JP2703258B2 - 電力変換装置の制御方法 - Google Patents
電力変換装置の制御方法Info
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Description
波数の交流電力を任意の周波数の交流電力に変換する電
力変換装置の制御方法に関する。
縦続接続循環電流形サイクロコンバータを用いて説明す
る。
電流の正極性の電流を流す正群コンバータ1,2と、負極
性の電流を流す負群コンバー3,4を2段縦続に接続し、
これらの正群コンバータ1,2と負群コンバー3,4に接続さ
れた変圧器5,6と循環電流を抑制するリアクトル7とか
らU相変換器は構成され、同様なV,W相の3相分と、そ
れぞれの出力を誘導電動機8に接続して主回路を構成し
ている。
を以下に述べる。
圧を出力してその2つの平均電圧が誘導電動機8に与え
られる。また、任意の周波数の正弦波電流を各相ごとに
120°ずつずれるように与えて、誘導電動機8の運転速
度を任意に可変するものである。
準ωr *と誘導電動機8の速度検出器43より検出された実
速度ωrとを比較して速度制御部31に入力する。速度制
御部31は比較積分及びオーバーシュート補正等から構成
されており、この出力がトルク基準T*となる。磁束演
算部32は、自動界磁弱の制御用で、実速度ωrから磁束
基準φを出力する。この出力で、トルク基準を除算器33
で除算したあとベクトル制御部34に入力する。ベクトル
制御部34では誘導電動機8の1次電流をトルク電流成分
I1q *と磁束電流成分I1d *に誘導電動機8の定数(2次
抵抗R22次インダクタンスL2相互インダクタンスM)
を用いて分解される。磁束飽和関数35aでは、誘導電動
機8の速度φと励磁電流I0の関係を磁束の飽和を考慮
して出力するものであり、微分器35bは磁束の変化率d
φ/dtから磁束を変化させるためのフォーシング電流I
FORを出力し、励磁電流I0とフォーシング電流IFORの
加算したものが磁束電流成分I1d *となる。また、トル
ク電流成分I1q *は、除算器33の出力に比例する。さら
に、誘導電動機8のすべり周波数ωSはトルク電流基
準,電動機定数と磁束とから演算される。ベクトル制御
部34の出力であるトルク電流成分I1q *と磁束電流成分I
1d *は、それぞれの実電流I1q−F,I1d−Fと比較され、
比例,積分要素からなる電流制御部36に入力される。各
々の実電流(I1q−F,I1d−F)は誘導電動機8の入力
電流であるIU,IV,IWを電流検出器37a,37b,37cで検出
し、3相2相変換器38を介して2相の直流量であるI1q
−FとE1d−Fに分解される。電流制御部36では、トル
ク電流成分と磁束電流成分の基準と、実電流の偏差は各
々独立して比例,積分制御されて、それぞれの電圧基準
Eq,Edとして出力される。電圧ベクトル演算部38では、
電圧基準入力Eq,Edを用いて電圧振幅基準Eと電圧位相
θVが以下の様に演算される。
数基準ωSとを加算した1次周波数θ0を積分器40を介し
て得た1次周波数位相φ0と、電圧位相θVから電圧基準
の固定巻線からの電圧位相θ0Vを求め、これと電圧振幅
基準Eを入力して、3相U,V,Wの電圧基準EU,EV,EWを出
力する。この演算は、 でありそれぞれ120°ごとにずれた正弦波として非対称
制御部41に入力される。非対称制御部41では、二段縦続
接続された主回路部42の各々の変換器に出力すべき電圧
信号に変換される。例えば、U相の場合は一段目の変換
器出力電圧基準U1Sとして一段目正群コンバータ1及び
一段目負群コンバータ3への出力電圧基準U1SAとU1SBが
各々あたえられる。また、二段目の変換器出力電圧基準
U2Sとして二段目正群コンバータ2と二段目負群コンバ
ータ4への出力電圧基準U2SAとU2SBが出力される。
ータ3,4に同じ電圧を出力するように電圧基準を与えら
れ、その平均電圧Vが誘導電動機8への出力となり、次
式で表わされる。
力電圧の実効値は等しく与えられるが、出力電圧波形か
ら生ずる差電圧で正群コンバータ1,2から負群コンバー
タ3,4を循環電流が流れ、その大きさは循環電流抑制用
のリアクトル7により抑制される。V,W相に関しても同
様である。
相の一段目の正群及び負群コンバータの出力電圧基準E
U1S(=U1SA=U1SB)と、二段目の正群及び負群コンバ
ータの出力電圧基準EU2S(=U2SA=U2SB)及び変換器
の総出力電圧基準EUの波形を示しており、第8図には
その制御方式を実現すべくフローチャートを示してい
る。すなわち、片側の変換器を変換器の最大電圧Eαに
個定し、変換器の総出力電圧EUになるべく他の変換器
の出力電圧を制御する。
電圧は第7図に示す波形のように正弦波となる。
数が低い場合、すなわち低速運転領域においては適応で
きるが、例えば、20〜30Hz以上の高い周波数において
は、このような非対称制御を出力する各段の出力電圧波
形が正しく出力できなくなるため、電動機への出力電圧
として正弦波を得ることができずトルクリップル等の外
乱となつてしまう。従って、この非対称制御は、第5図
で示すような電圧波形を実際に実現できる低周波数領域
でしか適用できなかった。
率の高いサイクロコンバータを実現するためには、サイ
クロコンバータとして入力力率の特に悪くなる低速度領
域(ベース速度程度)では非対称制御を用いて入力力率
を改善し、かつ高速領域では対称制御を用いることによ
り高周波数運転時の出力電圧波形を正しく与えることが
できるように制御する必要がある。
て非対称制御と対称制御を用い、特に制御方式の切換時
を連続的にスムーズに移行することにより、出力電圧波
形を乱すことなく高速運転が可能でしかも従来の低速領
域においては入力力率の高い電力変換装置の制御方法を
提供することを目的としている。
接続された2組の変換器でなる正側変換器と負側変換器
がリアクトルを介して逆並列接続された電力変換器を備
え、交流電圧基準に基づいて一定周波数の交流電圧を任
意の周波数の交流電圧に変換する場合、前記任意の周波
数が第1周波数以下のとき、一方の変換器の出力を最大
電圧に制御し、前記一方の変換器と他方の変換器の合成
された出力電圧が前記交流電圧基準に対応した値となる
ように前記他方の変換器を制御して非対称制御を行い、
前記任意の周波数が前記第1周波数より高い第2周波数
以上のとき、前記一方の変換器と前記他方の変換器の出
力電圧が同じ値で合成された出力電圧が前記交流電圧基
準に対応した値となるように対称制御を行い、前記第1
周波数から第2周波数に至る間で前記非対称制御から前
記対称制御に連続的に移行するように前記一方の変換器
と他方の変換器に前記交流電圧基準の周波数に基づいて
補正された交流電圧基準を与える。
第1周波数ωα以下のとき、一方の変換器の出力を最大
電圧Eα或いはEsinθ0V+Eαに制御し、他方の変換器
の出力をEsinθ0V-Eα或いは−Eαに制御して合成さ
れた出力電圧が交流電圧基準に対応した値となるように
制御して非対称制御を行い、交流電圧基準Esinθ0Vの周
波数が第1周波数ωαより高い第2周波数ωβ以上のと
き、一方の変換器と他方の変換器の出力を同じ値(1/
2)Esinθ0Vに制御して合成された出力電圧が交流電圧
基準に対応した値となるように対称制御を行い、交流電
圧基準Esinθ0Vの周波数が第1周波数ωαから第2周波
数ωβに至る間で一方の変換器の出力をK・Eα+
((1−K)/2)Esinθ0V或いは(1−(1−K)/2)
Esinθ0V+K・Eαに制御し、他方の変換器の出力を
(1−(1−K)/2))Esinθ0V−K・Eα或いは−K
・Eα+((1−K)/2)Esinθ0Vに制御してKの値を
1から0まで連続的に変化させ、非対称制御から対称制
御に連続的に移行するように交流電圧基準の周波数に基
づいて補正された交流電圧基準を与え、低い周波数領域
では入力力率を改善し、高い周波数領域では出力電圧波
形を乱すことなく出力特性の良い運転を行う。
ンバータに適用した例を用いて説明する。
にて第1図に示すようなシーケンスに基づいて位相出力
を決定する。
速度ωα及び高速周波数運転速度ωβとを比較する。ω
αとωβは、0<ωα<ωβで任意に設定できるが、サ
イクロコンバータの出力電圧波形の歪みが非対称制御を
行なって問題ない周波数ωαと対称制御を実施しないと
出力電圧波形が歪んでしまう等の影響でシステムとして
適用不可能な高速運転周波数ωβに設定する。
施し、|ωr|≧ωβ(ωβ/0)の領域では、対称制御
を行なう。また、ωα≦ωr≦ωβの領域の速度範囲に
おいては、非対称制御から対称制御に各段の出力電圧を
連続的にスムーズに移行するべく次のように電圧基準E
U1S,EU2Sを決定する。
K=1として|ωr|≧ωβの領域では、k=0として
制御を行い、ωαからωβの範囲ではKの値を1から0
まで連続的に変化させる。このようにして第2図に示す
ように、速度に応じてKを1から0まで変化させて、1
段目の出力電圧EU1Sと二段目の出力電圧EU2Sを制御
し、2つの変換器出力の総電圧、すなわち、電動機に供
給される電圧を電動機出力電圧基準EUになるようにす
る。
各出力電圧は次式となる。
波形はともに同じ正弦波電圧となる。すなわち、 となる。
は、電圧基準EU1S,EU2Sが決定され、EU1Sは1段目の
正群及び負群コンバータの出力電圧U1SA,U1SBとして、
EU2Sは2段目の正群及び負群コンバータの出力電圧U2S
A,U2SBとして与えられる。
に対しても同様に決定することができる。
力電圧基準を非対称制御から対称制御へ連続的にスムー
ズに移行する手段を有することにより、低速運転領域で
は入力力率を改善し、しかも出力電圧を歪ませることな
く、高速運転領域まで運転を実現することが可能とな
る。
第2図は電動機速度と変換器出力電圧と第1図に示した
変数Kとの関係を示すグラフ、第3図及び第4図は第1
図に示した制御方法を適用した場合の電力変換装置の出
力電圧波形を示すタイムチャート、第5図は第1図に示
した本発明の一実施例である制御方法が適用されるサイ
クロコンバータの主回路を示す概要構成図、第6図は第
5図に示したサイクロコンバータの主回路を制御する制
御回路を示す概要構成図、第7図は、従来の電力変換装
置の制御方法を適用したときの出力電圧波形を示すタイ
ムチャート、第8図は従来の電力変換装置の一制御方法
を示すフローチャートである。 1,2,11,12,21,22……正群コンバータ 3,4,13,14,23,24……負群コンバータ 8……誘導電動機 41……非対称制御部 42……主回路
Claims (1)
- 【請求項1】縦続接続された2組の変換器でなる正側変
換器と負側変換器がリアクトルを介して逆並列接続され
た電力変換器を備え、交流電圧基準に基づいて一定周波
数の交流電圧を任意の周波数の交流電圧に変換する場
合、前記任意の周波数が第1周波数以下のとき、一方の
変換器の出力を最大電圧に制御し、前記一方の変換器と
他方の変換器の合成された出力電圧が前記交流電圧基準
に対応した値となるように前記他方の変換器を制御して
非対称制御を行い、前記任意の周波数が前記第1周波数
より高い第2周波数以上のとき、前記一方の変換器と前
記他方の変換器の出力電圧が同じ値で合成された出力電
圧が前記交流電圧基準に対応した値となるように対称制
御を行い、前記第1周波数から第2周波数に至る間で前
記非対称制御から前記対称制御に連続的に移行するよう
に前記一方の変換器と他方の変換器に前記交流電圧基準
の周波数に基づいて補正された交流電圧基準を与えるこ
とを特徴とする電力変換装置の制御方法。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP63084008A JP2703258B2 (ja) | 1988-04-07 | 1988-04-07 | 電力変換装置の制御方法 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP63084008A JP2703258B2 (ja) | 1988-04-07 | 1988-04-07 | 電力変換装置の制御方法 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH01259781A JPH01259781A (ja) | 1989-10-17 |
JP2703258B2 true JP2703258B2 (ja) | 1998-01-26 |
Family
ID=13818572
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP63084008A Expired - Lifetime JP2703258B2 (ja) | 1988-04-07 | 1988-04-07 | 電力変換装置の制御方法 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2703258B2 (ja) |
-
1988
- 1988-04-07 JP JP63084008A patent/JP2703258B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH01259781A (ja) | 1989-10-17 |
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