JP2685809B2 - Noise removal circuit - Google Patents
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Description
【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） この発明は、例えば磁気テープ等の記録媒体にテレビ
信号を記録したり、記録媒体から再生する場合に、音声
信号の圧縮，伸長を行なう雑音除去回路の改良に関す
る。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION Object of the Invention (Industrial field of application) The present invention compresses an audio signal when recording or reproducing a television signal on a recording medium such as a magnetic tape. , Improvement of noise removal circuit for decompression.
（従来の技術） 周知のように、例えばVHS方式の高音質（HiFi）ビデ
オテープレコーダ（VTR）にあっては、音声信号をテー
プ等の記録媒体に記録したり、記録媒体から再生する場
合に、信号の圧縮，伸長を行なって雑音除去を行なうよ
うにしている。第３図は、このような従来な雑音除去回
路を示している。この雑音除去回路は、記録時に記録信
号を振幅圧縮して記録媒体に記録し、再生時に再生信号
を伸長して導出する機能を有し、記録媒体の特性によっ
て生じる雑音を低減させる作用をもっている。(Prior Art) As is well known, for example, in a high-quality (HiFi) video tape recorder (VTR) of the VHS system, when an audio signal is recorded on a recording medium such as a tape or reproduced from the recording medium. , Signal compression and expansion are performed to remove noise. FIG. 3 shows such a conventional noise elimination circuit. The noise removing circuit has a function of amplitude-compressing a recording signal at the time of recording and recording it on a recording medium, and expanding and deriving a reproduced signal at the time of reproducing, and has an action of reducing noise caused by the characteristics of the recording medium.
記録時において、VTRの入出力信号処理部11から出力
される記録信号ＶINRは、記録再生スイッチ12を介し
て、演算増幅器13の正入力端＋に供給される。この演算
増幅器13の出力は、NR（ノイズリダクション）ディエン
ファシス回路14及び可変利得回路（以下GCAという）15
よりなる帰還路を経由した後、記録再生スイッチ16を介
して演算増幅器13の負入力端−に帰還される。同時に、
演算増幅器13の出力は、ピーク検波回路17で振幅検波さ
れて、GCA15の制御電圧となる。At the time of recording, the recording signal VINR output from the input / output signal processing unit 11 of the VTR is supplied to the positive input terminal + of the operational amplifier 13 via the recording / reproducing switch 12. The output of the operational amplifier 13 is an NR (noise reduction) de-emphasis circuit 14 and a variable gain circuit (hereinafter referred to as GCA) 15
After passing through the feedback path consisting of the following, it is fed back to the negative input terminal − of the operational amplifier 13 via the recording / reproducing switch 16. at the same time,
The output of the operational amplifier 13 is amplitude-detected by the peak detection circuit 17 and becomes the control voltage of the GCA 15.
これにより、演算増幅器13からは、記録信号ＶINRを1
/2に振幅圧縮した信号が出力される。この信号は、FMエ
ンファシス回路18によりエンファシス処理が施されて出
力信号ＶORとなり、FM処理部19を介してヘッド20により
図示しないテープに記録される。As a result, the recording signal VINR is set to 1 from the operational amplifier 13.
A signal whose amplitude is compressed to / 2 is output. This signal is subjected to emphasis processing by the FM emphasis circuit 18 to become an output signal VOR, which is recorded on a tape (not shown) by the head 20 via the FM processing section 19.
NRディエンファシス回路14,GCA15,ピーク検波回路17
及びFMエンファシス回路18の周波数特性及びその伝達関
数が、それぞれ第３図に示すようになっているとして総
合の伝達関数を計算する。まず、演算増幅器13の出力端
から負入力端−までの帰還路については、演算増幅器13
のゲインを無限大と仮定し、負入力端−が記録信号ＶIN
Rに等しいとすると、 ＶINR＝（ＧGCA/HNR・ＨFM）ＶOR …（１） となる。また、ピーク検波回路17の経路については、ピ
ーク検波出力に対するGCA15の利得の比例定数をαとす
ると、 ＧGCA＝α（ＨWE/HFM）ＶOR …（２） となる。NR de-emphasis circuit 14, GCA15, peak detection circuit 17
And the frequency characteristic of the FM emphasis circuit 18 and its transfer function are as shown in FIG. 3, respectively, and the total transfer function is calculated. First, regarding the feedback path from the output terminal of the operational amplifier 13 to the negative input terminal −,
Is assumed to be infinite, and the negative input terminal − is the recording signal VIN
If it is equal to R, then VINR = (GGCA / HNR.HFM) VOR (1). Regarding the path of the peak detection circuit 17, when the proportional constant of the gain of the GCA 15 with respect to the peak detection output is α, GGCA = α (HWE / HFM) VOR (2)
（１）式と（２）式とを連立して解くと、 ＶOR＝ＨFM［（1/α）（ＨNR/HWE）ＶINR］1/2…（３） を得る。（３）式より、記録信号ＶINRの振幅が1/2に対
数圧縮されていることが確認される。By solving the equations (1) and (2) simultaneously, VOR = HFM [(1 / α) (HNR / HWE) VINR] 1/2 (3) is obtained. From equation (3), it is confirmed that the amplitude of the recording signal VINR is logarithmically compressed to 1/2.
再生時において、ヘッド20で読み取られFM処理部19か
ら出力される再生信号ＶINPは、FMディエンファシス回
路21及び記録再生スイッチ12を介して、演算増幅器13の
正入力端＋に供給される。この演算増幅器13は、再生時
に、記録再生スイッチ16が図示と逆の切換位置となるた
め、その出力端と負入力端−とが接続され、ボルテージ
ホロワとして用いられる。During reproduction, the reproduction signal VINP read by the head 20 and output from the FM processing unit 19 is supplied to the positive input terminal + of the operational amplifier 13 via the FM de-emphasis circuit 21 and the recording / reproduction switch 12. Since the recording / reproducing switch 16 is at the switching position opposite to that shown in the drawing during reproduction, the operational amplifier 13 is used as a voltage follower with its output end and negative input end connected.
このボルテージホロワ出力は、記録時に帰還路となっ
ていたNRディエンファシス回路14及びGCA15を介して出
力信号ＶOPとなり、入出力信号処理部11を介して音声再
生に供される。同時に、ボルテージホロワ出力は、ピー
ク検波回路17で振幅検波されて、GCA15の制御電圧とな
る。This voltage follower output becomes an output signal VOP via the NR de-emphasis circuit 14 and GCA 15 which were in the feedback path at the time of recording, and is used for voice reproduction via the input / output signal processing unit 11. At the same time, the voltage follower output is amplitude-detected by the peak detection circuit 17 and becomes the control voltage of the GCA 15.
このように、記録時に演算増幅器13の帰還路となって
いたNRディエンファシス回路14及びGCA15が、再生時に
は、直接の信号経路中に介在されることになる。このた
め、記録時の1/2対数圧縮動作に対し、再生時には、２
倍の対数伸長動作が行なわれる。In this way, the NR de-emphasis circuit 14 and the GCA 15 that have been the feedback path of the operational amplifier 13 during recording are interposed in the direct signal path during reproduction. For this reason, the half logarithmic compression operation during recording is 2
A double logarithmic expansion operation is performed.
FMディエンファシス回路21の周波数特性及びその伝達
関数が、第３図に示すようになっているとして、記録時
と同様に再生時の総合の伝達関数を計算する。まず、FM
ディエンファシス回路21からGCA15までの信号経路につ
いては、 ＶOP＝（ＧGCA/HNR・ＨFM′）ＶINP …（４） となる。また、ピーク検波回路17の経路については、記
録時と同様に、ピーク検波出力に対するGCA15の利得の
比例定数をαとすると、 ＧGCA＝α（ＨWE/HFM′）ＶINP …（５） となる。Assuming that the frequency characteristic of the FM de-emphasis circuit 21 and its transfer function are as shown in FIG. 3, the total transfer function at the time of reproduction is calculated as at the time of recording. First, FM
For the signal path from the de-emphasis circuit 21 to GCA15, VOP = (GGCA / HNR.HFM ') VINP (4) Regarding the path of the peak detection circuit 17, when the proportional constant of the gain of the GCA 15 to the peak detection output is α, as in the recording, GGCA = α (HWE / HFM ') VINP (5)
（４）式と（５）式とを連立して解くと、 ＶOP＝（1/HFM′２ ）［α（ＨWE/HNR）］ＶINP２ …（６） を得る。（６）式より、再生信号ＶINPの振幅が２倍に
対数伸長されていることが確認される。By solving the equations (4) and (5) simultaneously, VOP = (1 / HFM ' 2 ) [α (HWE / HNR)] VINP 2 (6) is obtained. From the equation (6), it is confirmed that the amplitude of the reproduction signal VINP is logarithmically doubled.
ここで、記録再生系を通して考えた場合、理論的に
は、 ＶINP＝ＶOR …（７） となるはずであるから、（３）式，（６）式及び（７）
式を連立させ、記録信号ＶINRと出力信号ＶOPとの関係
について解くと、 ＶOP＝（ＨFM/HFM′）2VINR …（８） となる。（８）式から明らかなように、FMエンファシス
回路18の伝達特性ＨFMとFMディエンファシス回路21の伝
達特性ＨFM′-1とが完全に逆の関係にあれば、つまり、 ＨFM＝ＨFM′ であれば、（８）式は、 ＶOP＝ＶINR …（９） となって、記録再生系で記録波形が完全に再現できるこ
とになる。Here, when considered through a recording / reproducing system, theoretically, it should be VINP = VOR (7), and therefore, (3), (6), and (7)
Solving the equations and solving the relationship between the recording signal VINR and the output signal VOP, VOP = (HFM / HFM ') 2 VINR (8) As is clear from the equation (8), if the transfer characteristic HFM of the FM emphasis circuit 18 and the transfer characteristic HFM ' -1 of the FM de-emphasis circuit 21 are completely opposite to each other, that is, HFM = HFM'. For example, the equation (8) becomes VOP = VINR (9), and the recording waveform can be completely reproduced by the recording / reproducing system.
ところが、実際には、FMエンファシス回路18とFMディ
エンファシス回路21とは独立して設けられることが多
く、両者の伝達関数が完全に逆特性にはならないので、
信号波形を完全に再現することができないという問題が
生じている。However, in practice, the FM emphasis circuit 18 and the FM de-emphasis circuit 21 are often provided independently of each other, and the transfer functions of the two do not have completely opposite characteristics.
There is a problem that the signal waveform cannot be perfectly reproduced.
そこで、従来より、第３図の点線で囲んだ部分を、第
４図に示すような構成に置き代えることが考えられてい
る。記録時には、記録再生スイッチ22を図示の切換位置
とし、FMディエンファシス回路23を演算増幅器24の帰還
路に介在させて、演算増幅器13の出力にエンファシス処
理を施し出力信号ＶORを得るとともに、再生時には、記
録再生スイッチ22を図示と逆の切換位置とし、再生信号
ＶINPに対して、上記FMディエンファシス回路22によっ
てディエンファシス処理を施すようにしたものである。Therefore, conventionally, it has been considered to replace the portion surrounded by the dotted line in FIG. 3 with the configuration shown in FIG. At the time of recording, the recording / reproducing switch 22 is set to the illustrated switching position, the FM de-emphasis circuit 23 is interposed in the feedback path of the operational amplifier 24, and the output of the operational amplifier 13 is subjected to emphasis processing to obtain the output signal VOR. The recording / reproducing switch 22 is set to a switching position opposite to that shown in the drawing, and the FM de-emphasis circuit 22 performs de-emphasis processing on the reproduction signal VINP.
このような構成によれば、演算増幅器24を用いて時定
数の共同化を図りつつ、エンファシス処理とディエンフ
ァシス処理とに、同じFMディエンファシス回路23を用い
いるので、エンファシス特性とディエンファシス特性と
が完全に逆の関係となるように設定することができ、記
録波形を完全に再現できるようになる。According to such a configuration, since the same FM de-emphasis circuit 23 is used for the emphasis processing and the de-emphasis processing while the time constant is shared by using the operational amplifier 24, the emphasis characteristic and the de-emphasis characteristic are Can be set to have a completely opposite relationship, and the recorded waveform can be completely reproduced.
しかしながら、第４図に示したような手段では、記録
再生スイッチ22と演算増幅器24とが新たに必要となるた
め、部品点数が多く構成が大型化し経済的に不利になる
という問題が生じる。However, in the means as shown in FIG. 4, since the recording / reproducing switch 22 and the operational amplifier 24 are newly required, there is a problem that the number of parts is large and the structure is large, which is economically disadvantageous.
（発明が解決しようとする課題） 以上のように、従来の雑音除去回路では、エンファシ
ス特性とディエンファシス特性とに、構成上実用に供し
得る範囲で完全に逆の関係をもたせることが困難であ
り、記録信号波形を完全に再現することができないとい
う問題を有している。(Problems to be Solved by the Invention) As described above, in the conventional noise elimination circuit, it is difficult to make the emphasis characteristic and the de-emphasis characteristic completely opposite to each other within a practical range in terms of configuration. However, there is a problem that the recording signal waveform cannot be completely reproduced.
そこで、この発明は上記事情を考慮してなされたもの
で、記録信号波形を完全に再現することができ、しかも
構成簡易にして経済的に有利である極めて良好な雑音除
去回路を提供することを目的とする。Therefore, the present invention has been made in consideration of the above circumstances, and it is an object of the present invention to provide an extremely good noise elimination circuit which can reproduce a recording signal waveform completely, and has a simple structure and is economically advantageous. To aim.
［発明の構成］ （課題を解決するための手段） この発明は、演算増幅器と振幅制御回路から成り、記
録時は前記演算増幅器の負帰還路に振幅制御回路を置い
て演算増幅器の入出力間で得られる振幅制御回路の逆特
性を利用して入力信号の圧縮をおこない、再生時は振幅
制御回路の入出力間で得られる特性を利用して入力信号
の伸長をおこなう音声信号記録再生系のノイズリダクシ
ョンシステムにおいて、振幅制御回路として、演算増幅
器の出力から分岐した経路上にある第２のフィルタと利
得制御アンプと、分岐点の別の経路上にある第１のフィ
ルタと利得制御アンプを制御する出力を持つピーク検波
回路、とを備えるようにした構成したものである。この
場合、第１のフィルタとしてFMエンファシス特性の逆特
性とノイズリダクションのエンファシス特性の逆特性と
の合成特性を有するディエンファシス回路を用い、第２
のフィルタとしてノイズリダクションのエンファシス特
性の逆特性を有するFMディエンファシス回路を用いる。[Structure of the Invention] (Means for Solving the Problems) The present invention comprises an operational amplifier and an amplitude control circuit, and at the time of recording, an amplitude control circuit is placed in the negative feedback path of the operational amplifier, and the input / output of the operational amplifier is Of the audio signal recording / reproducing system that compresses the input signal by using the inverse characteristic of the amplitude control circuit obtained in step 1 and expands the input signal by using the characteristic obtained between the input and output of the amplitude control circuit. In a noise reduction system, an amplitude control circuit controls a second filter and a gain control amplifier on a path branched from the output of an operational amplifier, and a first filter and a gain control amplifier on another path of a branch point. And a peak detection circuit having an output. In this case, a de-emphasis circuit having a composite characteristic of the inverse characteristic of the FM emphasis characteristic and the inverse characteristic of the noise reduction emphasis characteristic is used as the first filter.
The FM de-emphasis circuit having the inverse characteristic of the noise reduction emphasis characteristic is used as the filter of.
（作用） 上記のような構成によれば、同じディエンファシス回
路を使用してエンファシス特性とディエンファシス特性
とを得られるようにしたので、記録信号波形を完全に再
現することができる。また、従来のように、新たに記録
再生スイッチや演算増幅器等を設置する必要がなく、構
成が簡易で経済的に有利とすることができる。さらに、
音声信号経路中に介在されるフィルタとしては第１のフ
ィルタのみであるため、この第１のフィルタをIC内蔵す
る場合、その時定数回路だけを外付け素子で構成するこ
とにより、S/Nやびずみの悪化要因をなくすことができ
るという利点もある。(Operation) According to the above configuration, since the same de-emphasis circuit is used to obtain the emphasis characteristic and the de-emphasis characteristic, it is possible to completely reproduce the recording signal waveform. Further, unlike the conventional case, it is not necessary to newly install a recording / reproducing switch, an operational amplifier, etc., and the configuration is simple and economically advantageous. further,
Since only the first filter is inserted in the audio signal path, when incorporating this first filter into the IC, by configuring only the time constant circuit with external elements, S / N and There is also an advantage that it is possible to eliminate the factors that worsen the weight loss.
（実施例） 以下、この発明の一実施例を説明するに先立ち、この
発明の前提となる構成例について簡単に説明しておくこ
とにする。第１図において、第３図と同一部分には同一
記号を付して示し、ここでは異なる部分についてのみ述
べる。すなわち、FMエンファシス回路18をなくし、演算
増幅器13の出力を直接FM処理部19に供給するとともに、
FMディエンファシス回路21を介してNRディエンファシス
回路14及びピーク検波回路17に供給するようにしてい
る。また、再生時にFM処理部19から出力される再生信号
ＶINPは、記録再生スイッチ12を介して演算増幅器13の
正入力端＋に供給される。(Embodiment) Prior to describing an embodiment of the present invention, an example of the structure on which the present invention is based will be briefly described. In FIG. 1, the same parts as those in FIG. 3 are denoted by the same reference numerals, and only different parts will be described here. That is, the FM emphasis circuit 18 is eliminated, and the output of the operational amplifier 13 is directly supplied to the FM processing unit 19,
The signal is supplied to the NR de-emphasis circuit 14 and the peak detection circuit 17 via the FM de-emphasis circuit 21. Further, the reproduction signal VINP output from the FM processing unit 19 during reproduction is supplied to the positive input terminal + of the operational amplifier 13 via the recording / reproduction switch 12.
上記のような前提構成によれば、記録時には、演算増
幅器13の帰還路にFMディエンファシス回路21が介在され
るため、記録記号ＶINRを1/2対数圧縮した後にFMエンフ
ァシス処理を施したのと同等の特性を得るとともに、再
生時には、再生信号をＶINP２倍の対数伸長する前に記
録時と同じFMディエンファシス回路21によってFMディエ
ンファシス処理を施すことができる。According to the above-described premise, since the FM de-emphasis circuit 21 is interposed in the feedback path of the operational amplifier 13 during recording, the FM emphasis processing is performed after the recording symbol VINR is compressed by 1/2 logarithm. In addition to obtaining the same characteristics, the FM de-emphasis processing can be performed by the same FM de-emphasis circuit 21 at the time of recording before the logarithmic expansion of the reproduced signal by VINP twice at the time of reproducing.
このため、FMエンファシス特性とFMディエンファシス
特性とを完全に逆の関係となすことができ、記録波形を
完全に再現できるようになる。また、回路的には、従来
のFMエンファシス回路18がなくなり、新たに記録再生ス
イッチや演算増幅器等を設置することもないので、構成
が簡易で小型化に適し経済的に有利とすることができ
る。For this reason, the FM emphasis characteristic and the FM de-emphasis characteristic can be completely opposite to each other, and the recorded waveform can be completely reproduced. Further, in terms of the circuit, the conventional FM emphasis circuit 18 is eliminated, and there is no need to newly install a recording / reproducing switch, an operational amplifier, etc., so that the configuration is simple, suitable for downsizing, and economically advantageous. .
ここで、上記回路の伝達特性を計算すると、記録時に
は、 ＶOR＝ＨFM［（1/α）（ＨNR/HWE）ＶINR］1/2…（10） となり上記（３）式と一致し、再生時には、 ＶOP＝（1/HFM２）［α（ＨWE/HNR］ＶINP２ …（11） となって、上記（６）式で ＨFM′＝ＨFM とした場合と一致している。Calculating the transfer characteristic of the above circuit, it becomes VOR = HFM [(1 / α) (HNR / HWE) VINR] 1/2 (10) at the time of recording, which coincides with the above equation (3), and at the time of reproducing. , VOP = (1 / HFM 2 ) [α (HWE / HNR] VINP 2 (11)), which is consistent with the case where HFM ′ = HFM in the above equation (6).
以下、上記した前提構成を踏まえた、この発明の一実
施例について、第２図を参照して詳細に説明する。これ
は、演算増幅器13の出力を、NRディエンファシス回路と
FMディエンファシス回路とを一体化した、伝達特性が
［ＨFM・ＨNR］-1のディエンファシス回路25を介してGC
A15に導くとともに、FMディエンファシス回路21を介し
てピーク検波回路21に導くようにしたもので、伝達特性
は第１図に示した回路と全く同じである。An embodiment of the present invention based on the above-mentioned premise will be described below in detail with reference to FIG. This is the output of the operational amplifier 13 to the NR de-emphasis circuit.
Integrated with the FM de-emphasis circuit, the transfer characteristic is [HFM / HNR] -1 via the de-emphasis circuit 25
The signal is led to A15 and also to the peak detection circuit 21 via the FM de-emphasis circuit 21, and the transfer characteristic is exactly the same as that of the circuit shown in FIG.
VHS方式のHiFiVTRのエンファシス特性は、第１図に示
したように、NRディエンファシス回路14の伝達特性とFM
ディエンファシス回路21の伝達特性とが、時定数56μse
cで連続するようになっている。このため、FMディエン
ファシスをNRディエンファシスに組み込んでも、単に素
子定数を変えるだけで回路構成は全く変える必要はなく
素子数が増加することもない。また、ピーク検波回路17
は、FMディエンファシス回路21の時定数との関係で、そ
のフィルタ特性を第２図に示したように変更する必要が
あるが、回路規模としては第１図のものとほとんど変わ
ることがない。As shown in Fig. 1, the emphasis characteristics of the VHS type HiFi VTR are the transfer characteristics of the NR de-emphasis circuit 14 and the FM.
The transfer characteristic of the de-emphasis circuit 21 has a time constant of 56 μse.
It becomes continuous with c. Therefore, even if the FM de-emphasis is incorporated into the NR de-emphasis, it is not necessary to change the circuit configuration by simply changing the element constant, and the number of elements does not increase. In addition, the peak detection circuit 17
In terms of the time constant of the FM de-emphasis circuit 21, it is necessary to change its filter characteristic as shown in FIG. 2, but the circuit scale is almost the same as that of FIG.
ここで、FMディエンファシス回路21を完全IC（集積回
路）内蔵アクティブフィルタで構成することを考える。
完全IC内蔵アクティブフィルタでは、IC内部での素子の
ばらつきの影響を補償するための調整回路が必要となる
が、この種の調整機能付アクティブフィルタでは、S/N
やひずみが悪化し易くなるのが一般的である。このた
め、音声信号経路中に、FMディエンファシス回路21とNR
ディエンファシス回路14とが存在すると、これらのフィ
ルタを完全IC内蔵しようとした場合、音声信号のS/Nや
ひずみが悪化してしまうものである。Here, it is considered that the FM de-emphasis circuit 21 is composed of an active filter with a complete IC (integrated circuit).
A complete IC built-in active filter requires an adjustment circuit to compensate for the effects of element variations inside the IC, but this type of active filter with an adjustment function requires S / N
In general, the strain and strain are likely to worsen. Therefore, FM de-emphasis circuit 21 and NR
The presence of the de-emphasis circuit 14 deteriorates the S / N and distortion of the audio signal when attempting to incorporate these filters in a complete IC.
ところが、第２図に示した実施例では、音声信号経路
中にはNRディエンファシス回路とFMディエンファシス回
路とを一体化したディエンファシス回路25が存在してい
るだけなので、この時定数回路だけを従来通りの外付け
素子で構成すれば、S/Nやひずみの悪化要因がなくなる
という利点がある。However, in the embodiment shown in FIG. 2, only the de-emphasis circuit 25, which is an unification of the NR de-emphasis circuit and the FM de-emphasis circuit, exists in the audio signal path. If the conventional external elements are used, there is an advantage that there is no cause of deterioration of S / N and distortion.
なお、ピーク検波回路17の前段のFMディエンファシス
回路21については、制御経路中に介在されているもので
あり、後に大容量コンデンサでピークホールドされてDC
（直流）電圧を得るためだけに使用されるものであるか
ら、ここでのFMディエンファシス回路21によるS/Nやひ
ずみの悪化は、音声信号の品位の悪化要因にはならな
い。Note that the FM de-emphasis circuit 21 in the previous stage of the peak detection circuit 17 is interposed in the control path, and is later peak-held by a large-capacity capacitor and then DC
Since it is used only to obtain the (DC) voltage, deterioration of S / N and distortion by the FM de-emphasis circuit 21 here does not become a factor of deterioration of the quality of the audio signal.
また、このFMディエンファシス回路21の極時定数は、
24μsecよりも小さくなっているため、56μsecに比べて
低容量で済むという利点もあり、IC内蔵化に有利となっ
ている。The polar time constant of this FM de-emphasis circuit 21 is
Since it is smaller than 24 μsec, it has the advantage of requiring a lower capacity than 56 μsec, which is advantageous for embedding the IC.
なお、この発明は上記各実施例に限定されるものでは
なく、例えば第１図のGCA15とNRディエンファシス回路1
4の順序を入れ替えるとか、第２図のGCA15とディエンフ
ァシス回路25の順序を入れ替えるなど、その要旨を逸脱
しない範囲で種々変形して実施することができる。The present invention is not limited to the above-mentioned embodiments, and for example, the GCA 15 and NR de-emphasis circuit 1 shown in FIG.
Various modifications can be made without departing from the gist of the invention, such as by changing the order of 4 or by changing the order of the GCA 15 and the de-emphasis circuit 25 in FIG.
［発明の効果］ 以上詳述したようにこの発明によれば、記録信号波形
を完全に再現することができ、しかも構成簡易にして経
済的に有利である極めて良好な雑音除去回路を提供する
ことができる。[Effects of the Invention] As described in detail above, according to the present invention, it is possible to provide a very good noise eliminator which can completely reproduce a recording signal waveform and has a simple structure and is economically advantageous. You can
第１図はこの発明の前提となる構成例を示すブロック構
成図、第２図はこの発明の一実施例を示すブロック構成
図、第３図及び第４図はそれぞれ従来の雑音除去回路を
示すブロック構成図である。 11……入出力信号処理部、12……記録再生スイッチ、13
……演算増幅器、14……NRディエンファシス回路、15…
…GCA、16……記録再生スイッチ、17……ピーク検波回
路、18……FMエンファシス回路、19……FM処理部、20…
…ヘッド、21……FMディエンファシス回路、22……記録
再生スイッチ、23……FMディエンファシス回路、24……
演算増幅器、25……ディエンファシス回路。FIG. 1 is a block diagram showing an example of a structure on which the present invention is based, FIG. 2 is a block diagram showing an embodiment of the present invention, and FIGS. 3 and 4 show conventional noise canceling circuits. It is a block diagram. 11 …… I / O signal processor, 12 …… Record / play switch, 13
...... Operational amplifier, 14 ...... NR de-emphasis circuit, 15 ...
… GCA, 16 …… Record / playback switch, 17 …… Peak detection circuit, 18 …… FM emphasis circuit, 19 …… FM processing section, 20…
… Head, 21 …… FM de-emphasis circuit, 22 …… Recording / playback switch, 23 …… FM de-emphasis circuit, 24 ……
Operational amplifier, 25 ... De-emphasis circuit.
Claims (2)
時は前記演算増幅器の負帰還路に振幅制御回路を置いて
該演算増幅器の入出力間で得られる前記振幅制御回路の
逆特性を利用して入力信号の圧縮をおこない、再生時は
前記振幅制御回路の入出力間で得られる特性を利用して
入力信号の伸長をおこなう音声信号記録再生系のノイズ
リダクションシステムにおいて、 前記振幅制御回路として、前記演算増幅器の出力から分
岐した経路上にある第２のフィルタと利得制御アンプ
と、前記分岐点の別の経路上にある第１のフィルタと前
記利得制御アンプを制御する出力を持つピーク検波回
路、とから成ることを特徴とする雑音除去回路。1. An amplitude control circuit, which comprises an operational amplifier and an amplitude control circuit, is placed in a negative feedback path of the operational amplifier during recording, and the inverse characteristic of the amplitude control circuit obtained between the input and output of the operational amplifier is used. In the noise reduction system of the audio signal recording / reproducing system, the input signal is expanded by utilizing the characteristic obtained between the input and output of the amplitude control circuit during the reproduction to compress the input signal. A peak detection having a second filter and a gain control amplifier on a path branched from the output of the operational amplifier, a first filter on another path of the branch point, and an output for controlling the gain control amplifier A noise elimination circuit comprising a circuit and.
の逆特性とノイズリダクションのエンファシス特性の逆
特性との合成特性を有し、第２のフィルタとしてノイズ
リダクションのエンファシス特性の逆特性を有すること
を特徴とする請求項１記載の雑音除去回路。2. The first filter has a composite characteristic of the inverse characteristic of the FM emphasis characteristic and the inverse characteristic of the noise reduction emphasis characteristic, and the second filter has an inverse characteristic of the noise reduction emphasis characteristic. The noise elimination circuit according to claim 1, which is characterized in that.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13871888A JP2685809B2 (en) | 1988-06-06 | 1988-06-06 | Noise removal circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP13871888A JP2685809B2 (en) | 1988-06-06 | 1988-06-06 | Noise removal circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01307971A JPH01307971A (en) | 1989-12-12 |
| JP2685809B2 true JP2685809B2 (en) | 1997-12-03 |
Family
ID=15228517
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP13871888A Expired - Lifetime JP2685809B2 (en) | 1988-06-06 | 1988-06-06 | Noise removal circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2685809B2 (en) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH043364A (en) * | 1990-04-19 | 1992-01-08 | Nec Ic Microcomput Syst Ltd | Noise reduction system |
-
1988
- 1988-06-06 JP JP13871888A patent/JP2685809B2/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01307971A (en) | 1989-12-12 |
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