JP2708652B2 - Square wave forming circuit and seek control device using the same - Google Patents
Square wave forming circuit and seek control device using the sameInfo
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Description
【0001】(目次) 産業上の利用分野 従来の技術(図13乃至図16) 発明が解決しようとする課題(図17) 課題を解決するための手段(図1) 作用 実施例 (a) 矩形波形成回路の第1の実施例の説明(図2乃至図
4) (b) 光ディスク装置の第1の実施例の説明(図5乃至図
6) (c) 矩形波形成回路の第2の実施例の説明(図7乃至図
11) (d) 光ディスク装置の第2の実施例の説明(図12) (e) 他の実施例の説明 発明の効果(Contents) Industrial application field Conventional technology (FIGS. 13 to 16) Problems to be solved by the invention (FIG. 17) Means for solving the problems (FIG. 1) Action Embodiment (a) Rectangular Description of the first embodiment of the wave forming circuit (FIGS. 2 to 4) (b) Description of the first embodiment of the optical disk device (FIGS. 5 and 6) (c) Second embodiment of the rectangular wave forming circuit Description of Examples (FIGS. 7 to 11) (d) Description of Second Embodiment of Optical Disc Apparatus (FIG. 12) (e) Description of Another Embodiment Effect of the Invention
【0002】[0002]
【産業上の利用分野】本発明は、帰還量可変のヒステリ
シス・コンパレータを用いた矩形波形成回路及びこれを
用いたシーク制御装置に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a rectangular wave forming circuit using a variable feedback amount hysteresis comparator and a seek control device using the same.
【0003】光ディスク装置(光磁気ディスク装置を含
む)は、磁気ディスク装置に比べ、記憶容量が大きいと
いう利点があり、外部記憶装置として注目されている。
このような、光ディスク装置等では、光ディスクからの
反射光からトラックエラー信号を得て、このトラックエ
ラー信号をコンパレータでスライスして、トラック横断
信号を生成し、これにより、トラック位置及び速度を検
出し、シーク制御している。An optical disk device (including a magneto-optical disk device) has an advantage that its storage capacity is larger than a magnetic disk device, and has attracted attention as an external storage device.
In such an optical disk device or the like, a track error signal is obtained from the reflected light from the optical disk, and the track error signal is sliced by a comparator to generate a track crossing signal, thereby detecting a track position and a speed. , Seek control.
【0004】このため、トラックエラー信号にノイズ及
びオフセットが乗っても、正確にトラック横断信号を生
成できる技術が望まれる。For this reason, there is a demand for a technique capable of accurately generating a track-crossing signal even when a noise and an offset are added to the track error signal.
【0005】[0005]
【従来の技術】図13は光ディスク装置の説明図、図1
4はトラックゼロクロス信号の説明図、図15はトラッ
ク横断動作の説明図である。2. Description of the Related Art FIG.
4 is an explanatory diagram of a track zero cross signal, and FIG. 15 is an explanatory diagram of a track crossing operation.
【0006】図13に示すように、図示しないスピンド
ルモータにより回転される光ディスク(光磁気ディス
ク)2に対し、光ディスク2に光ビームを照射する光学
ヘッド3と、光学ヘッド3を光ディスク2の径方向に駆
動するモータ(ボイスコイルモータ)1とが設けられて
いる。As shown in FIG. 13, an optical head 3 for irradiating an optical disk 2 with a light beam to an optical disk (magneto-optical disk) 2 rotated by a spindle motor (not shown), and the optical head 3 in the radial direction of the optical disk 2 (Voice coil motor) 1 to be driven.
【0007】一方、図14に示すように、光ディスク2
は、案内溝間にトラックが配置されており、光学ヘッド
3の光ビームの照射による光ディスク2から反射光を、
光学ヘッド3の対物レンズ31を介し2分割光検出器3
0により受光し、2分割光検出器30の受光出力A、B
の差を、TES(トラックエラー)信号作成回路10で
とり、トラックエラー信号TESを作成する。On the other hand, as shown in FIG.
Has tracks arranged between the guide grooves, and reflects light reflected from the optical disk 2 by irradiation of the optical head 3 with the light beam.
2 split photodetector 3 via objective lens 31 of optical head 3
0, the light receiving outputs A and B of the two-segment photodetector 30
Is obtained by a TES (track error) signal creation circuit 10 to create a track error signal TES.
【0008】このトラックエラー信号TESは、オフセ
ット補償回路11でオフセット補償され、位相進み回路
12で高域成分の位相を進め、トラックサーボスイッチ
13、加算器14を介し、パワーアンプ16に入力し、
対物レンズ31をトラック方向に駆動するトラック・ア
クチュエータ・コイル(図示せず)を駆動して、光ビー
ムをトラックに追従制御する。The track error signal TES is offset-compensated by an offset compensating circuit 11, the phase of a high frequency component is advanced by a phase advance circuit 12, and input to a power amplifier 16 via a track servo switch 13 and an adder 14.
A track actuator coil (not shown) that drives the objective lens 31 in the track direction is driven to control the light beam to follow the track.
【0009】一方、位相進み回路12のトラックエラー
信号TESは、トラック横断毎の周期の正弦波をなして
おり、このトラックエラー信号TESを高速コンパレー
タ15に入力し、図14のように、ゼロスライスし、ト
ラックゼロクロス信号TZCを生成し、トラックカウン
タ17でトラックゼロクロス信号TZCを計数し、これ
により、制御部(MPU)4は、光学ヘッド3の位置、
速度を求め、デジタル・アナログ・コンバータ22、パ
ワーアンプ24を介し、ボイスコイルモータ1をシーク
制御する。On the other hand, the track error signal TES of the phase advance circuit 12 forms a sine wave of a cycle every track traverse, and this track error signal TES is input to the high-speed comparator 15 and, as shown in FIG. Then, a track zero-cross signal TZC is generated, and the track zero-cross signal TZC is counted by the track counter 17, whereby the control unit (MPU) 4 determines the position of the optical head 3,
The speed is obtained, and seek control of the voice coil motor 1 is performed via the digital / analog converter 22 and the power amplifier 24.
【0010】又、光学ヘッド3の対物レンズ31の位置
を示すレンズポジション信号LPOSをレンズポジショ
ン作成回路18により生成し、位相進み回路19で高域
成分を進め、制御部4がシーク中にスイッチ21をオン
し、レンズポジション信号LPOSをパワーアンプ16
に入力し、対物レンズ31をロック制御する。Further, a lens position signal LPOS indicating the position of the objective lens 31 of the optical head 3 is generated by a lens position creation circuit 18, and a high frequency component is advanced by a phase advance circuit 19, and the control unit 4 switches the switch 21 during a seek operation. Is turned on, and the lens position signal LPOS is
To lock the objective lens 31.
【0011】尚、デジタル・アナログ・コンバータ20
は、シークの最後において、トラックアクチュエータ制
御信号を加算器14に入力し、トラック・アクチュエー
タ・コイルを駆動して、対物レンズ31によりレンズシ
ークして、シーク位置決めの安定を得るために設けられ
ている。The digital-to-analog converter 20
Is provided for inputting a track actuator control signal to the adder 14 at the end of a seek, driving a track actuator coil, and performing a lens seek by the objective lens 31 to obtain a stable seek positioning. .
【0012】このような光ディスク装置では、コンパレ
ータ15は、図14、図15に示すように、トラックエ
ラー信号TESを一定のスライスレベル(アナログ中心
電圧Vref)でスライスして、矩形波であるトラック
ゼロクロス信号TZCを生成するものであった。In such an optical disk device, the comparator 15 slices the track error signal TES at a constant slice level (analog center voltage Vref) as shown in FIGS. The signal TZC was generated.
【0013】ところで、図15に示すように、光ディス
ク2のトラックには、ID部(プレピット部)があり、
ID部では、案内溝が途切れているため、トラックエラ
ー信号TESに、図の様に、スパイク上のノイズがの
る。By the way, as shown in FIG. 15, the track of the optical disc 2 has an ID portion (pre-pit portion).
In the ID section, since the guide groove is interrupted, noise on the spike is added to the track error signal TES as shown in the figure.
【0014】このため、ID部からID後部にかけて、
トラックエラー信号TESが割れ、トラックエラー信号
TESをゼロレベルスライスしたトラックゼロクロス信
号TZCに余分のパルスが生じ、正確なトラック横断を
再現できなくなり、トラック位置誤差、速度誤差が生じ
る。For this reason, from the ID part to the rear part of the ID,
The track error signal TES is broken, an extra pulse is generated in the track zero cross signal TZC obtained by slicing the track error signal TES to a zero level, and accurate track crossing cannot be reproduced, resulting in a track position error and a speed error.
【0015】図16は従来技術の説明図である。このよ
うな、入力信号にのるノイズを除去できる矩形波形成回
路として、特開平3−36813号公報等に示されるよ
うに、出力を入力側に正帰還して、ヒステリシス特性を
持たせるヒステリシス・コンパレータが知られている。FIG. 16 is an explanatory diagram of the prior art. As disclosed in Japanese Patent Application Laid-Open No. 3-36813, for example, a rectangular wave forming circuit capable of removing noise on an input signal has a hysteresis circuit in which an output is positively fed back to an input side to have a hysteresis characteristic. Comparators are known.
【0016】ヒステリシス・コンパレータ15は、図1
6(A)に示すように、コンパレータ150のマイナス
側に、入力信号(トラックエラー信号)TESを、プラ
ス側に、アナログ基準電圧(DCオフセット電圧)Vr
efを抵抗R3を介し入力し、出力側は、抵抗R1を介
し+Vccでつり、出力電圧を抵抗R2により、直流結
合して、入力プラス側に正帰還するものである。The hysteresis comparator 15 corresponds to FIG.
As shown in FIG. 6A, the input signal (track error signal) TES is supplied to the negative side of the comparator 150 and the analog reference voltage (DC offset voltage) Vr is supplied to the positive side.
ef is input via a resistor R3, the output side is connected at + Vcc via a resistor R1, the output voltage is DC-coupled by a resistor R2, and positively fed back to the positive input side.
【0017】このような矩形波形成回路では、スライス
レベルに出力に応じたヒステリシスを与えることがで
き、ノイズ除去に有効である。このヒステリシス幅は、
帰還量を可変にすることにより、変化でき、例えば、特
開平3−36813号公報等では、帰還抵抗R2に並列
に抵抗R4とスイッチSWを設け、制御部4がスイッチ
SWをオフすると、ヒステリシス幅は大となり、スイッ
チSWをオンすると、ヒステリシス幅は小となる。In such a rectangular wave forming circuit, hysteresis corresponding to the output can be given to the slice level, which is effective for noise removal. This hysteresis width is
The feedback amount can be changed by making the feedback amount variable. For example, in Japanese Patent Application Laid-Open No. 3-36813, a resistor R4 and a switch SW are provided in parallel with the feedback resistor R2, and when the control unit 4 turns off the switch SW, the hysteresis width is reduced. Becomes large, and when the switch SW is turned on, the hysteresis width becomes small.
【0018】そして、従来技術では、図16(B)に示
すように、受信待ちの高周波ノイズの多い時に、スイッ
チSWをオンし、ヒステリシス幅をWaの如く、大きく
して、ノイズをカットし、正常な受信状態の低周波数の
時は、スイッチSWをオフし、ヒステリシス幅をWbの
如く、小と制御して、矩形波を形成していた。In the prior art, as shown in FIG. 16B, when there is a large amount of high-frequency noise waiting for reception, the switch SW is turned on, the hysteresis width is increased as Wa, and noise is cut off. At the time of low frequency in a normal reception state, the switch SW is turned off, and the hysteresis width is controlled to be small like Wb to form a rectangular wave.
【0019】[0019]
【発明が解決しようとする課題】図17は従来技術の問
題点説明図である。ところで、トラックエラー信号TE
Sは、光学ヘッド3の移動速度に応じた周波数の正弦波
であるから、低速シークしている時は、図17(A)に
示すように、トラックエラー信号TESの周波数が低
く、高速シークしている時は、図17(B)に示すよう
に、トラックエラー信号TESの周波数が高い。FIG. 17 is a diagram for explaining a problem of the prior art. By the way, the track error signal TE
Since S is a sine wave having a frequency corresponding to the moving speed of the optical head 3, during the low-speed seek, the frequency of the track error signal TES is low and the high-speed seek is performed as shown in FIG. 17B, the frequency of the track error signal TES is high as shown in FIG.
【0020】このようにトラックエラー信号TESは、
シーク速度により周波数が異なり、高速シーク程周波数
が高くなり、約500キロヘルツ程度にもなり、トラッ
クエラー信号作成回路10等のアンプの帯域特性、フィ
ルタ特性により、図17(B)に示すように、高周波信
号の振幅が減少するという現象がある。As described above, the track error signal TES is
The frequency varies depending on the seek speed, and the higher the seek speed, the higher the frequency becomes, which is about 500 kHz, and as shown in FIG. 17B, due to the band characteristics and filter characteristics of the amplifier such as the track error signal generation circuit 10, etc. There is a phenomenon that the amplitude of the high-frequency signal decreases.
【0021】このため、従来技術の高周波数ノイズを除
去するため、高周波数域でヒステリシス幅を大とし、低
周波数域でヒステリシス幅を小とすると、次の問題が生
じてしまう。For this reason, if the hysteresis width is increased in the high frequency range and the hysteresis width is reduced in the low frequency range in order to remove the high frequency noise of the prior art, the following problem occurs.
【0022】振幅制限を受けない低速シーク時のトラ
ックエラー信号TESに対しては、ヒステリシス幅が小
となるため、トラックエラー信号TESにのるノイズに
弱くなり、ノイズ除去マージンが小さくなる。Since the hysteresis width is small for the track error signal TES at the time of low-speed seek which is not limited by the amplitude, the noise on the track error signal TES is weak and the noise removal margin is small.
【0023】図17(B)に示すように、高速シーク
時の減少したトラックエラー信号TESの振幅に対して
は、ヒステリシス幅が過大となり、特にトラックエラー
信号TESのオフセットに対するマージンが小さくな
る。As shown in FIG. 17B, with respect to the reduced amplitude of the track error signal TES during the high-speed seek, the hysteresis width becomes excessively large, and in particular, the margin for the offset of the track error signal TES decreases.
【0024】従って、本発明は、周波数に応じて振幅が
変化する入力信号に対し、適切なヒステリシスで矩形波
を形成することができる矩形波形成回路を提供すること
を目的とする。Accordingly, it is an object of the present invention to provide a rectangular wave forming circuit capable of forming a rectangular wave with an appropriate hysteresis for an input signal whose amplitude changes according to the frequency.
【0025】又、本発明は、速度に応じて周波数と振幅
が変化する位置信号を適切なヒステリシスで矩形波に変
換し、シーク制御することができるシーク制御装置を提
供することを目的とする。Another object of the present invention is to provide a seek control device which can convert a position signal whose frequency and amplitude change according to the speed into a rectangular wave with an appropriate hysteresis and perform seek control.
【0026】[0026]
【課題を解決するための手段】図1は本発明の原理図で
ある。本発明の請求項1は、入力信号を、所定の電圧で
スライスして、矩形波を出力するコンパレータ150の
出力を入力側に帰還してなるヒステリシス・コンパレー
タ15と、該ヒステリシス・コンパレータ15の帰還量
を該入力信号の周波数に応じて制御する制御部4とを有
し、前記ヒステリシス・コンパレータ15の帰還回路
を、微分回路R2、C1と、該微分回路R2、C1の抵
抗R2に並列に抵抗R4とスイッチSWの直列回路を設
けて構成し、該制御部4が該スイッチSW)を制御し、
該入力信号が低周波数の時は、ヒステリシス幅を大に、
該入力信号が高周波数の時は、ヒステリシス幅を小に制
御することを特徴とする。FIG. 1 is a diagram illustrating the principle of the present invention. A first aspect of the present invention is a hysteresis comparator 15 which slices an input signal by a predetermined voltage and feeds back an output of a comparator 150 that outputs a rectangular wave to an input side, and a feedback of the hysteresis comparator 15. A control unit 4 for controlling the amount according to the frequency of the input signal, and a feedback circuit of the hysteresis comparator 15.
Between the differentiating circuits R2 and C1 and the differentiating circuits R2 and C1.
A series circuit of a resistor R4 and a switch SW is provided in parallel with the resistor R2.
The control unit 4 controls the switch SW),
When the input signal has a low frequency, the hysteresis width is increased,
When the input signal has a high frequency, the hysteresis width is controlled to be small.
【0027】本発明の請求項2は、移動部1、3からの
移動速度に応じた周波数の位置信号を所定の電圧でスラ
イスして、矩形波を出力するコンパレータ150の出力
を入力側に帰還してなるヒステリシス・コンパレータ1
5と、該矩形波出力から該移動部1、3の位置、速度を
求め、該移動部1、3を駆動制御する制御部4とを有
し、該制御部4は、前記移動部1、3の移動すべき距離
に応じて、前記ヒステリシス・コンパレータ15の帰還
量を制御して、該移動すべき距離が短い低速シーク時
は、ヒステリシス幅を大に、該移動すべき距離が長い高
速シーク時は、ヒステリシス幅を小に制御することを特
徴とする。According to the second aspect of the present invention, the moving parts 1 and 3
A position signal of a frequency corresponding to the moving speed is
Output of the comparator 150 that outputs a square wave
Hysteresis comparator 1 which feeds back to the input side
5 and the position and velocity of the moving parts 1 and 3 from the rectangular wave output.
And a control unit 4 for driving and controlling the moving units 1 and 3
The control unit 4 determines a distance to which the moving units 1 and 3 should move.
, The feedback of the hysteresis comparator 15
By controlling the amountAt low speed seeks where the distance to move is short
Has a large hysteresis width,Long distance to move high
During fast seekIs characterized by controlling the hysteresis width to a small value.
Sign.
【0028】本発明の請求項3は、請求項2において、
前記移動部1、3は、光ディスク2からの光によりトラ
ックエラー信号を出力する光学ヘッド3と、前記光学ヘ
ッド3を駆動する駆動部1とを含み、前記トラックエラ
ー信号を前記ヒステリシス・コンパレータ15に入力し
て、トラック横断信号を得ることを特徴とする。[0028] Claim 3 of the present invention is based on claim 2,
The moving parts 1 and 3 are moved by light from the optical disc 2.
An optical head 3 for outputting a read error signal;
And a drive unit 1 for driving the track 3.
Input to the hysteresis comparator 15
And obtaining a track crossing signal .
【0029】[0029]
【0030】[0030]
【0031】[0031]
【0032】[0032]
【0033】[0033]
【作用】本発明の請求項1では、帰還回路を、微分回路
R2、C1と、該微分回路R2、C1の抵抗R2に並列
に抵抗R4とスイッチSWの直列回路を設けて構成して
いるので、帰還回路を交流接続して帰還するので、帰還
量が出力の変化分となり、ヒステリシス幅を基準電圧に
対し、正負対称にでき、入力信号のノイズ、オフセット
に対するマージンをより大きくすることができる。According to the first aspect of the present invention, the feedback circuit is a differential circuit.
R2, C1 in parallel with the resistor R2 of the differentiating circuit R2, C1
Is provided with a series circuit of a resistor R4 and a switch SW.
Since the feedback circuit is connected by AC connection and returns,
The amount becomes the output change, and the hysteresis width is set to the reference voltage.
On the other hand, it can be symmetrical, and the input signal noise and offset
Can be made larger .
【0034】本発明の請求項2では、シーク制御装置に
おいて、矩形波出力から移動部1、3の位置、速度を求
め、移動部1、3を駆動制御する制御部4が、移動部
1、3の移動距離に応じて、即ち移動速度に応じて、ヒ
ステリシス・コンパレータ15の帰還量を制御するの
で、移動距離が短い低速シークにおける位置信号が低周
波数の時は、ヒステリシス幅を大に、移動距離が長い高
速シークにおける位置信号が高周波数の時は、ヒステリ
シス幅を小に制御することができ、移動部1、3の速度
に応じた周波数、振幅の位置信号を適切なヒステリシス
幅で矩形波に変換でき、位置、速度の検出を正確にで
き、安定なシーク制御が可能となる。According to a second aspect of the present invention, a seek control device is provided.
First, the positions and speeds of the moving units 1 and 3 are obtained from the rectangular wave output.
The control unit 4 that drives and controls the moving units 1 and 3 includes a moving unit.
According to the moving distances of the first and third, that is, the moving speed,
To control the amount of feedback of the
And the position signal during a low-speed seek with a short moving distance
At the wave number, the hysteresis width is large, and the moving distance is long.
When the position signal in fast seek is high frequency,
The cis width can be controlled to be small, and the speed of the moving parts 1 and 3 can be controlled.
Hysteresis for position signal of frequency and amplitude according to
It can be converted to a rectangular wave by width, and the position and speed can be detected accurately.
And stable seek control becomes possible .
【0035】本発明の請求項3では、移動部1、3は、
光ディスク2からの光によりトラックエラー信号を出力
する光学ヘッド3と、光学ヘッド3を駆動する駆動部1
とを含み、トラックエラー信号をヒステリシス・コンパ
レータ15に入力して、トラック横断信号を得るので、
光ディスク2のID部によるノイズや光学ヘッド3の調
整不良、温度変動、光ディスクの傾きによるオフセット
に対し、トラックエラー信号TESの振幅が変化して
も、最大のマージン幅でトラック横断信号を形成でき、
シーク動作が安定となる。According to a third aspect of the present invention, the moving units 1 and 3
Output track error signal by light from optical disk 2
Optical head 3 for driving, and drive unit 1 for driving optical head 3
And the track error signal to the hysteresis comparator.
Input to the radiator 15 to obtain the track crossing signal.
Noise caused by the ID portion of the optical disc 2 and the adjustment of the optical head 3
Misalignment, temperature fluctuation, offset due to optical disc tilt
However, the amplitude of the track error signal TES changes.
Can form a cross-track signal with the largest margin width,
The seek operation becomes stable .
【0036】[0036]
【0037】[0037]
【0038】[0038]
【0039】[0039]
【0040】[0040]
(a) 矩形波形成回路の第1の実施例の説明 図2は本発明の第1の実施例説明図、図3、図4は本発
明の第1の実施例動作説明図(その1、その2)であ
る。(a) Description of the first embodiment of the rectangular wave forming circuit FIG. 2 is an explanatory diagram of the first embodiment of the present invention, and FIGS. 3 and 4 are explanatory diagrams of the operation of the first embodiment of the present invention (parts 1 and 2). Part 2).
【0041】図2(A)において、ヒステリシス・コン
パレータ15の構成は、図16のものと同一であり、制
御部4は、入力信号TESが高周波数の時は、スイッチ
SWをオフし、入力信号TESが低周波数の時は、スイ
ッチSWをオンする。In FIG. 2A, the configuration of the hysteresis comparator 15 is the same as that of FIG. 16. When the input signal TES is at a high frequency, the control unit 4 turns off the switch SW and outputs the input signal TES. When the TES has a low frequency, the switch SW is turned on.
【0042】この動作を、図2(B)、(C)を用いて
説明すると、図2(A)の回路の帰還抵抗をR2のみと
して考えると、等価回路は、図2(B)の如くなり、矩
形波出力のロー/ハイはスイッチで表される。This operation will be described with reference to FIGS. 2B and 2C. Assuming that the feedback resistance of the circuit of FIG. 2A is only R2, the equivalent circuit is as shown in FIG. 2B. The low / high of the square wave output is represented by a switch.
【0043】この時、抵抗R1が、抵抗R2、R3と比
較して、充分小さいとすると、図2(C)の等価回路と
なり、出力がハイの時のa点の電位Vhは、下記(1)
式で示される。At this time, assuming that the resistance R1 is sufficiently smaller than the resistances R2 and R3, an equivalent circuit shown in FIG. 2C is obtained. When the output is high, the potential Vh at the point a is expressed by the following equation (1). )
It is shown by the formula.
【0044】[0044]
【数1】 (Equation 1)
【0045】一方、出力がローの時のa点の電位Vl
は、下記(2)式で示される。On the other hand, the potential Vl at point a when the output is low
Is represented by the following equation (2).
【0046】[0046]
【数2】 (Equation 2)
【0047】従って、ヒステリシス幅Wは、Vh−Vl
であるから、R3・Vcc/(R2+R3)となる。こ
こで、スイッチSWをオフとしたときは、ヒステリシス
幅W2は、R3・Vcc/(R2+R3)であるが、ス
イッチSWをオンしたときは、ヒステリシス幅W1は、
R3・Vcc/(R′+R3)となり、R′は、R2・
R4/(R2+R4)である。Therefore, the hysteresis width W is Vh-Vl
Therefore, R3 · Vcc / (R2 + R3) is obtained. Here, when the switch SW is turned off, the hysteresis width W2 is R3 · Vcc / (R2 + R3), but when the switch SW is turned on, the hysteresis width W1 is:
R3 · Vcc / (R ′ + R3), where R ′ is R2 · Rcc
R4 / (R2 + R4).
【0048】R2>R′であるから、W2<W1とな
る。従って、図3に示すように、低周波数の入力信号T
ESに対しては、スイッチSWをオンし、ヒステリシス
幅を大のW1に設定し、高周波数の入力信号TESに対
しては、スイッチSWをオフし、ヒステリシス幅を小の
W2に設定することにより、各々の振幅に応じた適切な
ヒステリシスで矩形波を形成でき、ノイズ、オフセット
に対するマージンを充分とることができる。Since R2> R ', W2 <W1. Therefore, as shown in FIG.
For the ES, the switch SW is turned on and the hysteresis width is set to a large W1, and for the high frequency input signal TES, the switch SW is turned off and the hysteresis width is set to a small W2. A rectangular wave can be formed with an appropriate hysteresis according to each amplitude, and a sufficient margin for noise and offset can be obtained.
【0049】ところで、この実施例の帰還回路は、直流
結合で構成されているので、図4(A)に示すように、
基準電圧Vrefに対し、出力がハイの時のa点の電位
の幅Vh′は、下記(3)式で示される。Incidentally, since the feedback circuit of this embodiment is constituted by DC coupling, as shown in FIG.
The width Vh 'of the potential at the point a when the output is high with respect to the reference voltage Vref is expressed by the following equation (3).
【0050】[0050]
【数3】 (Equation 3)
【0051】又、中心Vrefに対し、出力がローの時
のa点の電位の幅Vl′は、下記(4)式で示される。The potential width Vl 'at the point a when the output is low with respect to the center Vref is expressed by the following equation (4).
【0052】[0052]
【数4】 (Equation 4)
【0053】(3)式及び(4)式より、単一電源を用
いる時は、Vcc=2・Vrefの時に、電位幅V
h′、Vl′が等しくなり、ヒステリシスは、中心Vr
efに対し、正負対称となる。From the equations (3) and (4), when a single power supply is used, the potential width V when Vcc = 2 · Vref is obtained.
h ′ and Vl ′ become equal, and the hysteresis is the center Vr
It is symmetric with respect to ef.
【0054】又は、正負両電源を用いると、ヒステリシ
スは、正負対称となり、マージンを最大にとれる。 (b) 光ディスク装置の第1の実施例の説明 図5は本発明の第1の実施例光ディスク装置の構成図、
図6は本発明の第2の実施例光ディスク装置の動作説明
図である。Alternatively, if both positive and negative power supplies are used, the hysteresis becomes positive and negative symmetric, and the margin can be maximized. (b) Description of First Embodiment of Optical Disc Device FIG. 5 is a configuration diagram of an optical disc device according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a diagram for explaining the operation of the optical disk apparatus according to the second embodiment of the present invention.
【0055】図5において、図13で示したものと同一
のものは、同一の記号で示してあり、図13との相違
は、トラック横断信号作成回路15が、図2のヒステリ
シス・コンパレータ15で構成されている点である。In FIG. 5, the same components as those shown in FIG. 13 are indicated by the same symbols, and the difference from FIG. 13 is that the track traversing signal generation circuit 15 uses the hysteresis comparator 15 in FIG. It is a point that is configured.
【0056】図6により動作を説明すると、シークに先
立ち、制御部(MPU)4は、トラックカウンタ17
に、シークトラック数をセットし、ヒステリシス・コン
パレータ15のスイッチSWをオフし、ヒステリシス幅
を小のW2に設定し、加速電圧値をデジタル・アナログ
・コンバータ22に出力し、パワーアンプ24を介しボ
イスコイルモータ1を加速駆動する。The operation will be described with reference to FIG. 6. Prior to seeking, the control unit (MPU) 4 controls the track counter 17
The number of seek tracks is set, the switch SW of the hysteresis comparator 15 is turned off, the hysteresis width is set to a small W2, the acceleration voltage value is output to the digital / analog converter 22, and the voice is output via the power amplifier 24. The coil motor 1 is driven to accelerate.
【0057】この時、スイッチ21をオンし、レンズポ
ジション信号LPOSをパワーアンプ16に入力し、ト
ラックアクチュエータコイルをサーボ制御することによ
り、トラックアクチュエータの暴走を防止し、光学ヘッ
ド3からのレンズポジション信号LPOSによりトラッ
クアクチュエータを中立点に固定する。At this time, the switch 21 is turned on, the lens position signal LPOS is input to the power amplifier 16, and the track actuator coil is servo-controlled to prevent the track actuator from running out of control. The track actuator is fixed to the neutral point by LPOS.
【0058】これにより、光学ヘッド3が移動し、トラ
ックエラー信号作成回路10から正弦波状のトラックエ
ラー信号TESが発生し、トラック横断信号作成回路1
5でヒステリシス幅W2でトラックゼロクロス信号TZ
Cに変換される。As a result, the optical head 3 moves, a track error signal TES having a sine wave shape is generated from the track error signal generation circuit 10, and the track crossing signal generation circuit 1 is generated.
5, the track zero cross signal TZ with the hysteresis width W2
Converted to C.
【0059】トラックカウンタ17は、トラックゼロク
ロス信号TZCの立ち上がりでダウンカウントし、残り
トラック数を示し、制御部4は内蔵タイマTMによる一
定周期毎に、トラックカウンタ17の内容を読み込み、
残りトラック数を得て、前回の読み取り残りトラック数
との差から実速度を算出する。The track counter 17 counts down at the rise of the track zero cross signal TZC and indicates the number of remaining tracks. The control unit 4 reads the contents of the track counter 17 at regular intervals by the built-in timer TM.
The number of remaining tracks is obtained, and the actual speed is calculated from the difference from the previous number of remaining tracks to be read.
【0060】制御部4は、実速度が所定の設定速度に達
すると、加速を終了し、以降設定速度と実速度の差の駆
動電圧値をデジタル・アナログ・コンバータ22に出力
し、パワーアンプ24を介しボイスコイルモータ1を速
度制御する。When the actual speed reaches a predetermined set speed, the control unit 4 terminates the acceleration, and thereafter outputs a drive voltage value corresponding to the difference between the set speed and the actual speed to the digital / analog converter 22, and the power amplifier 24 The speed of the voice coil motor 1 is controlled via the.
【0061】そして、トラックカウンタ17の残りトラ
ック数が、予定の減速開始点に達すると、予定の減速カ
ーブに従う指令速度と実速度の差の駆動電圧値をデジタ
ル・アナログ・コンバータ22に出力し、パワーアンプ
24を介しボイスコイルモータ1を減速制御する。When the number of remaining tracks of the track counter 17 reaches a predetermined deceleration start point, a drive voltage value corresponding to the difference between the commanded speed and the actual speed according to the predetermined deceleration curve is output to the digital / analog converter 22. The deceleration control of the voice coil motor 1 is performed via the power amplifier 24.
【0062】更に、減速終了時には、トラックカウンタ
17の残りトラック数を読み取り、トラック間隔を時間
計測して、実速度を算出し、指令速度と実速度の差の駆
動電圧値のデジタル・アナログ・コンバータ22への出
力を停止し、スイッチ21をオフして、レンズポジショ
ン信号LPOSによるトラックサーボ制御を禁止し、実
速度による減速電圧値をデジタル・アナログ・コンバー
タ20に出力し、パワーアンプ16を介しトラックアク
チュエータを駆動制御(レンズシーク)する。Further, at the end of the deceleration, the number of remaining tracks of the track counter 17 is read, the track interval is measured with time, the actual speed is calculated, and the digital / analog converter of the drive voltage value of the difference between the command speed and the actual speed is used. 22, the switch 21 is turned off, the track servo control by the lens position signal LPOS is inhibited, the deceleration voltage value at the actual speed is output to the digital / analog converter 20, and the track is output via the power amplifier 16. Drive control (lens seek) of the actuator.
【0063】この時、トラックエラー信号TESの周波
数が低くなり、振幅制限をうけなくなるから、スイッチ
SWをオンし、ヒステリシス幅を大のW1に設定する。
このようにすると、ボイスコイルモータ1の減速制御だ
けでなく、トラックアクチュエータの制御により、位置
決めされるので、光ビームのトラック位置決めが安定
し、迅速な位置決めが可能となる。At this time, since the frequency of the track error signal TES decreases and the amplitude is not limited, the switch SW is turned on and the hysteresis width is set to a large value W1.
In this case, since the positioning is performed not only by the deceleration control of the voice coil motor 1 but also by the control of the track actuator, the track positioning of the light beam is stabilized, and the quick positioning becomes possible.
【0064】そして、目標トラックに到達すると、デジ
タル・アナログ・コンバータ20への出力を停止し、ス
イッチ13をオンし、トラックエラー信号TESによる
トラックアクチュエータのトラックサーボ制御を行うと
ともに、トラックアクチュエータによる対物レンズ31
の移動量に応じたレンズポジション信号LPOSにより
パワーアンプ24を介しボイスコイルモータ1を制御す
るダブルサーボを実行する。When reaching the target track, the output to the digital / analog converter 20 is stopped, the switch 13 is turned on, the track servo control of the track actuator is performed by the track error signal TES, and the objective lens is controlled by the track actuator. 31
A double servo for controlling the voice coil motor 1 via the power amplifier 24 is executed by a lens position signal LPOS corresponding to the movement amount of.
【0065】このダブルサーボによって、対物レンズ3
1の移動でトラック追従制御をしつつ、ボイスコイルモ
ータ1で光学ヘッド3を移動して、対物レンズ31を中
心点に保持する。The objective lens 3 is controlled by the double servo.
The optical head 3 is moved by the voice coil motor 1 while the track following control is performed by the movement of 1 to hold the objective lens 31 at the center point.
【0066】このように、制御部4が、トラック位置、
実速度を得るためのトラック横断信号TZCを、振幅に
応じたヒステリシス幅のトラック横断信号作成回路15
から作成するので、トラックエラー信号TESの振幅変
化があっても、ID部等のノイズや、トラックエラー信
号TESのオフセットによる過検出、未検出のない正確
にトラック横断を反映したトラック横断信号TZCが得
られ、トラック・カウント・ミス、速度検出ミスを防止
し、正確で安定したシーク動作が可能となる。As described above, the control unit 4 determines the track position,
A track crossing signal TZC for obtaining an actual speed is converted to a track crossing signal generation circuit 15 having a hysteresis width corresponding to the amplitude.
Therefore, even if there is a change in the amplitude of the track error signal TES, the track crossing signal TZC that accurately reflects the track crossing without overdetection due to the noise of the ID section or the like, the offset of the track error signal TES, and undetection. As a result, a track count error and a speed detection error can be prevented, and an accurate and stable seek operation can be performed.
【0067】又、遠距離のシークでも、図6のように、
シーク開始から急激にトラックエラー信号TESの周波
数が高くなることから、シーク開始からヒステリシス幅
を小のW2に設定し、シーク終了時のトラックエラー信
号TESの周波数が低くなった時に、ヒステリシス幅を
大のW1として、トラックエラー信号TESの振幅に応
じた最適のヒステリシス幅を設定し、振幅にかかわらず
マージンを最大とし、一層トラック・カウント・ミス、
速度検出ミスを防止し、正確で安定したシーク動作が可
能となる。Further, even in a seek at a long distance, as shown in FIG.
Since the frequency of the track error signal TES suddenly increases from the start of the seek, the hysteresis width is set to a small value W2 from the start of the seek, and the hysteresis width is increased when the frequency of the track error signal TES at the end of the seek decreases. , An optimum hysteresis width according to the amplitude of the track error signal TES is set, the margin is maximized irrespective of the amplitude, and the track count error,
Accurate and stable seek operation is possible by preventing speed detection errors.
【0068】更に、100トラック未満の近距離シーク
の場合は、トラックアクチュエータによるレンズシーク
で行っており、速度が最大速度に達しないから、制御部
4は、近距離シークか遠距離シークかを判定して、近距
離シークなら、スイッチSWをオフのまま、シークを開
始する。Further, in the case of a short-distance seek of less than 100 tracks, the lens seek is performed by a track actuator, and the speed does not reach the maximum speed. Therefore, the control unit 4 determines whether the seek is a short-distance seek or a long-distance seek. Then, if it is a short-distance seek, the seek is started with the switch SW kept off.
【0069】(c) 矩形波形成回路の第2の実施例の説明 図7は本発明の第2の実施例構成図、図8は本発明の第
2の実施例説明図、図9乃至図11は本発明の第2の実
施例動作説明図(その1乃至3)である。(C) Description of the Second Embodiment of the Rectangular Wave Forming Circuit FIG. 7 is a block diagram of a second embodiment of the present invention, FIG. 8 is an explanatory diagram of the second embodiment of the present invention, and FIGS. FIG. 11 is a diagram (parts 1 to 3) illustrating the operation of the second embodiment of the present invention.
【0070】この実施例を説明する前に、図2の第1の
実施例の問題点について説明すると、前述の図4(A)
に示すように、トラックエラー信号TESのサーボゼロ
点は、Vrefにバイアスされており、図2のヒステリ
シスは、図に示すように、トラックエラー信号TESが
ヒステリシスより高くなると、Vlに下がり、トラック
エラー信号TESがヒステリシスより低くなると、Vh
に上がり、トラックエラー信号TESに乗るノイズを検
出しないようにできる。Before describing this embodiment, the problems of the first embodiment shown in FIG. 2 will be described.
As shown in FIG. 2, the servo zero point of the track error signal TES is biased to Vref, and the hysteresis in FIG. 2 decreases to Vl when the track error signal TES becomes higher than the hysteresis as shown in FIG. When TES falls below hysteresis, Vh
And the noise on the track error signal TES can be prevented from being detected.
【0071】しかしながら、単電源を用いる時は、図4
(B)に示すように、アナログ回路を正負に動作するた
め、+Vccと接地0ボルトの間に、アナログ基準(D
Cオフセット)電圧Vrefをプラス側に設け、ここを
アナログゼロ電圧として、正負に動作できるようにして
いる。However, when using a single power supply, FIG.
As shown in (B), in order to operate the analog circuit in a positive or negative manner, the analog reference (D
(C offset) voltage Vref is provided on the plus side, and is used as an analog zero voltage so that it can operate positively and negatively.
【0072】このアナログ基準電圧Vrefは、極めて
安定であるからスライスの基準電圧として適している
が、約1.8ボルトであり、+Vccが約5ボルトである
から、前述の正負対称の条件を満たさなくなり、図4
(A)に示すように、ヒステリシスがアナログ基準電圧
Vrefに対し、正負非対称となり、次の問題が生じ
る。The analog reference voltage Vref is extremely stable and is suitable as a reference voltage for slices. However, since it is about 1.8 volts and + Vcc is about 5 volts, it satisfies the above-mentioned symmetric condition. Figure 4
As shown in (A), the hysteresis becomes positive / negative asymmetric with respect to the analog reference voltage Vref, and the following problem occurs.
【0073】図4(A)に示すように、ハイ側のヒス
テリシス幅が小さく、負側のトラックエラー信号TES
にのったノイズを検出してしまい、ノイズに対するマー
ジンが少なく、誤検出を起こしやすい。As shown in FIG. 4A, the hysteresis width on the high side is small and the track error signal TES on the negative side is small.
Erroneous detection is likely to occur due to the detection of noise on the image.
【0074】トラックエラー信号TES自体にオフセ
ットがあると(例えば、図4では上側にオフセットがあ
ると)、トラックゼロクロス信号TZCの過検出、誤検
出を生じて、オフセットに対するマージンも少なくな
る。If there is an offset in the track error signal TES itself (for example, if there is an offset on the upper side in FIG. 4), over-detection and erroneous detection of the track zero cross signal TZC occur, and the margin for the offset decreases.
【0075】ヒステリシスを正負対称とするため、正
負両電源を用いると、電源回路が複雑となり、アナログ
回路も正負電源で動作するものが必要となり、回路規模
が大型となる。In order to make the hysteresis symmetrical between positive and negative, the use of both positive and negative power supplies complicates the power supply circuit, necessitates an analog circuit that operates on the positive and negative power supplies, and increases the circuit scale.
【0076】次に、第2の実施例を説明すると、図7に
おいて、図16で示したものと同一のものは、同一の記
号で示してあり、ヒステリシス・コンパレータは、コン
パレータ150のマイナス側に、入力信号(トラックエ
ラー信号)TESを、プラス側に、アナログ基準電圧
(DCオフセット電圧)Vrefを抵抗R3を介し入力
し、出力側は抵抗R1を介し+Vccでつり、出力電圧
を抵抗R2とコンデンサC1の微分回路により、入力プ
ラス側に負帰還するものであり、抵抗R2と並列に、抵
抗R4とスイッチSWの直列回路が設けられている。Next, a second embodiment will be described. In FIG. 7, the same components as those shown in FIG. 16 are indicated by the same symbols, and the hysteresis comparator is connected to the minus side of the comparator 150. , An input signal (track error signal) TES to the plus side, an analog reference voltage (DC offset voltage) Vref via a resistor R3, the output side via + Rcc via a resistor R1, and the output voltage via a resistor R2 and a capacitor. The differential circuit of C1 performs negative feedback on the positive input side, and a series circuit of a resistor R4 and a switch SW is provided in parallel with the resistor R2.
【0077】この動作を、図8を用いて説明すると、図
7の帰還抵抗をR2のみとして考えると、図8(A)の
回路となり、その等価回路は、図8(B)の如くなり、
矩形波出力のロー/ハイはスイッチで表される。This operation will be described with reference to FIG. 8. If the feedback resistor in FIG. 7 is considered to be only R2, the circuit shown in FIG. 8A is obtained, and its equivalent circuit is as shown in FIG.
A low / high square wave output is represented by a switch.
【0078】この時、抵抗R1が、抵抗R2、R3と比
較して、充分小さいとすると、図8(C)の等価回路と
なる。この等価回路において、出力がローからハイに変
化した場合の動作を図9により説明する。At this time, assuming that the resistance R1 is sufficiently smaller than the resistances R2 and R3, an equivalent circuit shown in FIG. 8C is obtained. The operation of this equivalent circuit when the output changes from low to high will be described with reference to FIG.
【0079】出力がローからハイに変化することは、抵
抗R2に電圧Vccが接続され、電圧Vccから抵抗R
2、コンデンサC1、抵抗R3を介し電圧Vrefに、
電流iが流れることになる。When the output changes from low to high, the voltage Vcc is connected to the resistor R2, and the resistance R
2. To the voltage Vref via the capacitor C1 and the resistor R3,
The current i flows.
【0080】ここで、コンデンサC1に蓄えられる電荷
をqとすると、電流iはdq/dt〔A〕、コンデンサ
C1の端子間電圧Vcはq/C1、抵抗R2、R3の降
下電圧Vrは(R2+R3)・iとなる。Here, assuming that the charge stored in the capacitor C1 is q, the current i is dq / dt [A], the terminal voltage Vc of the capacitor C1 is q / C1, and the voltage drop Vr of the resistors R2 and R3 is (R2 + R3 ) · I.
【0081】従って、電圧Vrefと電圧Vccとの差
は、下記(5)式により表される。Therefore, the difference between the voltage Vref and the voltage Vcc is expressed by the following equation (5).
【0082】[0082]
【数5】 (Equation 5)
【0083】この(5)式を整理すると、下記(6)式
となる。When the equation (5) is rearranged, the following equation (6) is obtained.
【0084】[0084]
【数6】 (Equation 6)
【0085】(6)式の両辺を積分すると、下記(7)
式となる。By integrating both sides of the equation (6), the following equation (7) is obtained.
It becomes an expression.
【0086】[0086]
【数7】 (Equation 7)
【0087】(7)式において、Kは積分定数であり、
これを−1nQkとおき、(7)式を変形すると、
(8)式となる。In the equation (7), K is an integration constant,
When this is set to -1nQk and the equation (7) is modified,
Equation (8) is obtained.
【0088】[0088]
【数8】 (Equation 8)
【0089】(8)式より、(9)式が得られる。From equation (8), equation (9) is obtained.
【0090】[0090]
【数9】 (Equation 9)
【0091】ここで、初期条件として、q0=−Cl・
Vref、t=0であるから、これを(9)式に代入す
ると、 −Cl・Vref=Cl(Vcc−Vref)−Qk となり、上式より、積分定数Qkは、 Qk=Cl・Vcc となる。Here, as an initial condition, q0 = −Cl ·
Since Vref and t = 0, substituting this into equation (9) gives -Cl.Vref = Cl (Vcc-Vref) -Qk. From the above equation, the integration constant Qk becomes Qk = Cl.Vcc. .
【0092】これを(9)式に代入して、電荷量qを求
めると、下記(10)式となる。By substituting this into the equation (9), the charge quantity q is obtained as the following equation (10).
【0093】[0093]
【数10】 (Equation 10)
【0094】従って、コンデンサC1の端子間電圧Vc
(=q/C1)は、下記(11)式となる。Therefore, the voltage Vc between the terminals of the capacitor C1 is obtained.
(= Q / C1) is represented by the following equation (11).
【0095】[0095]
【数11】 [Equation 11]
【0096】又、電流iは、(10)式を微分して、下記(1
2)式となる。The current i is obtained by differentiating equation (10) and
2)
【0097】[0097]
【数12】 (Equation 12)
【0098】これにより、a点電位Vaは、下記(13)式
となる。Thus, the potential Va at the point a is represented by the following equation (13).
【0099】[0099]
【数13】 (Equation 13)
【0100】即ち、図9(B)に示すように、出力がロ
ーからハイに変化すると、a点電位Vaは、Vcc・R
3/(R2+R3)上昇し、図のように減衰し、最終的
にはVrefに収束する。That is, as shown in FIG. 9B, when the output changes from low to high, the potential Va at point a becomes Vcc · R
3 / (R2 + R3) rises, attenuates as shown in the figure, and finally converges to Vref.
【0101】次に、図8(C)の等価回路において、出
力がハイからローに変化した場合の動作を図10により
説明する。出力がハイからローに変化することは、抵抗
R2がスイッチSWにより接地され、電圧Vrefから
抵抗R3、コンデンサC1、抵抗R2を介し接地側に、
電流iが流れることになる。Next, the operation when the output changes from high to low in the equivalent circuit of FIG. 8C will be described with reference to FIG. The change of the output from high to low means that the resistor R2 is grounded by the switch SW, and the voltage Vref is grounded via the resistor R3, the capacitor C1, and the resistor R2.
The current i flows.
【0102】ここで、コンデンサC1に蓄えられる電荷
をqとすると、電流iはdq/dt〔A〕、コンデンサ
C1の端子間電圧Vcはq/C1、抵抗R2、R3の降
下電圧Vrは(R2+R3)・iとなる。Here, assuming that the charge stored in the capacitor C1 is q, the current i is dq / dt [A], the voltage Vc between the terminals of the capacitor C1 is q / C1, and the drop voltage Vr of the resistors R2 and R3 is (R2 + R3 ) · I.
【0103】従って、電圧Vrefは、下記(14)式によ
り表される。Therefore, the voltage Vref is expressed by the following equation (14).
【0104】[0104]
【数14】 [Equation 14]
【0105】この(14)式を整理し、両辺を積分すると、
下記(15)式となる。By rearranging this equation (14) and integrating both sides,
The following equation (15) is obtained.
【0106】[0106]
【数15】 (Equation 15)
【0107】(15)式において、Kは積分定数であり、こ
れを−1nQkとおき、(15)式を変形すると、(16)式と
なる。In equation (15), K is an integration constant, which is set to -1nQk, and equation (16) is obtained by modifying equation (15).
【0108】[0108]
【数16】 (Equation 16)
【0109】(16)式より、(17)式が得られる。From equation (16), equation (17) is obtained.
【0110】[0110]
【数17】 [Equation 17]
【0111】ここで、初期条件として、q0=−C1
(Vcc−Vref)、t=0であるから、これを(17)
式に代入すると、 −C1(Vcc−Vref)=C1・Vref−Qk となり、上式より、積分定数Qkは、 Qk=C1・Vcc となる。Here, as an initial condition, q0 = −C1
Since (Vcc-Vref) and t = 0, this is represented by (17)
When substituted into the equation, −C1 (Vcc−Vref) = C1 · Vref−Qk, and from the above equation, the integration constant Qk becomes Qk = C1 · Vcc.
【0112】これを(17)式に代入して、電荷量qを求め
ると、下記(18)式となる。By substituting this into the equation (17) to obtain the electric charge q, the following equation (18) is obtained.
【0113】[0113]
【数18】 (Equation 18)
【0114】従って、コンデンサC1の端子間電圧Vc
(=q/C1)は、下記(19)式となる。Accordingly, the terminal voltage Vc of the capacitor C1 is obtained.
(= Q / C1) is given by the following equation (19).
【0115】[0115]
【数19】 [Equation 19]
【0116】又、電流iは、(18)式を微分して、下記(2
0)式となる。The current i is obtained by differentiating equation (18) and
0)
【0117】[0117]
【数20】 (Equation 20)
【0118】これにより、a点電位Vaは、下記(21)式
となる。Thus, the potential Va at the point a is expressed by the following equation (21).
【0119】[0119]
【数21】 (Equation 21)
【0120】即ち、図10(B)に示すように、出力が
ハイからローに変化すると、a点電位Vaは、Vcc・
R3/(R2+R3)下降し、図のように減衰し、最終
的にはVrefに収束する。That is, as shown in FIG. 10B, when the output changes from high to low, the potential Va at point a becomes Vcc ·
R3 / (R2 + R3) falls, attenuates as shown in the figure, and finally converges to Vref.
【0121】この微粉回路の時定数1/C1(R2+R
3)を小として、減衰時間を長くしておくと、予想され
るトラックエラー信号TESの最短周期は、図9
(B)、図10(B)の点線の位置となり、実質上±V
cc・R3/(R2+R3)の帰還量が得られる。The time constant 1 / C1 (R2 + R
If 3) is made small and the decay time is made long, the expected shortest period of the track error signal TES is as shown in FIG.
(B), the position indicated by the dotted line in FIG.
A feedback amount of cc · R3 / (R2 + R3) is obtained.
【0122】これにより、図11(A)に示すように、
初期状態では、ヒステリシスは正負対称でないが、入力
信号TESとの比較結果により、直ちにヒステリシスは
アナログ基準電圧Vrefを中心に正負対称となり、そ
の幅は、Vcc・R3/(R2+R3)であり、トラッ
クエラー信号TESの最小振幅より小さく設定する必要
がある。As a result, as shown in FIG.
In the initial state, the hysteresis is not positive / negative symmetric, but the hysteresis immediately becomes positive / negative symmetric about the analog reference voltage Vref according to the result of comparison with the input signal TES, and the width is Vcc · R3 / (R2 + R3), and the track error It is necessary to set smaller than the minimum amplitude of the signal TES.
【0123】このため、図11(B)に示すように、ト
ラックエラー信号TESにのるノイズマージンが増加
し、トラックエラー信号TESのオフセットに対するマ
ージンも増加し、過検出、未検出のないトラック横断信
号TZCが得られる。For this reason, as shown in FIG. 11B, the noise margin on the track error signal TES increases, and the margin for the offset of the track error signal TES also increases. The signal TZC is obtained.
【0124】ここで、スイッチSWがオフの時は、ヒス
テリシス幅は、Vcc・R3/(R2+R3)である
が、スイッチSWをオンすると、微分回路の抵抗値R′
は、R2・R4/(R2+R4)となり、ヒステリシス
幅は、Vcc・R3/(R′+R3)となり、ヒステリ
シス幅を可変にできる。Here, when the switch SW is off, the hysteresis width is Vcc · R3 / (R2 + R3), but when the switch SW is turned on, the resistance value R ′ of the differentiating circuit is obtained.
Is R2 · R4 / (R2 + R4), the hysteresis width is Vcc · R3 / (R ′ + R3), and the hysteresis width can be made variable.
【0125】ここでは、制御部4が、100トラック未
満の近距離シークでは、トラックアクチュエータによる
レンズシークであり、速度が最高速度に達する前に、減
速するから、トラックエラー信号TESは低周波数であ
り、アンプによる振幅制限を受けないので、制御部4
は、スイッチSWをオンし、ヒステリシス幅を大きくと
り、遠距離シークでは、速度が最高速度に達し、トラッ
クエラー信号TESは高周波数となり、アンプによる振
幅制限を受けるので、制御部4は、スイッチSWをオフ
し、ヒステリシス幅を小さくして、トラックエラー信号
TESの振幅に応じたヒステリシス幅を得るようにして
いる。Here, the control unit 4 determines that the track error signal TES has a low frequency because the lens seek by the track actuator is performed during the short-distance seek of less than 100 tracks and the speed is reduced before the speed reaches the maximum speed. Since the amplitude is not limited by the amplifier, the control unit 4
Turns on the switch SW, increases the hysteresis width, and in a long-distance seek, the speed reaches the maximum speed, the track error signal TES becomes a high frequency, and the amplitude is limited by the amplifier. Is turned off, the hysteresis width is reduced, and a hysteresis width corresponding to the amplitude of the track error signal TES is obtained.
【0126】これにより、入力信号の振幅に応じたヒス
テリシス幅で、入力信号をスライスすることができ、単
一電源でも、ヒステリシスが正負対称となり、ノイズ、
オフセットに対するマージンを充分にとれる。As a result, the input signal can be sliced with a hysteresis width according to the amplitude of the input signal.
A sufficient margin for the offset can be obtained.
【0127】(d) 光ディスク装置の第2の実施例の説明 図12は本発明の光ディスク装置の第2の実施例構成図
である。図12において、図13で示したものと同一の
ものは、同一の記号で示してあり、図13との相違は、
トラック横断信号作成回路15が、図7のヒステリシス
・コンパレータで構成されている点である。(D) Description of Second Embodiment of Optical Disc Apparatus FIG. 12 is a block diagram of an optical disc apparatus according to a second embodiment of the present invention. 12, the same components as those shown in FIG. 13 are denoted by the same symbols, and the differences from FIG.
The point is that the track crossing signal generation circuit 15 is configured by the hysteresis comparator of FIG.
【0128】この動作は、図6と同一であり、シークに
先立ち、制御部(MPU)4は、トラックカウンタ17
に、シークトラック数をセットし、ヒステリシス・コン
パレータ15のスイッチSWをオフし、ヒステリシス幅
を小のW2に設定し、加速電圧値をデジタル・アナログ
・コンバータ22に出力し、パワーアンプ24を介しボ
イスコイルモータ1を加速駆動する。This operation is the same as that of FIG. 6, and prior to seeking, the control unit (MPU) 4
The number of seek tracks is set, the switch SW of the hysteresis comparator 15 is turned off, the hysteresis width is set to a small W2, the acceleration voltage value is output to the digital / analog converter 22, and the voice is output via the power amplifier 24. The coil motor 1 is driven to accelerate.
【0129】この時、スイッチ21をオンし、レンズポ
ジション信号LPOSをパワーアンプ16に入力し、ト
ラックアクチュエータコイルをサーボ制御することによ
り、トラックアクチュエータの暴走を防止し、光学ヘッ
ド3からのレンズポジション信号LPOSによりトラッ
クアクチュエータを中立点に固定する。At this time, the switch 21 is turned on, the lens position signal LPOS is input to the power amplifier 16, and the track actuator coil is servo-controlled to prevent the track actuator from running out of control. The track actuator is fixed to the neutral point by LPOS.
【0130】これにより、光学ヘッド3が移動し、トラ
ックエラー信号作成回路10から正弦波状のトラックエ
ラー信号TESが発生し、トラック横断信号作成回路1
5でヒステリシス幅W2でトラックゼロクロス信号TZ
Cに変換される。As a result, the optical head 3 moves, and the track error signal generating circuit 10 generates a sinusoidal track error signal TES.
5, the track zero cross signal TZ with the hysteresis width W2
Converted to C.
【0131】トラックカウンタ17は、トラックゼロク
ロス信号TZCの立ち上がりでダウンカウントし、残り
トラック数を示し、制御部4は内蔵タイマTMによる一
定周期毎に、トラックカウンタ17の内容を読み込み、
残りトラック数を得て、前回の読み取り残りトラック数
との差から実速度を算出する。The track counter 17 counts down at the rise of the track zero cross signal TZC and indicates the number of remaining tracks. The control unit 4 reads the contents of the track counter 17 at regular intervals by the built-in timer TM.
The number of remaining tracks is obtained, and the actual speed is calculated from the difference from the previous number of remaining tracks to be read.
【0132】制御部4は、実速度が所定の設定速度に達
すると、加速を終了し、以降設定速度と実速度の差の駆
動電圧値をデジタル・アナログ・コンバータ22に出力
し、パワーアンプ24を介しボイスコイルモータ1を速
度制御する。When the actual speed reaches a predetermined set speed, the control unit 4 terminates the acceleration, and thereafter outputs a drive voltage value corresponding to the difference between the set speed and the actual speed to the digital / analog converter 22, and the power amplifier 24 The speed of the voice coil motor 1 is controlled via the.
【0133】そして、トラックカウンタ17の残りトラ
ック数が、予定の減速開始点に達すると、予定の減速カ
ーブに従う指令速度と実速度の差の駆動電圧値をデジタ
ル・アナログ・コンバータ22に出力し、パワーアンプ
24を介しボイスコイルモータ1を減速制御する。When the remaining number of tracks of the track counter 17 reaches the scheduled deceleration start point, a drive voltage value of the difference between the command speed and the actual speed according to the scheduled deceleration curve is output to the digital / analog converter 22. The deceleration control of the voice coil motor 1 is performed via the power amplifier 24.
【0134】更に、減速終了時には、トラックカウンタ
17の残りトラック数を読み取り、トラック間隔を時間
計測して、実速度を算出し、指令速度と実速度の差の駆
動電圧値のデジタル・アナログ・コンバータ22への出
力を停止し、スイッチ21をオフして、レンズポジショ
ン信号LPOSによるトラックサーボ制御を禁止し、実
速度による減速電圧値をデジタル・アナログ・コンバー
タ20に出力し、パワーアンプ16を介しトラックアク
チュエータを駆動制御(レンズシーク)する。Further, at the end of the deceleration, the number of remaining tracks of the track counter 17 is read, the track interval is measured in time, the actual speed is calculated, and the digital / analog converter of the drive voltage value of the difference between the command speed and the actual speed is used. 22, the switch 21 is turned off, the track servo control by the lens position signal LPOS is inhibited, the deceleration voltage value at the actual speed is output to the digital / analog converter 20, and the track is output via the power amplifier 16. Drive control (lens seek) of the actuator.
【0135】この時、トラックエラー信号TESの周波
数が低くなり、振幅制限をうけなくなるから、スイッチ
SWをオンし、ヒステリシス幅を大のW1に設定する。
このようにすると、ボイスコイルモータ1の減速制御だ
けでなく、トラックアクチュエータの制御により、位置
決めされるので、光ビームのトラック位置決めが安定
し、迅速な位置決めが可能となる。At this time, since the frequency of the track error signal TES decreases and the amplitude is not limited, the switch SW is turned on and the hysteresis width is set to a large value W1.
In this case, since the positioning is performed not only by the deceleration control of the voice coil motor 1 but also by the control of the track actuator, the track positioning of the light beam is stabilized, and the quick positioning becomes possible.
【0136】そして、目標トラックに到達すると、デジ
タル・アナログ・コンバータ20への出力を停止し、ス
イッチ13をオンし、トラックエラー信号TESによる
トラックアクチュエータのトラックサーボ制御を行うと
ともに、トラックアクチュエータによる対物レンズ31
の移動量に応じたレンズポジション信号LPOSにより
パワーアンプ24を介しボイスコイルモータ1を制御す
るダブルサーボを実行する。When reaching the target track, the output to the digital / analog converter 20 is stopped, the switch 13 is turned on, the track servo control of the track actuator is performed by the track error signal TES, and the objective lens is controlled by the track actuator. 31
A double servo for controlling the voice coil motor 1 via the power amplifier 24 is executed by a lens position signal LPOS corresponding to the movement amount of.
【0137】このダブルサーボによって、対物レンズ3
1の移動でトラック追従制御をしつつ、ボイスコイルモ
ータ1で光学ヘッド3を移動して、対物レンズ31を中
心点に保持する。The objective lens 3 is controlled by the double servo.
The optical head 3 is moved by the voice coil motor 1 while the track following control is performed by the movement of 1 to hold the objective lens 31 at the center point.
【0138】このように、制御部4が、トラック位置、
実速度を得るためのトラック横断信号TZCを、ヒステ
リシス正負対称のトラック横断信号作成回路15から作
成するので、ID部等のノイズや、トラックエラー信号
TESのオフセットによる過検出、未検出のない正確に
トラック横断を反映したトラック横断信号TZCが得ら
れ、トラック・カウント・ミス、速度検出ミスを防止
し、正確で安定したシーク動作が可能となる。As described above, the control unit 4 determines the track position,
Since the track crossing signal TZC for obtaining the actual speed is generated from the track crossing signal generation circuit 15 having a hysteresis of positive / negative symmetry, accurate detection without overdetection due to noise of the ID section or the like and offset of the track error signal TES without undetection. A track crossing signal TZC reflecting the track crossing is obtained, and a track count error and a speed detection error are prevented, and an accurate and stable seek operation can be performed.
【0139】又、遠距離のシークでも、図12のよう
に、シーク開始から急激にトラックエラー信号TESの
周波数が高くなることから、シーク開始からヒステリシ
ス幅を小のW2に設定し、シーク終了時のトラックエラ
ー信号TESの周波数が低くなった時に、ヒステリシス
幅を大のW1として、トラックエラー信号TESの振幅
に応じた最適のヒステリシス幅を設定し、振幅にかかわ
らずマージンを最大とし、一層トラック・カウント・ミ
ス、速度検出ミスを防止し、正確で安定したシーク動作
が可能となる。Even in a long-distance seek, as shown in FIG. 12, since the frequency of the track error signal TES rapidly increases from the start of the seek, the hysteresis width is set to a small W2 from the start of the seek. When the frequency of the track error signal TES becomes low, the hysteresis width is set to a large value W1 to set an optimum hysteresis width according to the amplitude of the track error signal TES. Prevents counting mistakes and speed detection mistakes, and enables accurate and stable seek operations.
【0140】更に、100トラック未満の近距離シーク
の場合は、トラックアクチュエータによるレンズシーク
であり、速度が最大速度に達する前に、減速するから、
制御部4は、近距離シークか遠距離シークかを判定し
て、近距離シークなら、スイッチSWをオンのまま、シ
ークを開始する。Further, in the case of a short distance seek of less than 100 tracks, a lens seek by a track actuator is performed, and the speed is reduced before the speed reaches the maximum speed.
The control unit 4 determines whether it is a short-distance seek or a long-distance seek, and if it is a short-distance seek, starts the seek while keeping the switch SW on.
【0141】(e) 他の実施例の説明 上述の実施例の他に、本発明は、次のような変形が可能
である。 光ディスク装置を例に説明したが、光磁気ディスク装
置にも適用でき、トラック横断信号の作成のみならず、
他の交流信号にも適用できる。(E) Description of Other Embodiments In addition to the above-described embodiments, the present invention can be modified as follows. Although the optical disk device has been described as an example, the present invention can also be applied to a magneto-optical disk device.
It can be applied to other AC signals.
【0142】ヒステリシス・コンパレータの正側に帰
還しているが、負側に帰還しても実現できる。 帰還回路において、スイッチと抵抗の直列回路を複数
個、帰還回路の抵抗に並列に設け、ヒステリシス幅を複
数段階に可変とすることもできる。Although the signal is fed back to the positive side of the hysteresis comparator, it can be realized by feeding back to the negative side. In the feedback circuit, a plurality of series circuits of a switch and a resistor may be provided in parallel with the resistor of the feedback circuit, and the hysteresis width may be varied in a plurality of stages.
【0143】以上、本発明を実施例により説明したが、
本発明の主旨の範囲内で種々の変形が可能であり、これ
らを本発明の範囲から排除するものではない。As described above, the present invention has been described with reference to the embodiments.
Various modifications are possible within the scope of the present invention, and these are not excluded from the scope of the present invention.
【0144】[0144]
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
次の効果を奏する。 矩形波形成回路のヒステリシス・コンパレータの帰還
量を、入力信号の周波数に応じて変化し、低周波数の時
は、ヒステリシス幅を大、高周波数の時は、ヒステリシ
ス幅を小とするので、高周波数の入力信号の振幅が減少
しても、入力信号を正確に反映した矩形波を出力でき
る。As described above, according to the present invention,
The following effects are obtained. The amount of feedback of the hysteresis comparator of the square wave forming circuit is changed according to the frequency of the input signal.The hysteresis width is large at low frequencies, and the hysteresis width is small at high frequencies. Even if the amplitude of the input signal decreases, a rectangular wave that accurately reflects the input signal can be output.
【0145】低周波数の時は、ヒステリシス幅を大、
高周波数の時は、ヒステリシス幅を小とするので、高周
波数の入力信号の振幅が減少しても、入力信号の振幅に
対して、最大のマージンを得ることができる。帰還回路を、微分回路R2、C1と、該微分回路R
2、C1の抵抗R2に並列に抵抗R4とスイッチSWの
直列回路を設けて構成しているので、帰還回路を交流接
続して帰還するので、帰還量が出力の変化分となり、ヒ
ステリシス幅を基準電圧に対し、正負対称にでき、入力
信号のノイズ、オフセットに対するマージンをより大き
くすることができる。 移動部1、3を駆動制御する制御部4は、移動部1、
3の移動距離、即ち移動速度に応じて、ヒステリシス・
コンパレータ15の帰還量を制御するので、移動距離が
短い低速シークにおける位置信号が低周波数の時は、ヒ
ステリシス幅を大に、移動距離が長い高速シークにおけ
る位置信号が高周波数の時は、ヒステリシス幅を小に制
御することができ、移動部1、3の速度に応じた周波
数、振幅の位置信号を適切なヒステリシス幅で矩形波に
変換でき、位置、速度の検出を正確にでき、安定なシー
ク制御が可能となる。 At low frequencies, the hysteresis width is large.
When the frequency is high, the hysteresis width is small, so that even if the amplitude of the high frequency input signal decreases, the maximum margin can be obtained for the amplitude of the input signal. The feedback circuit is composed of differentiating circuits R2 and C1 and the differentiating circuit R
2, the resistor R4 and the switch SW are connected in parallel with the resistor R2 of C1.
Since a series circuit is provided, the feedback circuit
Since the feedback continues, the amount of feedback becomes the output change and
The steric width can be symmetric with respect to the reference voltage,
Greater margin for signal noise and offset
Can be done. The control unit 4 that drives and controls the moving units 1 and 3 includes:
3 according to the moving distance of 3, that is, the moving speed.
Since the feedback amount of the comparator 15 is controlled, the moving distance is
When the position signal at short low speed seek is low frequency,
For high speed seeks with a large steresis width and long travel distance
When the position signal is high frequency, the hysteresis width is
Frequency corresponding to the speed of the moving parts 1 and 3.
Number and amplitude position signals into square waves with appropriate hysteresis width
Conversion, accurate position and speed detection, stable
Can be controlled.
【図1】本発明の原理図である。FIG. 1 is a principle diagram of the present invention.
【図2】本発明の矩形波形成回路の第1の実施例説明図
である。FIG. 2 is an explanatory diagram of a first embodiment of a rectangular wave forming circuit of the present invention.
【図3】本発明の第1の実施例動作説明図(その1)で
ある。FIG. 3 is an operation explanatory view (part 1) of the first embodiment of the present invention;
【図4】本発明の第1の実施例動作説明図(その2)で
ある。FIG. 4 is a diagram (part 2) for explaining the operation of the first embodiment of the present invention;
【図5】本発明の光ディスク装置の第1の実施例構成図
である。FIG. 5 is a configuration diagram of a first embodiment of the optical disk device of the present invention.
【図6】本発明の光ディスク装置の第1の実施例動作説
明図である。FIG. 6 is an operation explanatory diagram of the first embodiment of the optical disk device of the present invention.
【図7】本発明の矩形波形成回路の第2の実施例構成図
である。FIG. 7 is a configuration diagram of a second embodiment of the rectangular wave forming circuit of the present invention.
【図8】本発明の第2の実施例説明図である。FIG. 8 is an explanatory view of a second embodiment of the present invention.
【図9】本発明の第2の実施例動作説明図(その1)で
ある。FIG. 9 is a diagram (part 1) for explaining the operation of the second embodiment of the present invention;
【図10】本発明の第2の実施例動作説明図(その2)
である。FIG. 10 is a view for explaining the operation of the second embodiment of the present invention (part 2);
It is.
【図11】本発明の第2の実施例動作説明図(その3)
である。FIG. 11 is an operation explanatory view of the second embodiment of the present invention (part 3).
It is.
【図12】本発明の光ディスク装置の第2の実施例構成
図である。FIG. 12 is a block diagram of a second embodiment of the optical disk device of the present invention.
【図13】光ディスク装置の説明図である。FIG. 13 is an explanatory diagram of an optical disk device.
【図14】トラックゼロクロス信号の説明図である。FIG. 14 is an explanatory diagram of a track zero cross signal.
【図15】トラック横断動作の説明図である。FIG. 15 is an explanatory diagram of a track crossing operation.
【図16】従来技術の説明図である。FIG. 16 is an explanatory diagram of a conventional technique.
【図17】従来技術の問題点説明図である。FIG. 17 is an explanatory diagram of a problem in the related art.
1 ボイスコイルモータ(駆動部) 2 光ディスク 3 光学ヘッド 4 制御部(MPU) 10 トラックエラー信号作成回路 15 矩形波形成回路(トラック横断信号作成回路) 17 トラックカウンタ DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Voice coil motor (drive part) 2 Optical disk 3 Optical head 4 Control part (MPU) 10 Track error signal creation circuit 15 Rectangular wave formation circuit (Track crossing signal creation circuit) 17 Track counter
Claims (3)
て、矩形波を出力するコンパレータ(150)の出力を
入力側に帰還してなるヒステリシス・コンパレータ(1
5)と、該ヒステリシス・コンパレータ(15)の帰還
量を該入力信号の周波数に応じて制御する制御部(4)
とを有し、 前記ヒステリシス・コンパレータ(15)の帰還回路
を、微分回路(R2、C1)と、該微分回路(R2、C
1)の抵抗(R2)に並列に抵抗(R4)とスイッチ
(SW)の直列回路を設けて構成し、 該制御部(4)が該スイッチ(SW)を制御し、該入力
信号が低周波数の時は、ヒステリシス幅を大に、該入力
信号が高周波数の時は、ヒステリシス幅を小に制御する
ことを特徴とする矩形波形成回路。1. A hysteresis comparator (1) obtained by slicing an input signal at a predetermined voltage and feeding back an output of a comparator (150) for outputting a rectangular wave to an input side.
5) and a control unit (4) for controlling the amount of feedback of the hysteresis comparator (15) according to the frequency of the input signal.
And a feedback circuit of the hysteresis comparator (15) includes a differentiating circuit (R2, C1) and a differentiating circuit (R2, C1).
1) A series circuit of a resistor (R4) and a switch (SW) is provided in parallel with the resistor (R2) of (1), the control unit (4) controls the switch (SW), and the input signal has a low frequency. Wherein the hysteresis width is controlled to be large when the input signal has a high frequency, and the hysteresis width is controlled to be small when the input signal has a high frequency.
た周波数の位置信号を所定の電圧でスライスして、矩形
波を出力するコンパレータ(150)の出力を入力側に
帰還してなるヒステリシス・コンパレータ(15)と、
該矩形波出力から該移動部(1、3)の位置、速度を求
め、該移動部(1、3)を駆動制御する制御部(4)と
を有し、 該制御部(4)は、前記移動部(1、3)の移動すべき
距離に応じて、前記ヒステリシス・コンパレータ(1
5)の帰還量を制御して、該移動すべき距離が短い低速
シーク時は、ヒステリシス幅を大に、該移動すべき距離
が長い高速シーク時は、ヒステリシス幅を小に制御する
ことを特徴とするシーク制御装置。2. A method of slicing a position signal of a frequency corresponding to a moving speed from a moving unit (1 and 3) by a predetermined voltage and feeding back an output of a comparator (150) for outputting a rectangular wave to an input side. A hysteresis comparator (15)
A control unit (4) for obtaining the position and speed of the moving unit (1, 3) from the rectangular wave output and controlling the driving of the moving unit (1, 3); The hysteresis comparator (1) corresponds to a distance to be moved by the moving section (1, 3).
5) The amount of movement is controlled so that the distance to be moved is short and low speed
When seeking , increase the hysteresis width and the distance to move.
A seek control device characterized in that the hysteresis width is controlled to be small during a high-speed seek with a long distance.
(2)からの光によりトラックエラー信号を出力する光
学ヘッド(3)と、前記光学ヘッド(3)を駆動する駆
動部(1)とを含み、前記トラックエラー信号を前記ヒ
ステリシス・コンパレータ(15)に入力して、トラッ
ク横断信号を得ることを特徴とする請求項2のシーク制
御装置。3. An optical head (3) for outputting a track error signal by light from an optical disk (2), and a driving unit (1) for driving the optical head (3). The seek control device according to claim 2, wherein the track error signal is input to the hysteresis comparator (15) to obtain a track crossing signal.
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP3262016A JP2708652B2 (en) | 1991-10-09 | 1991-10-09 | Square wave forming circuit and seek control device using the same |
US07/957,521 US5351222A (en) | 1991-10-08 | 1992-10-06 | Disk storage apparatus including a single power supply hysteresis comparator having a symmetrical characteristic |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
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JP3262016A JP2708652B2 (en) | 1991-10-09 | 1991-10-09 | Square wave forming circuit and seek control device using the same |
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Publication Number | Publication Date |
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JPH05101561A JPH05101561A (en) | 1993-04-23 |
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Family Applications (1)
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Families Citing this family (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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WO1995008869A2 (en) * | 1993-09-20 | 1995-03-30 | Deutsche Thomson-Brandt Gmbh | Driving circuit with several sensors |
Family Cites Families (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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JPH02306478A (en) * | 1989-05-22 | 1990-12-19 | Canon Inc | Track counting circuit |
-
1991
- 1991-10-09 JP JP3262016A patent/JP2708652B2/en not_active Expired - Fee Related
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JPH05101561A (en) | 1993-04-23 |
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