【0024】そして、デジタル処理回路17は開始指令
の入力により直ちに駆動回路21にIGBT11の駆動
指令を発行し、この指令に基づき駆動回路21がIGB
T11のゲートに駆動指令信号を供給し、この供給によ
りIGBT11がt1 にオンする。また、デジタル処理
回路17はクロックパルスのカウンタ又は同期パルスの
入力により、t0 から半サイクル又はt1 から(1/2
−α)サイクル経過したt2 に駆動回路21にIGBT
13の駆動指令を発行する。
の入力により直ちに駆動回路21にIGBT11の駆動
指令を発行し、この指令に基づき駆動回路21がIGB
T11のゲートに駆動指令信号を供給し、この供給によ
りIGBT11がt1 にオンする。また、デジタル処理
回路17はクロックパルスのカウンタ又は同期パルスの
入力により、t0 から半サイクル又はt1 から(1/2
−α)サイクル経過したt2 に駆動回路21にIGBT
13の駆動指令を発行する。
【0025】そして、この駆動指令により駆動回路21
がIGBT11の駆動指令信号をオフしてIGBT13
のゲートに駆動指令信号を供給し、t2 にIGBT11
がオフしてIGBT13がオンする。さらに、t2 から
半サイクルが経過して給電期間TAの立上りのゼロクロ
スが生じるt4 に達すると、デジタル処理回路17はカ
ウンタ19に起動指令を発行する。
がIGBT11の駆動指令信号をオフしてIGBT13
のゲートに駆動指令信号を供給し、t2 にIGBT11
がオフしてIGBT13がオンする。さらに、t2 から
半サイクルが経過して給電期間TAの立上りのゼロクロ
スが生じるt4 に達すると、デジタル処理回路17はカ
ウンタ19に起動指令を発行する。
【0026】このカウンタ19はカウンタ18と同様に
位相差αに相当する時間がプリセットされ、起動指令が
与えられると、デジタル処理回路17のクロックパルス
をダウンカウントし、t4 からα経過したt5 に給電期
間TAの終了指令をデジタル処理回路17に与える。
位相差αに相当する時間がプリセットされ、起動指令が
与えられると、デジタル処理回路17のクロックパルス
をダウンカウントし、t4 からα経過したt5 に給電期
間TAの終了指令をデジタル処理回路17に与える。
【0027】このとき、デジタル処理回路17はIGB
T13の駆動信号をオフしてIGBT11,13を共に
オフし、休止期間TBの制御に移行し、同期パルス又は
クロックパルスを計数してつぎの給電期間TAまで待機
する。以降、同様の動作をくり返し、IGBT11,1
3を変圧器2の交番磁束のゼロクロスに同期してスイッ
チング制御し、毎給電期間TAにスイッチ回路8をオン
する。なお、前記実施例では説明等を簡単にするため、
α=90°としたが、位相差αはインダクタンス負荷に
よって異なり、種々の値をとる。
T13の駆動信号をオフしてIGBT11,13を共に
オフし、休止期間TBの制御に移行し、同期パルス又は
クロックパルスを計数してつぎの給電期間TAまで待機
する。以降、同様の動作をくり返し、IGBT11,1
3を変圧器2の交番磁束のゼロクロスに同期してスイッ
チング制御し、毎給電期間TAにスイッチ回路8をオン
する。なお、前記実施例では説明等を簡単にするため、
α=90°としたが、位相差αはインダクタンス負荷に
よって異なり、種々の値をとる。
【0028】(第2の実施例)つぎに、第2の実施例に
ついて、図4及び図5を参照して説明する。図4におい
て、図1と同一符号は同一のものを示し、図1と異なる
点は、図1のスイッチ回路8,制御装置9の代わりに、
つぎに説明する給電スイッチ回路22及びその制御装置
23を備えた点である。
ついて、図4及び図5を参照して説明する。図4におい
て、図1と同一符号は同一のものを示し、図1と異なる
点は、図1のスイッチ回路8,制御装置9の代わりに、
つぎに説明する給電スイッチ回路22及びその制御装置
23を備えた点である。
【0029】そして、スイッチ回路22は交流電源1の
一端と変圧器2の1次巻線2aの一端との間に、サイリ
スタ24,25の逆並列回路と、図1の正サイクルアー
ム12と同様の逆流防止用のダイオード26,IGBT
27の直列回路と、図1の負サイクルアーム15と同様
のIGBT28,逆流防止用のダイオード29の直列回
路とを並列に設けて形成されている。
一端と変圧器2の1次巻線2aの一端との間に、サイリ
スタ24,25の逆並列回路と、図1の正サイクルアー
ム12と同様の逆流防止用のダイオード26,IGBT
27の直列回路と、図1の負サイクルアーム15と同様
のIGBT28,逆流防止用のダイオード29の直列回
路とを並列に設けて形成されている。
【0030】また、制御装置23は図1の制御装置9と
同様にマイクロコンピュータ等のデジタル処理回路を用
いて形成され、サイリスタ24,25及びIGBT2
7,28のゲートに駆動信号を供給する。そして、第1
の実施例の給電期間TA,休止期間TBに相当する給電
期間,休止期間をTA’,TB’とし、図5に示すよう
に給電期間TA’を1.5サイクルとする場合、スイッ
チ回路22は制御装置23によりつぎに説明するように
動作する。
同様にマイクロコンピュータ等のデジタル処理回路を用
いて形成され、サイリスタ24,25及びIGBT2
7,28のゲートに駆動信号を供給する。そして、第1
の実施例の給電期間TA,休止期間TBに相当する給電
期間,休止期間をTA’,TB’とし、図5に示すよう
に給電期間TA’を1.5サイクルとする場合、スイッ
チ回路22は制御装置23によりつぎに説明するように
動作する。
【0031】すなわち、図5の(a)に示すように休止
期間TB’の直流電源1の最後のゼロクロスがt0 ’に
生じると、制御装置23はt0 ’から位相差α遅れて同
図(b)に示すように変圧器2の交番磁束がゼロクロス
するt1 ’に、サイリスタ24に駆動指令信号を供給し
てこのサイリスタ24をオンし、給電期間TA’に移行
する。つぎに、t0 ’から半サイクル又はt1 ’から
(1/2−α)サイクル経過して交流電源1のつぎのゼ
ロクロスのタイミングt2 ’に達すると、サイリスタ2
4が自然転流でオフし、同時に、制御装置9がサイリス
タ25に駆動信号を供給してサイリスタ25をオンし、
スイッチング回路23をオン状態に維持する。
期間TB’の直流電源1の最後のゼロクロスがt0 ’に
生じると、制御装置23はt0 ’から位相差α遅れて同
図(b)に示すように変圧器2の交番磁束がゼロクロス
するt1 ’に、サイリスタ24に駆動指令信号を供給し
てこのサイリスタ24をオンし、給電期間TA’に移行
する。つぎに、t0 ’から半サイクル又はt1 ’から
(1/2−α)サイクル経過して交流電源1のつぎのゼ
ロクロスのタイミングt2 ’に達すると、サイリスタ2
4が自然転流でオフし、同時に、制御装置9がサイリス
タ25に駆動信号を供給してサイリスタ25をオンし、
スイッチング回路23をオン状態に維持する。
【0032】さらに、t2 ’から半サイクル経過して交
流電源1のつぎのゼロクロス(立上りのゼロクロス)の
タイミングt4 ’に達すると、サイリスタ25が自然転
流でオフし、同時に、制御装置9がサイリスタ24に駆
動信号を供給してこのサイリスタ24をオンする。
流電源1のつぎのゼロクロス(立上りのゼロクロス)の
タイミングt4 ’に達すると、サイリスタ25が自然転
流でオフし、同時に、制御装置9がサイリスタ24に駆
動信号を供給してこのサイリスタ24をオンする。
【0033】そして、t0 ’から1.5サイクル又はt
1 ’から(1.5−α)サイクル経過し、給電期間T
A’の最後の交流電源1のゼロクロスのタイミング
t6 ’に達すると、サイリスタ24は自然転流でオフ
し、このとき、残りαサイクルだけスイッチ回路23を
オンに保つため、制御装置9はIGBT28に駆動信号
を供給してこのIGBT28をオンする。
1 ’から(1.5−α)サイクル経過し、給電期間T
A’の最後の交流電源1のゼロクロスのタイミング
t6 ’に達すると、サイリスタ24は自然転流でオフ
し、このとき、残りαサイクルだけスイッチ回路23を
オンに保つため、制御装置9はIGBT28に駆動信号
を供給してこのIGBT28をオンする。
【0034】さらに、このオンからα経過し、t1 ’か
ら1.5サイクル後の変圧器2の交番磁束のゼロクロス
のタイミングt7 ’に達すると、制御装置9はIGBT
27の駆動信号をオフしてIGBT27をオフし、給電
期間TA’から休止期間TB’に移行する。
ら1.5サイクル後の変圧器2の交番磁束のゼロクロス
のタイミングt7 ’に達すると、制御装置9はIGBT
27の駆動信号をオフしてIGBT27をオフし、給電
期間TA’から休止期間TB’に移行する。
【0035】以降、同様の動作がくり返され、スイッチ
回路22は図1のスイッチ回路8と同様、変圧器2の交
番磁束のゼロクロスに同期してスイッチング制御され
る。そして、毎給電期間TA’の最後のαサイクル(<
0.5サイクル)のみサイリスタ25の代わりにIGB
T28をオンするため、このIGBT28の通電期間が
極めて短くなり、その必要容量が小さくて済み、小型化
等が図れる。
回路22は図1のスイッチ回路8と同様、変圧器2の交
番磁束のゼロクロスに同期してスイッチング制御され
る。そして、毎給電期間TA’の最後のαサイクル(<
0.5サイクル)のみサイリスタ25の代わりにIGB
T28をオンするため、このIGBT28の通電期間が
極めて短くなり、その必要容量が小さくて済み、小型化
等が図れる。
【0036】しかも、前記最後のαサイクルを除き、サ
イリスタ24,25を自然転流でオフしてスイッチ回路
22の通電極性を切換えるため、制御装置23の制御が
例えばサイリスタ24,25を省いてIGBT27,2
8のスイッチング制御のみを行う場合より簡素化する。
イリスタ24,25を自然転流でオフしてスイッチ回路
22の通電極性を切換えるため、制御装置23の制御が
例えばサイリスタ24,25を省いてIGBT27,2
8のスイッチング制御のみを行う場合より簡素化する。
【0037】したがって、サイリスタの点弧制御と自己
消弧型の半導体素子のスイッチング制御等を組合せ、構
成及び制御の簡素化を図って第1の実施例と同様の給電
電力の調整が行える。なお、前記実施例では位相差α及
び給電期間TA’の設定に基づき、給電期間TA’の最
後のαサイクルにIGBT28をオンしたが、設定条件
によっては給電期間の最後のαサイクルにIGBT27
をオンする事態も生じる。
消弧型の半導体素子のスイッチング制御等を組合せ、構
成及び制御の簡素化を図って第1の実施例と同様の給電
電力の調整が行える。なお、前記実施例では位相差α及
び給電期間TA’の設定に基づき、給電期間TA’の最
後のαサイクルにIGBT28をオンしたが、設定条件
によっては給電期間の最後のαサイクルにIGBT27
をオンする事態も生じる。
【0038】(第3の実施例)つぎに、第3の実施例に
ついて、図6を参照して説明する。図6において、図
1,図4と同一符号は同一のものを示し、それらの図面
と異なる点は、図1,図4のスイッチ回路8,22及び
制御装置9,23の代わりに、ダイオードブリッジ構成
の給電スイッチ回路30及びその制御装置31を備えた
点である。
ついて、図6を参照して説明する。図6において、図
1,図4と同一符号は同一のものを示し、それらの図面
と異なる点は、図1,図4のスイッチ回路8,22及び
制御装置9,23の代わりに、ダイオードブリッジ構成
の給電スイッチ回路30及びその制御装置31を備えた
点である。
【0039】そして、スイッチ回路30はダイオード3
1〜35の全波整流のブリッジ回路と、このブリッジ回
路の直流端子間であるダイオード32,34のカソード
の接続点a,ダイオード33,35のアノードの接続点
b間にエミッタ,コレクタを設けた自己消弧型の半導体
素子としての1個のIGBT36とにより形成されてい
る。
1〜35の全波整流のブリッジ回路と、このブリッジ回
路の直流端子間であるダイオード32,34のカソード
の接続点a,ダイオード33,35のアノードの接続点
b間にエミッタ,コレクタを設けた自己消弧型の半導体
素子としての1個のIGBT36とにより形成されてい
る。
【0040】また、制御装置31は図1,図4の制御装
置9,23と同様にマイクロコンピュータ等のデジタル
処理回路を用いて形成され、変圧器2の交番磁束のゼロ
クロスに同期した毎給電期間にIGBT36のゲートに
駆動信号を供給してIGBT36をオンする。
置9,23と同様にマイクロコンピュータ等のデジタル
処理回路を用いて形成され、変圧器2の交番磁束のゼロ
クロスに同期した毎給電期間にIGBT36のゲートに
駆動信号を供給してIGBT36をオンする。
【0041】そして、このIGBT36のオンにより、
交流電源1の正サイクルにはダイオード32,IGBT
36,ダイオード35の給電路が形成され、交流電源1
の負サイクルにはダイオード34,IGBT36,ダイ
オード33の給電路が形成される。そのため、毎給電期
間を第1,第2の実施例と同様、変圧器2の交番磁束の
ゼロクロスに同期して設定して給電電力の調整が行え
る。
交流電源1の正サイクルにはダイオード32,IGBT
36,ダイオード35の給電路が形成され、交流電源1
の負サイクルにはダイオード34,IGBT36,ダイ
オード33の給電路が形成される。そのため、毎給電期
間を第1,第2の実施例と同様、変圧器2の交番磁束の
ゼロクロスに同期して設定して給電電力の調整が行え
る。
【0042】そして、この実施例の場合はスイッチ回路
30にIGBTを1個だけ設ければよいため、極めて安
価な構成でサイクル制御が行える利点がある。
30にIGBTを1個だけ設ければよいため、極めて安
価な構成でサイクル制御が行える利点がある。
【0043】ところで、前記実施例においては自己消弧
型の半導体素子をIGBTとして説明したが、自己消弧
型の半導体素子はMOSFET,パワートランジスタ等
であってもよいのは勿論である。また、種々のインダク
タンス負荷の交流の給電電力の調整に適用できるのも勿
論である。
型の半導体素子をIGBTとして説明したが、自己消弧
型の半導体素子はMOSFET,パワートランジスタ等
であってもよいのは勿論である。また、種々のインダク
タンス負荷の交流の給電電力の調整に適用できるのも勿
論である。
【0044】
【発明の効果】本発明は、以上説明したように構成され
ているため、以下に記載する効果を奏する。交流電源1
とインダクタンス負荷との間の給電スイッチ回路8,2
2,30に設けた自己消弧型の半導体制御素子11,1
4,27,28,36をインダクタンス負荷の交番磁束
のゼロクロスに同期してスイッチング制御し、インダク
タンス負荷に給電する交流電力を前記交番磁束のゼロク
ロスに同期して調整したため、サイクル制御の毎給電期
間の始め及び終わりがインダクタンス負荷の交番磁束最
小(磁束ゼロ)に一致し、毎給電期間の始めに磁気飽和
が発生せず、この磁気飽和に伴う過大な突入電流が防止
されてスイッチ回路8,22,30等が突入電流で破損
せず、信頼性の高いサイクル制御を実現できる。
ているため、以下に記載する効果を奏する。交流電源1
とインダクタンス負荷との間の給電スイッチ回路8,2
2,30に設けた自己消弧型の半導体制御素子11,1
4,27,28,36をインダクタンス負荷の交番磁束
のゼロクロスに同期してスイッチング制御し、インダク
タンス負荷に給電する交流電力を前記交番磁束のゼロク
ロスに同期して調整したため、サイクル制御の毎給電期
間の始め及び終わりがインダクタンス負荷の交番磁束最
小(磁束ゼロ)に一致し、毎給電期間の始めに磁気飽和
が発生せず、この磁気飽和に伴う過大な突入電流が防止
されてスイッチ回路8,22,30等が突入電流で破損
せず、信頼性の高いサイクル制御を実現できる。
【図1】本発明のサイクル制御方法の第1の実施例の結
線図である。
線図である。
【図2】図1の一部の詳細なブロック図である。
【図3】(a),(b)は図1の動作説明用の電圧,磁
束の波形図である。
束の波形図である。
【図4】本発明の第2の実施例の結線図である。
【図5】(a),(b)は図4の動作説明用の電圧,磁
束の波形図である。
束の波形図である。
【図6】本発明の第3の実施例の結線図である。
【図7】従来例の結線図である。
【図8】(a),(b)は図7の動作説明用の電圧,磁
束の波形図である。
束の波形図である。
1 交流電源 2 インダクタンス負荷としての変圧器 8,22,30 給電スイッチ回路 11,14,27,28,36 IGBT
Claims (1)
- 【請求項1】 交流電源とインダクタンス負荷との間の
半導体構成の給電スイッチ回路に設けた自己消弧型の半
導体制御素子を前記負荷の交番磁束のゼロクロスに同期
してスイッチグ制御し、前記負荷に給電する交流電力を
前記交番磁束のゼロクロスに同期して調整することを特
徴とするサイクル制御方法。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP4253694A JP2711497B2 (ja) | 1992-08-27 | 1992-08-27 | サイクル制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP4253694A JP2711497B2 (ja) | 1992-08-27 | 1992-08-27 | サイクル制御方法 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0675644A JPH0675644A (ja) | 1994-03-18 |
JP2711497B2 true JP2711497B2 (ja) | 1998-02-10 |
Family
ID=17254853
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP4253694A Expired - Fee Related JP2711497B2 (ja) | 1992-08-27 | 1992-08-27 | サイクル制御方法 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2711497B2 (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2018147539A1 (ko) * | 2017-02-13 | 2018-08-16 | 주식회사 마루온 | 발열 및 스파크 저감 스위치 회로 |
Families Citing this family (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP7180157B2 (ja) * | 2018-07-13 | 2022-11-30 | 富士電機株式会社 | 双方向スイッチ回路 |
-
1992
- 1992-08-27 JP JP4253694A patent/JP2711497B2/ja not_active Expired - Fee Related
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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WO2018147539A1 (ko) * | 2017-02-13 | 2018-08-16 | 주식회사 마루온 | 발열 및 스파크 저감 스위치 회로 |
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---|---|
JPH0675644A (ja) | 1994-03-18 |
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Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |