JP2690410B2 - アナログ・デジタル変換回路 - Google Patents
アナログ・デジタル変換回路Info
- Publication number
- JP2690410B2 JP2690410B2 JP3109800A JP10980091A JP2690410B2 JP 2690410 B2 JP2690410 B2 JP 2690410B2 JP 3109800 A JP3109800 A JP 3109800A JP 10980091 A JP10980091 A JP 10980091A JP 2690410 B2 JP2690410 B2 JP 2690410B2
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- signal
- analog
- pulse width
- section
- positive
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
Landscapes
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
- Analogue/Digital Conversion (AREA)
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、例えばモータ制御回路
等に用いるのに適したアナログ・デジタル変換回路に関
する。
等に用いるのに適したアナログ・デジタル変換回路に関
する。
【0002】
【従来の技術】例えば、モータ制御回路等では、マイク
ロプロセッサを用い、ソフトウエアによる制御を行うよ
うにしたものがある。図7はこのようなソフトウエアに
よるモータ制御回路の従来例を示すもので、アナログ信
号である速度指令電圧をローパスフィルタ1に通してノ
イズその他の高調波成分を除去したあとアナログ・デジ
タルコンバータIC15でデジタル信号に変換し、これ
をマイクロプロセッサ16に取り込んでインバータ4を
制御し、モータ5の回転速度を制御するようになってい
る。モータ5の回転速度はエンコーダ6で検出される。
マイクロプロセッサ16は速度指令信号とモータ5の実
際の回転速度との偏差を演算し、この偏差がゼロになる
ようにインバータ4を制御する。
ロプロセッサを用い、ソフトウエアによる制御を行うよ
うにしたものがある。図7はこのようなソフトウエアに
よるモータ制御回路の従来例を示すもので、アナログ信
号である速度指令電圧をローパスフィルタ1に通してノ
イズその他の高調波成分を除去したあとアナログ・デジ
タルコンバータIC15でデジタル信号に変換し、これ
をマイクロプロセッサ16に取り込んでインバータ4を
制御し、モータ5の回転速度を制御するようになってい
る。モータ5の回転速度はエンコーダ6で検出される。
マイクロプロセッサ16は速度指令信号とモータ5の実
際の回転速度との偏差を演算し、この偏差がゼロになる
ようにインバータ4を制御する。
【0003】
【発明が解決しようとする課題】上記従来のモータ制御
回路によれば、アナログ・デジタルコンバータICを用
いているため、コスト高になるという難点がある。ま
た、アナログ・デジタルコンバータICとマイクロプロ
セッサ間はそのビット数に応じて10本あるいは12本
というように多数の線で接続する必要があるため、マイ
クロプロセッサの入出力ポートがアナログ・デジタルコ
ンバータICからの線で占有されてしまい、マイクロプ
ロセッサを有効に利用することができないという問題も
ある。
回路によれば、アナログ・デジタルコンバータICを用
いているため、コスト高になるという難点がある。ま
た、アナログ・デジタルコンバータICとマイクロプロ
セッサ間はそのビット数に応じて10本あるいは12本
というように多数の線で接続する必要があるため、マイ
クロプロセッサの入出力ポートがアナログ・デジタルコ
ンバータICからの線で占有されてしまい、マイクロプ
ロセッサを有効に利用することができないという問題も
ある。
【0004】本発明は、このような問題点を解消するた
めになされたもので、アナログ・デジタルコンバータI
Cを不要にして低コストを図ると共に、マイクロプロセ
ッサのポートを有効に利用することができ、さらに、温
度変化や経年変化等による変換精度の低下を防止するこ
とができるアナログ・デジタル変換回路を提供すること
を目的とする。
めになされたもので、アナログ・デジタルコンバータI
Cを不要にして低コストを図ると共に、マイクロプロセ
ッサのポートを有効に利用することができ、さらに、温
度変化や経年変化等による変換精度の低下を防止するこ
とができるアナログ・デジタル変換回路を提供すること
を目的とする。
【0005】
【課題を解決するための手段】 本発明は、アナログ信
号である指令信号を一定周波数で一定振幅の三角波と比
較してパルス幅変調信号に変換するコンパレータと、パ
ルス幅変調信号の正および負の区間を計測してデジタル
信号に変換するカウンタとを有し、上記パルス幅変調信
号の正および負の区間から上記パルス幅の全周期を求
め、上記パルス幅変調信号の (正の区間)/(全周期) あるいはその定数倍 又は (負の区間)/(全周期) あるいはその定数倍 によってデジタルデータを求めることを特徴とする。
号である指令信号を一定周波数で一定振幅の三角波と比
較してパルス幅変調信号に変換するコンパレータと、パ
ルス幅変調信号の正および負の区間を計測してデジタル
信号に変換するカウンタとを有し、上記パルス幅変調信
号の正および負の区間から上記パルス幅の全周期を求
め、上記パルス幅変調信号の (正の区間)/(全周期) あるいはその定数倍 又は (負の区間)/(全周期) あるいはその定数倍 によってデジタルデータを求めることを特徴とする。
【0006】 パルス幅変調信号の正および負の区間を
同一のカウンタで計測し、パルス幅変調信号の全周期を
(正区間の計測値)+(負区間の計測値)で求めてもよ
い。
同一のカウンタで計測し、パルス幅変調信号の全周期を
(正区間の計測値)+(負区間の計測値)で求めてもよ
い。
【0007】
【作用】 コンパレータでアナログ信号である指令信号
と三角波とを比較することにより指令信号レベルに応じ
たパルス幅変調信号を得る。このパルス幅変調信号の正
および負の区間と全周期を計測し、(正の区間)/(全
周期)又は(負の区間)/(全周期)を求め、あるいは
これを定数倍することによって指令信号レベルに応じた
デジタル信号を得ることができる。
と三角波とを比較することにより指令信号レベルに応じ
たパルス幅変調信号を得る。このパルス幅変調信号の正
および負の区間と全周期を計測し、(正の区間)/(全
周期)又は(負の区間)/(全周期)を求め、あるいは
これを定数倍することによって指令信号レベルに応じた
デジタル信号を得ることができる。
【0008】
【実施例】以下、図1ないし図6を参照しながら本発明
にかかるアナログ・デジタル変換回路の実施例について
説明する。なお、図示の実施例では、図7に示した従来
例と同様に、アナログ・デジタル変換回路をモータの速
度制御回路に適用した例になっている。そこで、図4の
従来例と共通の構成部分には共通の符号を付す。
にかかるアナログ・デジタル変換回路の実施例について
説明する。なお、図示の実施例では、図7に示した従来
例と同様に、アナログ・デジタル変換回路をモータの速
度制御回路に適用した例になっている。そこで、図4の
従来例と共通の構成部分には共通の符号を付す。
【0009】図1において、アナログ信号である速度指
令電圧7はローパスフィルタ1に入力され、ローパスフ
ィルタ1の出力と三角波8がコンパレータ2に入力され
るようになっている。コンパレータ2の出力は、二つの
カウンタ31,32を有するマイクロプロセッサ3に入
力されるようになっている。マイクロプロセッサ3は、
カウンタ31,32のカウント値を利用して速度指令電
圧に対応したデジタル信号を得ると共に、エンコーダ6
からのモータ5の回転速度信号と上記デジタル信号の偏
差がゼロとなるようにインバータ4を制御するようにな
っている。
令電圧7はローパスフィルタ1に入力され、ローパスフ
ィルタ1の出力と三角波8がコンパレータ2に入力され
るようになっている。コンパレータ2の出力は、二つの
カウンタ31,32を有するマイクロプロセッサ3に入
力されるようになっている。マイクロプロセッサ3は、
カウンタ31,32のカウント値を利用して速度指令電
圧に対応したデジタル信号を得ると共に、エンコーダ6
からのモータ5の回転速度信号と上記デジタル信号の偏
差がゼロとなるようにインバータ4を制御するようにな
っている。
【0010】次に、図2を併せて参照しながら上記実施
例の動作を詳細に説明する。速度指令電圧7は図2
(a)に示すようにノイズその他の高調波成分を含んで
いる。この速度指令電圧7はローパスフィルタ1に通す
ことによって図2(b)に符号71で示すような高調波
成分が除去されたローパスフィルタ出力となる。
例の動作を詳細に説明する。速度指令電圧7は図2
(a)に示すようにノイズその他の高調波成分を含んで
いる。この速度指令電圧7はローパスフィルタ1に通す
ことによって図2(b)に符号71で示すような高調波
成分が除去されたローパスフィルタ出力となる。
【0011】指令電圧7のローパスフィルタ出力71
は、コンパレータ2によって一定周波数で一定振幅の三
角波8と比較される。図2(b)に示すように、指令電
圧7のローパスフィルタ出力71はそのレベルに応じて
三角波8を横切るレベル位置が異なる。そのため、コン
パレータ2の出力は、指令電圧7のローパスフィルタ出
力71のレベルに応じた図2(c)に示すようなパルス
幅変調(PWM)信号9となる。すなわち、PWM信号
9の「H」区間の幅が指令電圧7の大小を表すことにな
る。なお、この例ではローパスフィルタ1の出力電圧が
三角波の電圧より大きいときコンパレータ2のPWM出
力信号9が「H」となるように接続されている。
は、コンパレータ2によって一定周波数で一定振幅の三
角波8と比較される。図2(b)に示すように、指令電
圧7のローパスフィルタ出力71はそのレベルに応じて
三角波8を横切るレベル位置が異なる。そのため、コン
パレータ2の出力は、指令電圧7のローパスフィルタ出
力71のレベルに応じた図2(c)に示すようなパルス
幅変調(PWM)信号9となる。すなわち、PWM信号
9の「H」区間の幅が指令電圧7の大小を表すことにな
る。なお、この例ではローパスフィルタ1の出力電圧が
三角波の電圧より大きいときコンパレータ2のPWM出
力信号9が「H」となるように接続されている。
【0012】マイクロプロセッサ3は、カウンタ31,
32が計数動作するための一定周波数の内部クロックパ
ルスを発生する。図2(d)はこのクロックパルスを示
す。マイクロプロセッサ3が有する第1のカウンタ31
は図2(e)に示すようにPWM信号9の「H」区間の
上記クロックパルスをカウントし、第2のカウンタ32
は図2(f)に示すようにPWM信号9の「L」区間の
上記クロックパルスをカウントする。カウンタ31はP
WM信号9の立下りでカウント値をカウンタバッファに
移し、そのカウンタ値をクリアする。カウンタ32はP
WM信号9の立上りでカウント値をカウンタバッファに
移し、そのカウンタ値をクリアする。
32が計数動作するための一定周波数の内部クロックパ
ルスを発生する。図2(d)はこのクロックパルスを示
す。マイクロプロセッサ3が有する第1のカウンタ31
は図2(e)に示すようにPWM信号9の「H」区間の
上記クロックパルスをカウントし、第2のカウンタ32
は図2(f)に示すようにPWM信号9の「L」区間の
上記クロックパルスをカウントする。カウンタ31はP
WM信号9の立下りでカウント値をカウンタバッファに
移し、そのカウンタ値をクリアする。カウンタ32はP
WM信号9の立上りでカウント値をカウンタバッファに
移し、そのカウンタ値をクリアする。
【0013】ここで、第1のカウンタ31のカウンタバ
ッファ値をTh(n)、第2のカウンタ32のカウンタ
バッファ値をTl(n)とする。(n)は、n回目のサ
ンプリング値であることを意味している。マイクロプロ
セッサ3は上記カウンタバッファ値から、 Th(n)+Tl(n)=Tall(n) を演算する。Tall(n)は、n回目のサンプリング
時の三角波の全周期を意味する。
ッファ値をTh(n)、第2のカウンタ32のカウンタ
バッファ値をTl(n)とする。(n)は、n回目のサ
ンプリング値であることを意味している。マイクロプロ
セッサ3は上記カウンタバッファ値から、 Th(n)+Tl(n)=Tall(n) を演算する。Tall(n)は、n回目のサンプリング
時の三角波の全周期を意味する。
【0014】マイクロプロセッサ3は次に {Th(n)}/{Tall(n)} すなわち、PWM信号9の(正の区間)/(全周期)を
演算する。
演算する。
【0015】このようにして求められた信号はデジタル
信号であり、図2(a)に示すアナログ信号である速度
指令電圧7が図2に示す一連の動作を経てデジタル信号
に変換されることになる。このデジタル信号を速度指令
値としてソフトウエアによる速度制御に供する。すなわ
ち、マイクロプロセッサ3は、デジタル変換された上記
速度指令値とエンコーダ6からのモータ5の回転速度と
の偏差を演算し、偏差がゼロとなるようにインバータ4
を制御する。
信号であり、図2(a)に示すアナログ信号である速度
指令電圧7が図2に示す一連の動作を経てデジタル信号
に変換されることになる。このデジタル信号を速度指令
値としてソフトウエアによる速度制御に供する。すなわ
ち、マイクロプロセッサ3は、デジタル変換された上記
速度指令値とエンコーダ6からのモータ5の回転速度と
の偏差を演算し、偏差がゼロとなるようにインバータ4
を制御する。
【0016】ところで、マイクロプロセッサ3のカウン
タはPWM信号9の「H」の区間だけを計測しても、速
度指令電圧7をデジタル信号に変換することができる。
しかしながら、PWM信号9の「H」の区間を計測した
だけでは、温度変化や経時変化等によって三角波8の周
波数が変動したときカウント値が変動してしまい、アナ
ログ・デジタル変換精度が劣化する。以下、その理由を
詳細に説明する。
タはPWM信号9の「H」の区間だけを計測しても、速
度指令電圧7をデジタル信号に変換することができる。
しかしながら、PWM信号9の「H」の区間を計測した
だけでは、温度変化や経時変化等によって三角波8の周
波数が変動したときカウント値が変動してしまい、アナ
ログ・デジタル変換精度が劣化する。以下、その理由を
詳細に説明する。
【0017】いま、図6に示すように、三角波8の周波
数が低い場合と高い場合に分けて考える。三角波8の振
幅は一定でローパスフィルタ1の出力71のレベルも一
定とする。三角波8の周波数が低い場合は、PWM信号
の「H」の部分が長くなって「H」区間で計測されるク
ロック数が増え、デジタル出力データであるカウンタバ
ッファの値は大きくなる。逆に三角波8の周波数が高い
場合は、PWM信号の「H」の部分が短くなって「H」
区間で計測されるクロック数が減り、デジタル出力デー
タであるカウンタバッファの値は小さくなる。
数が低い場合と高い場合に分けて考える。三角波8の振
幅は一定でローパスフィルタ1の出力71のレベルも一
定とする。三角波8の周波数が低い場合は、PWM信号
の「H」の部分が長くなって「H」区間で計測されるク
ロック数が増え、デジタル出力データであるカウンタバ
ッファの値は大きくなる。逆に三角波8の周波数が高い
場合は、PWM信号の「H」の部分が短くなって「H」
区間で計測されるクロック数が減り、デジタル出力デー
タであるカウンタバッファの値は小さくなる。
【0018】従って、PWM信号9の「H」の区間を計
測しただけでは、温度変化や経時変化等によって三角波
8の周波数が変動したときカウント値が変動してしま
い、アナログ・デジタル変換精度が劣化することにな
る。
測しただけでは、温度変化や経時変化等によって三角波
8の周波数が変動したときカウント値が変動してしま
い、アナログ・デジタル変換精度が劣化することにな
る。
【0019】しかるに、前記実施例のように、PWM信
号9の(正の区間)/(全周期)を演算した値を用いれ
ば、三角波8の周波数が変動してもデジタル変換データ
が変動することはない。その理由を図3を参照しながら
説明する。図3の(a)は三角波8の周波数が高い場
合、(b)は三角波8の周波数が低い場合を示す。い
ま、図3(a)に示すように、三角波8の一つのピーク
をA、その隣のピークをC、これらピークA,C間の最
低点をBとし、ΔABCをローパスフィルタ出力Vin
が横切る点をD,Eとする。また、三角波8のピーク
A,Cの電圧をVam、最低点Bの電圧を−Vamと
し、PWM信号の全周期、従って三角波8の全周期をT
a1(n)、PWM信号の正の区間をTh1(n)とす
る。同様に、図3の(b)については、(a)での各点
A,B,C,D,Eに対応する各点をA′,B′,
C′,D′,E′とし、PWM信号の全周期、従って三
角波8の全周期をTa2(n)、PWM信号の正の区間
をTh2(n)とする。
号9の(正の区間)/(全周期)を演算した値を用いれ
ば、三角波8の周波数が変動してもデジタル変換データ
が変動することはない。その理由を図3を参照しながら
説明する。図3の(a)は三角波8の周波数が高い場
合、(b)は三角波8の周波数が低い場合を示す。い
ま、図3(a)に示すように、三角波8の一つのピーク
をA、その隣のピークをC、これらピークA,C間の最
低点をBとし、ΔABCをローパスフィルタ出力Vin
が横切る点をD,Eとする。また、三角波8のピーク
A,Cの電圧をVam、最低点Bの電圧を−Vamと
し、PWM信号の全周期、従って三角波8の全周期をT
a1(n)、PWM信号の正の区間をTh1(n)とす
る。同様に、図3の(b)については、(a)での各点
A,B,C,D,Eに対応する各点をA′,B′,
C′,D′,E′とし、PWM信号の全周期、従って三
角波8の全周期をTa2(n)、PWM信号の正の区間
をTh2(n)とする。
【0020】図3(a)において互いに相似のΔABC
とΔDBEに注目すると、
とΔDBEに注目すると、
【数1】 {Th1(n)}/Ta1(n)}=(Vam+Vin)/2Vam (1) が成り立つ。同様に図3(b)の場合も、
【数2】 {Th2(n)}/Ta2(n)}=(Vam+Vin)/2Vam (2) が成り立つ。式(1)、式(2)より、
【数3】 {Th1(n)}/Ta1(n)}={Th2(n)}/Ta2(n)}
=(正の区間)/(全周期)=デューティー が成り立つ。
=(正の区間)/(全周期)=デューティー が成り立つ。
【0021】このように、三角波8の周波数が高い場合
も低い場合も、PWM信号9の(正の区間)/(全周
期)は同じ値になること、すなわちPWM信号9のデュ
ーティーは三角波8の周波数に関係しないことがわか
る。従って、PWM信号9の正の区間のクロックパルス
を計測した値を、全周期のクロックパルスを計測した値
で割ったデータは、三角波8の周波数に依存しないこと
がわかる。また、上記正の区間を計測した値及び全周期
を計測した値を定数倍して上記演算を行っても同様のこ
とがいえる。なお、PWM信号9の(負の区間)/(全
周期)を演算し、あるいはそれを定数倍しても同様の結
果を得ることができる。
も低い場合も、PWM信号9の(正の区間)/(全周
期)は同じ値になること、すなわちPWM信号9のデュ
ーティーは三角波8の周波数に関係しないことがわか
る。従って、PWM信号9の正の区間のクロックパルス
を計測した値を、全周期のクロックパルスを計測した値
で割ったデータは、三角波8の周波数に依存しないこと
がわかる。また、上記正の区間を計測した値及び全周期
を計測した値を定数倍して上記演算を行っても同様のこ
とがいえる。なお、PWM信号9の(負の区間)/(全
周期)を演算し、あるいはそれを定数倍しても同様の結
果を得ることができる。
【0022】以上説明した実施例によれば、アナログ信
号である指令信号を一定周波数で一定振幅の三角波と比
較してパルス幅変調信号に変換するコンパレータと、パ
ルス幅変調信号の正の区間と負の区間を計測する2個の
カウンタでアナログ・デジタル変換回路を構成したか
ら、アナログ・デジタルコンバータICを用いることな
く、コンパレータとその周辺部品のみでアナログ・デジ
タル変換回路を構成することができ、マイクロプロセッ
サを用いてソフトウエア制御を行うにしてもコンパレー
タからマイクロプロセッサへの配線は2本で足りるか
ら、マイクロプロセッサのポートを有効に利用すること
ができる。
号である指令信号を一定周波数で一定振幅の三角波と比
較してパルス幅変調信号に変換するコンパレータと、パ
ルス幅変調信号の正の区間と負の区間を計測する2個の
カウンタでアナログ・デジタル変換回路を構成したか
ら、アナログ・デジタルコンバータICを用いることな
く、コンパレータとその周辺部品のみでアナログ・デジ
タル変換回路を構成することができ、マイクロプロセッ
サを用いてソフトウエア制御を行うにしてもコンパレー
タからマイクロプロセッサへの配線は2本で足りるか
ら、マイクロプロセッサのポートを有効に利用すること
ができる。
【0023】さらに、PWM信号9の(正の区間)/
(全周期)あるいはその定数倍によってデジタルデータ
を求めるため、変換されたデジタルデータはPWM信号
9を得るための三角波8の周波数に依存せず、安定で精
度の高いデジタル変換が可能となった。
(全周期)あるいはその定数倍によってデジタルデータ
を求めるため、変換されたデジタルデータはPWM信号
9を得るための三角波8の周波数に依存せず、安定で精
度の高いデジタル変換が可能となった。
【0024】次に、本発明の各種変形例について説明す
る。図1に示す実施例ではマイクロプロセッサ3内の二
つのカウンタ31,32がそれぞれPWM信号9の正の
区間と負の区間を分担して計測していたが、一方のカウ
ンタは周期カウンタとしてTall(n)を計測し、他
方のカウンタは正区間カウンタとしてTh(n)を計測
するようにしてもよい。上記他方のカウンタは負区間カ
ウンタとしてTl(n)を計測するようにしてもよい
し、Th(n)=Tall(n)−Tl(n)を演算し
てTh(n)を求めるようにしてもよい。
る。図1に示す実施例ではマイクロプロセッサ3内の二
つのカウンタ31,32がそれぞれPWM信号9の正の
区間と負の区間を分担して計測していたが、一方のカウ
ンタは周期カウンタとしてTall(n)を計測し、他
方のカウンタは正区間カウンタとしてTh(n)を計測
するようにしてもよい。上記他方のカウンタは負区間カ
ウンタとしてTl(n)を計測するようにしてもよい
し、Th(n)=Tall(n)−Tl(n)を演算し
てTh(n)を求めるようにしてもよい。
【0025】以上説明した実施例ではマイクロプロセッ
サ3内のカウンタを2個用いていたが、図4に示すよう
に、マイクロプロセッサ3内の1個のカウンタ33を用
いて信号処理することも可能である。図5はこの場合の
処理法を示す。PWM信号の立上り及び立下りのエッジ
でカウンタ33をクリアすると共に、そのときのカウン
タ33のピーク値をカウンタバッファに取り込んでお
く。また、図5にa点及びb点で示すように、PWM信
号9のエッジの直後にその時のPWM信号9のレベルが
「L」か「H」かを判断し、a点のように「L」の場合
はその直前にカウンタバッファに取り込んだ計測値は正
区間の計測値と判断し、b点のように「H」の場合はそ
の直前にカウンタバッファに取り込んだ計測値は負区間
の計測値と判断する。こうして得られた正区間と負区間
の計測値を合計することによって全周期を得ることがで
き、前述の実施例と同様に処理することにより、デジタ
ルデータを得ることができる。
サ3内のカウンタを2個用いていたが、図4に示すよう
に、マイクロプロセッサ3内の1個のカウンタ33を用
いて信号処理することも可能である。図5はこの場合の
処理法を示す。PWM信号の立上り及び立下りのエッジ
でカウンタ33をクリアすると共に、そのときのカウン
タ33のピーク値をカウンタバッファに取り込んでお
く。また、図5にa点及びb点で示すように、PWM信
号9のエッジの直後にその時のPWM信号9のレベルが
「L」か「H」かを判断し、a点のように「L」の場合
はその直前にカウンタバッファに取り込んだ計測値は正
区間の計測値と判断し、b点のように「H」の場合はそ
の直前にカウンタバッファに取り込んだ計測値は負区間
の計測値と判断する。こうして得られた正区間と負区間
の計測値を合計することによって全周期を得ることがで
き、前述の実施例と同様に処理することにより、デジタ
ルデータを得ることができる。
【0026】なお、前記図3では、(正の区間)/(全
周期)が三角波8の周波数に対して不変となることを説
明したが、(負の区間)/(全周期)としても同じであ
り、デジタル出力データを (負の区間)/(全周期) あるいはその定数倍 としても、三角波8の周波数依存性はない。
周期)が三角波8の周波数に対して不変となることを説
明したが、(負の区間)/(全周期)としても同じであ
り、デジタル出力データを (負の区間)/(全周期) あるいはその定数倍 としても、三角波8の周波数依存性はない。
【0027】速度指令電圧と比較する三角波には、のこ
ぎり波も含む。
ぎり波も含む。
【0028】本発明は、モータの速度制御回路に限ら
ず、各種回路のアナログ・デジタル変換回路として適用
可能である。
ず、各種回路のアナログ・デジタル変換回路として適用
可能である。
【0029】
【発明の効果】 本発明によれば、アナログ信号である
指令信号を一定周波数で一定振幅の三角波と比較してパ
ルス幅変調信号に変換するコンパレータと、パルス幅変
調信号の正および負の区間を計測してデジタル信号に変
換するカウンタとを有してなり、上記パルス幅変調信号
の正および負の区間から上記パルス幅の全周期を求め、
上記パルス幅変調信号の (正の区間)/(全周期) あるいはその定数倍 又は (負の区間)/(全周期) あるいはその定数倍 によってデジタル信号に変換するように したから、アナ
ログ・デジタルコンバータICを用いることなく、コン
パレータとその周辺部品のみでアナログ・デジタル変換
回路を構成することができ、アナログ・デジタル変換回
路を低コストで提供することができる。
指令信号を一定周波数で一定振幅の三角波と比較してパ
ルス幅変調信号に変換するコンパレータと、パルス幅変
調信号の正および負の区間を計測してデジタル信号に変
換するカウンタとを有してなり、上記パルス幅変調信号
の正および負の区間から上記パルス幅の全周期を求め、
上記パルス幅変調信号の (正の区間)/(全周期) あるいはその定数倍 又は (負の区間)/(全周期) あるいはその定数倍 によってデジタル信号に変換するように したから、アナ
ログ・デジタルコンバータICを用いることなく、コン
パレータとその周辺部品のみでアナログ・デジタル変換
回路を構成することができ、アナログ・デジタル変換回
路を低コストで提供することができる。
【0030】さらに、パルス幅変調信号の(正の区間)
/(全周期)あるいはその定数倍によってデジタルデー
タを求めるため、変換されたデジタル出力データはパル
ス幅変調信号を得るための三角波の周波数に依存せず、
安定で精度の高いデジタル変換が可能となった。
/(全周期)あるいはその定数倍によってデジタルデー
タを求めるため、変換されたデジタル出力データはパル
ス幅変調信号を得るための三角波の周波数に依存せず、
安定で精度の高いデジタル変換が可能となった。
【図1】本発明にかかるアナログ・デジタル変換回路の
実施例を含むモータ制御回路の例を示すブロック図。
実施例を含むモータ制御回路の例を示すブロック図。
【図2】同上実施例の動作を示すタイミングチャート。
【図3】同上実施例のパルス幅変換動作を示すタイミン
グチャート。
グチャート。
【図4】本発明にかかるアナログ・デジタル変換回路の
変形例を示すブロック図。
変形例を示すブロック図。
【図5】同上変形例の動作を示すタイミングチャート。
【図6】本発明を適用しない場合のパルス幅変換動作の
問題点を説明するためのタイミングチャート。
問題点を説明するためのタイミングチャート。
【図7】従来のアナログ・デジタル変換回路例を含むモ
ータ制御回路の例を示すブロック図。
ータ制御回路の例を示すブロック図。
2 コンパレータ 7 指令信号 8 三角波 9 パルス幅変調信号 31,32 カウンタ
Claims (2)
- 【請求項1】 アナログ信号である指令信号を一定周波
数で一定振幅の三角波と比較してパルス幅変調信号に変
換するコンパレータと、上記パルス幅変調信号の正およ
び負の区間を計測してデジタル信号に変換するカウンタ
とを有してなるアナログ・デジタル変換回路であって、上記パルス幅変調信号の正および負の区間から上記パル
ス幅の全周期を求め 、上記パルス幅変調信号の (正の区間)/(全周期) あるいはその定数倍 又は (負の区間)/(全周期) あるいはその定数倍 によってデジタルデータを求めることを特徴とするアナ
ログ・デジタル変換回路。 - 【請求項2】 パルス幅変調信号の正および負の区間を
同一のカウンタで計測し、パルス幅変調信号の全周期を
(正の区間の計測値)+(負の区間の計測値)で求める
請求項1記載のアナログ・デジタル変換回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP3109800A JP2690410B2 (ja) | 1991-04-15 | 1991-04-15 | アナログ・デジタル変換回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP3109800A JP2690410B2 (ja) | 1991-04-15 | 1991-04-15 | アナログ・デジタル変換回路 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH04316218A JPH04316218A (ja) | 1992-11-06 |
JP2690410B2 true JP2690410B2 (ja) | 1997-12-10 |
Family
ID=14519540
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP3109800A Expired - Fee Related JP2690410B2 (ja) | 1991-04-15 | 1991-04-15 | アナログ・デジタル変換回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2690410B2 (ja) |
Family Cites Families (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS6045461B2 (ja) * | 1977-04-11 | 1985-10-09 | 株式会社横河電機製作所 | アナログ信号演算装置 |
-
1991
- 1991-04-15 JP JP3109800A patent/JP2690410B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH04316218A (ja) | 1992-11-06 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JPS6137810B2 (ja) | ||
US5355136A (en) | Analog-to-digital converter circuit | |
US20070005288A1 (en) | High resolution time interval measurement apparatus and method | |
US6307494B2 (en) | Device and method for the rapid digital/analog conversion of pulse width modulated signals | |
JPH09273942A (ja) | センサ出力補間方法 | |
US20150112634A1 (en) | Angle detection device and angle detection method | |
JP2690410B2 (ja) | アナログ・デジタル変換回路 | |
JPH05167450A (ja) | アナログ・デジタル変換回路 | |
JP2807581B2 (ja) | アナログ・デジタル変換回路 | |
JP3083254B2 (ja) | A/d変換器 | |
JP3271323B2 (ja) | 時間測定回路 | |
JP2795443B2 (ja) | 位置検出信号の処理方式 | |
JPH0725698Y2 (ja) | 回転機の速度検出装置 | |
SU1115048A1 (ru) | Умножитель частоты | |
JP2550987B2 (ja) | 信号勾配測定器 | |
JP3261187B2 (ja) | エンコーダにおけるアナログゲイン補正方法 | |
JPH0654331B2 (ja) | 電力変換装置の電圧,電流検出方式 | |
JPH07284300A (ja) | 可変速駆動装置 | |
JPH0510993A (ja) | 位相差計測装置 | |
RU1830524C (ru) | Устройство регулировани компенсатора реактивной мощности | |
SU1677653A1 (ru) | Цифровое устройство измерени частоты | |
US20040130333A1 (en) | Rf power measurement | |
JPH08114632A (ja) | ノイズ除去装置 | |
JPH0510992A (ja) | 位相差計測装置 | |
SU1383474A1 (ru) | Частотно-импульсное устройство преобразовани сигнала с мостового датчика |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 19970819 |
|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |