JP2681956B2 - デジタル信号処理装置用のエンベロープ検出方法 - Google Patents
デジタル信号処理装置用のエンベロープ検出方法Info
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Description
【発明の詳細な説明】 以下の順序で本発明を説明する。
Ａ産業上の利用分野 Ｂ発明の概要 Ｃ従来の技術 Ｄ発明が解決しようとする課題 Ｅ課題を解決するための手段（第１図） Ｆ作用 Ｇ実施例 Ｈ発明の効果 Ａ産業上の利用分野 本発明はデジタル信号に変換されたオーディオ信号の
ダイナミックレンジをデジタル信号処理するデジタル信
号処理装置用のエンベロープ検出方法に関する。
ダイナミックレンジをデジタル信号処理するデジタル信
号処理装置用のエンベロープ検出方法に関する。
Ｂ発明の概要 本発明は入力信号のダイナミックレンジをデジタル的
に制御するためのデジタル信号処理装置用のエンベロー
プ検出方法に於いて、デジタル信号処理装置により、入
力信号のアタック時には固定のアタック係数を用いてピ
ーク検波を行ない、リカバリー時には実効値検波値から
リカバリー係数を算出し、該リカバリー係数を用いてエ
ンベロープ検波して、係数変更が容易で、入力信号のエ
ネルギー感を損わないものを得る様にしたものである。
に制御するためのデジタル信号処理装置用のエンベロー
プ検出方法に於いて、デジタル信号処理装置により、入
力信号のアタック時には固定のアタック係数を用いてピ
ーク検波を行ない、リカバリー時には実効値検波値から
リカバリー係数を算出し、該リカバリー係数を用いてエ
ンベロープ検波して、係数変更が容易で、入力信号のエ
ネルギー感を損わないものを得る様にしたものである。
Ｃ従来の技術 従来から、オーディオ信号のダイナミックレンジをコ
ントロールするために、アナログ技術を用いてダイナミ
ックレンジを最適に圧縮，伸長させる様にしたダイナミ
ックレンジコントローラ（以下DRCと記す）が知られて
いる。第６図Ａは例えば、レコードカッテング時にオー
バカッテングしない様にしたリミッタとして機能させる
ためのDRCを示し、入力端子T1に入力されたオーディオ
信号は利得可変素子を構成する乗算回路（１）を通して
出力端子T2に出力されるが、乗算回路（１）の出力信号
はコントロールシステム（２）を介して負帰還されてい
る。この構成ではコントロールシステム（２）に精度を
要さないが、コントロールシステム（２）の遅延によ
り、出力端子T2に過大なレベルの信号が出力される迄、
利得をリダクションすることが出来ないために、オーバ
シュートが発生する欠点がある。これに対し、第６図Ｂ
に示す様に入力端子T1に供給したオーディオ信号を遅延
回路（３）とコントロールシステム（２）に供給し、コ
ントロールシステム（２）の制御信号で乗算回路（１）
を制御させる入力信号による制御方式をとれば入力端子
T1に加えられる信号の変化に対してダイナミックレンジ
の特性を正確に調整することが可能であるが、コントロ
ールシステム（２）を精密に規定する必要がある。この
コントロールシステム（２）には図示しないがアナログ
的に構成したエンベロープ検波回路を含んでいる。この
エンベロープ検波方式としてはピーク検波方式と、実効
値（rms）検波方式が知られているが、第７図Ａはピー
ク検波回路図を示す、今入力端子T3に第７図Ｂの様なト
ーンバースト信号が供給されると、バッファ（４），整
流素子CDを通して増幅，整流されたトーンバースト信号
は抵抗器R1，R2及びコンデンサC1の時定数回路によっ
て、アタックタイム，リカバリータイム並にホールドタ
イムが決定される。これら諸量はDRCの歪率やノイズマ
スキングの品質に大きな影響を与える。アタックタイ
ム，リカバリータイム等の諸量はIEC等の定義ではトー
バースト波等の入力信号が加えられた後に初期の6dBオ
ーバシュートが2dB以内に収束する値をアタックタイム
として定義し、同じくリカバリタイム（リリースタイ
ム、或はディケイタイム）の値も出力レベルが収束値の
2dB以内に増加する迄の値を推奨している。第７図Ａに
示すピーク検波回路では第７図Ｃに示す様に抵抗器R1と
コンデンサC1の値によってアタックタイムが決定され、
リカバリタイムはコンデンサC1と抵抗器R2の値によって
決定される。この為に、入力信号のレベルに無関係に時
定数が決定されるためにDRCの歪率やノイズマスキング
に影響を与え、ダイナミックレベルコントロールの処理
結果が不自然になる欠点があった。
ントロールするために、アナログ技術を用いてダイナミ
ックレンジを最適に圧縮，伸長させる様にしたダイナミ
ックレンジコントローラ（以下DRCと記す）が知られて
いる。第６図Ａは例えば、レコードカッテング時にオー
バカッテングしない様にしたリミッタとして機能させる
ためのDRCを示し、入力端子T1に入力されたオーディオ
信号は利得可変素子を構成する乗算回路（１）を通して
出力端子T2に出力されるが、乗算回路（１）の出力信号
はコントロールシステム（２）を介して負帰還されてい
る。この構成ではコントロールシステム（２）に精度を
要さないが、コントロールシステム（２）の遅延によ
り、出力端子T2に過大なレベルの信号が出力される迄、
利得をリダクションすることが出来ないために、オーバ
シュートが発生する欠点がある。これに対し、第６図Ｂ
に示す様に入力端子T1に供給したオーディオ信号を遅延
回路（３）とコントロールシステム（２）に供給し、コ
ントロールシステム（２）の制御信号で乗算回路（１）
を制御させる入力信号による制御方式をとれば入力端子
T1に加えられる信号の変化に対してダイナミックレンジ
の特性を正確に調整することが可能であるが、コントロ
ールシステム（２）を精密に規定する必要がある。この
コントロールシステム（２）には図示しないがアナログ
的に構成したエンベロープ検波回路を含んでいる。この
エンベロープ検波方式としてはピーク検波方式と、実効
値（rms）検波方式が知られているが、第７図Ａはピー
ク検波回路図を示す、今入力端子T3に第７図Ｂの様なト
ーンバースト信号が供給されると、バッファ（４），整
流素子CDを通して増幅，整流されたトーンバースト信号
は抵抗器R1，R2及びコンデンサC1の時定数回路によっ
て、アタックタイム，リカバリータイム並にホールドタ
イムが決定される。これら諸量はDRCの歪率やノイズマ
スキングの品質に大きな影響を与える。アタックタイ
ム，リカバリータイム等の諸量はIEC等の定義ではトー
バースト波等の入力信号が加えられた後に初期の6dBオ
ーバシュートが2dB以内に収束する値をアタックタイム
として定義し、同じくリカバリタイム（リリースタイ
ム、或はディケイタイム）の値も出力レベルが収束値の
2dB以内に増加する迄の値を推奨している。第７図Ａに
示すピーク検波回路では第７図Ｃに示す様に抵抗器R1と
コンデンサC1の値によってアタックタイムが決定され、
リカバリタイムはコンデンサC1と抵抗器R2の値によって
決定される。この為に、入力信号のレベルに無関係に時
定数が決定されるためにDRCの歪率やノイズマスキング
に影響を与え、ダイナミックレベルコントロールの処理
結果が不自然になる欠点があった。
この様な欠点を除去するために、リカバリータイムの
時定数を入力信号のレベルに応じて切換えるピーク検波
回路も提案されている。この構成を第８図Ａ及び第９図
Ａに示す。第８図Ａ及び第９図Ａで上段に示す主系路は
第７図Ａと同一のピーク検波回路を構成しているので同
一符号を付して重複説明は省略する。第８図Ａ及び第９
図Ａの入力端子T3に供給したトーンバースト信号はバッ
ファ（４）に入力されると共にバッファ（５）に入力さ
れ、整流素子CD1で整流されコンパレータ（６）を構成
する差動増幅器（6a），（6b）の反転入力端子又は非反
転入力端子に供給される。差動増幅器（6a），（6b）の
反転入力端子又は非反転入力端子には抵抗器R4，R5の抵
抗値で分圧された基準電圧が供給され、差動増幅器（6
a），（6b）の出力はスイッチング用トランジスタTR1の
ベースに接続される。トランジスタTR1のコレクタは抵
抗器R2とR3の直列接続中点に接続され、エミッタ及び抵
抗器R3の一端は接地されている。入力端子T3に第８図Ｂ
及び第９図Ｂに示すトーンバースト信号が入力された場
合を考えると、第８図Ａのピーク検波回路では入力信号
に多くの低域成分を含んだ場合に有効でリカバリータイ
ムを長くする方式である。即ち、第８図Ｃの出力波形に
示す様にアタックタイムは主系路の時定数R1，C1で決定
されるが、リカバリータイムはコンパレータ（６）基準
レベルTLより高い間はスイッチング用トランジスタTR1
はオフ状態で時定数回路C1，R2，R3で定まる時定数で放
電するが、基準レベルTL以下になるとスイッチング用ト
ランジスタTR1は抵抗器R3をシャントして、以後時定数
回路はC1，R2で定まる時定数で放電する。
時定数を入力信号のレベルに応じて切換えるピーク検波
回路も提案されている。この構成を第８図Ａ及び第９図
Ａに示す。第８図Ａ及び第９図Ａで上段に示す主系路は
第７図Ａと同一のピーク検波回路を構成しているので同
一符号を付して重複説明は省略する。第８図Ａ及び第９
図Ａの入力端子T3に供給したトーンバースト信号はバッ
ファ（４）に入力されると共にバッファ（５）に入力さ
れ、整流素子CD1で整流されコンパレータ（６）を構成
する差動増幅器（6a），（6b）の反転入力端子又は非反
転入力端子に供給される。差動増幅器（6a），（6b）の
反転入力端子又は非反転入力端子には抵抗器R4，R5の抵
抗値で分圧された基準電圧が供給され、差動増幅器（6
a），（6b）の出力はスイッチング用トランジスタTR1の
ベースに接続される。トランジスタTR1のコレクタは抵
抗器R2とR3の直列接続中点に接続され、エミッタ及び抵
抗器R3の一端は接地されている。入力端子T3に第８図Ｂ
及び第９図Ｂに示すトーンバースト信号が入力された場
合を考えると、第８図Ａのピーク検波回路では入力信号
に多くの低域成分を含んだ場合に有効でリカバリータイ
ムを長くする方式である。即ち、第８図Ｃの出力波形に
示す様にアタックタイムは主系路の時定数R1，C1で決定
されるが、リカバリータイムはコンパレータ（６）基準
レベルTLより高い間はスイッチング用トランジスタTR1
はオフ状態で時定数回路C1，R2，R3で定まる時定数で放
電するが、基準レベルTL以下になるとスイッチング用ト
ランジスタTR1は抵抗器R3をシャントして、以後時定数
回路はC1，R2で定まる時定数で放電する。
第９図Ａに示すピーク検波回路では入力信号がパルス
状の高域成分を含んだ場合に有効である。即ち、第９図
Ｃの出力波形図に示す様に、アタックタイムは主系路の
時定数C1・R1で決定されるが、リカバリータイムはコン
パレータ（６）の基準レベルTLより高い間はスイッチン
グ用トランジスタTR1は抵抗器R3をシャントする様に
“オン”状態と成されているために時定数回路C1・R2の
時定数で放電するが、基準レベルTL以下になるとスイッ
チング用トランジスタTR1は“オフ”状態となって以
後、時定数回路のC1・R1・R3で定まる時定数で放電する
ことになる。
状の高域成分を含んだ場合に有効である。即ち、第９図
Ｃの出力波形図に示す様に、アタックタイムは主系路の
時定数C1・R1で決定されるが、リカバリータイムはコン
パレータ（６）の基準レベルTLより高い間はスイッチン
グ用トランジスタTR1は抵抗器R3をシャントする様に
“オン”状態と成されているために時定数回路C1・R2の
時定数で放電するが、基準レベルTL以下になるとスイッ
チング用トランジスタTR1は“オフ”状態となって以
後、時定数回路のC1・R1・R3で定まる時定数で放電する
ことになる。
この様なピーク検波回路の入力レベルに応じてリカバ
リータイムを可変する様に構成させても、出力波形信号
は入力信号のエネルギー量を反映した検波回路とならな
いために、聴感上に種々の不満が残る問題があった。
リータイムを可変する様に構成させても、出力波形信号
は入力信号のエネルギー量を反映した検波回路とならな
いために、聴感上に種々の不満が残る問題があった。
この様な問題を解決するために、入力信号のrms値を
基にアタック時とリカバリー時の時定数を付加した、第
10図Ａの様な実効値検波回路が提案されている。第10図
Ａの回路に於いて実効値検出回路（７）以外は第７図Ａ
の構成と同一であるので同一符号を付して示す。実効値
検出回路（７）は第10図Ｂ又は第10図Ｃの如く構成され
ている。第10図Ｂの場合は、入力信号ｘを二乗する二乗
演算回路（7a）を有し、二乗演算回路（7a）で入力信号
ｘをx2とし、積分するための積分用のフィルタ（7b）と
平方根回路（7c）を通すことで、出力信号ｙとしては の信号を取り出す構成とされている。第10図Ｃの場合は
入力信号ｘを二乗する二乗演算回路（7a）と、この二乗
演算回路（7a）で入力信号ｘをx2とし、この対数をとっ
てlogx2とする対数回路（7d）と、このlogx2を積分する
積分用フィルタ（7b）と、∫logx2dtを1/2とする割算回
路（7e）から構成されている。
基にアタック時とリカバリー時の時定数を付加した、第
10図Ａの様な実効値検波回路が提案されている。第10図
Ａの回路に於いて実効値検出回路（７）以外は第７図Ａ
の構成と同一であるので同一符号を付して示す。実効値
検出回路（７）は第10図Ｂ又は第10図Ｃの如く構成され
ている。第10図Ｂの場合は、入力信号ｘを二乗する二乗
演算回路（7a）を有し、二乗演算回路（7a）で入力信号
ｘをx2とし、積分するための積分用のフィルタ（7b）と
平方根回路（7c）を通すことで、出力信号ｙとしては の信号を取り出す構成とされている。第10図Ｃの場合は
入力信号ｘを二乗する二乗演算回路（7a）と、この二乗
演算回路（7a）で入力信号ｘをx2とし、この対数をとっ
てlogx2とする対数回路（7d）と、このlogx2を積分する
積分用フィルタ（7b）と、∫logx2dtを1/2とする割算回
路（7e）から構成されている。
Ｄ発明が解決しようとする課題 従来のアナログ的DRCのエンベロープ検波回路に於い
ては、実効値検波回路を用いると、二乗演算回路（7
a），平方根回路（7c），対数回路（7c），割算回路（7
e）等のアナログ的演算回路を必要とし、回路が複雑と
なる。更に第６図Ｂに示すコントロールシステム（２）
として必要な高精度，高安定度が要求されると、実効値
検波回路はデバイス構成が極めて高価なものとなる。更
に実効値検波の原理上積分用フィルタ（7b）を用いるた
め過渡信号に対して応答性（特にアタック時）が悪く、
DRCをリミッタとして用いた場合（ダイナミックレンジ
を大きくさせる圧縮器及びノイズリダクション等のため
の伸長器等として利用される。）に問題が多い。更に、
第６図Ｂで示す主系路の遅延回路（３）をアナログ的に
構成させる場合には高価になりすぎる問題があった。
ては、実効値検波回路を用いると、二乗演算回路（7
a），平方根回路（7c），対数回路（7c），割算回路（7
e）等のアナログ的演算回路を必要とし、回路が複雑と
なる。更に第６図Ｂに示すコントロールシステム（２）
として必要な高精度，高安定度が要求されると、実効値
検波回路はデバイス構成が極めて高価なものとなる。更
に実効値検波の原理上積分用フィルタ（7b）を用いるた
め過渡信号に対して応答性（特にアタック時）が悪く、
DRCをリミッタとして用いた場合（ダイナミックレンジ
を大きくさせる圧縮器及びノイズリダクション等のため
の伸長器等として利用される。）に問題が多い。更に、
第６図Ｂで示す主系路の遅延回路（３）をアナログ的に
構成させる場合には高価になりすぎる問題があった。
本発明は叙上の問題点に鑑み、デジタル的に入力信号
を処理し、係数変更が容易で、入力信号のエネルギー感
を出力信号に反映出来るデジタル信号処理装置用のエン
ベロープ検出方法を得ることを目的とするものである。
を処理し、係数変更が容易で、入力信号のエネルギー感
を出力信号に反映出来るデジタル信号処理装置用のエン
ベロープ検出方法を得ることを目的とするものである。
Ｅ課題を解決するための手段 本発明の構成は第１図にその１例を示す様に、入力信
号のダイナミックレンジをデジタル的に制御するための
デジタル信号処理装置用のエンベロープ検出方法に於い
て、入力信号のアタック時には固定のアタック係数を用
いてデジタル信号処理装置によりピーク検波を行うと共
に、入力信号の実効値を演算し、演算した実効値と所定
係数との比較から複数のリカバリー係数を算出し、入力
信号のリカバリー時には複数のリカバリー係数に基づい
てエンベロープ検波を行ない、該ピーク検波時と該エン
ベロープ検波時をアタック時とリカバリー時で切換制御
する様に成したものである。
号のダイナミックレンジをデジタル的に制御するための
デジタル信号処理装置用のエンベロープ検出方法に於い
て、入力信号のアタック時には固定のアタック係数を用
いてデジタル信号処理装置によりピーク検波を行うと共
に、入力信号の実効値を演算し、演算した実効値と所定
係数との比較から複数のリカバリー係数を算出し、入力
信号のリカバリー時には複数のリカバリー係数に基づい
てエンベロープ検波を行ない、該ピーク検波時と該エン
ベロープ検波時をアタック時とリカバリー時で切換制御
する様に成したものである。
Ｆ作用 本発明のデジタル信号処理用のエンベロープ検出方法
はデジタル信号処理装置によって、デジタル的に変換し
た入力信号のアタックタイムは固定したアタック係数ta
によって演算してピーク検波を行ない、リカバリータイ
ムは入力信号を実効値検出した値からリカバリー係数tr
を演算しその結果に基づく最適なリカバリ係数trよって
連続的に選択することでエンベロープ検波する様にして
いるのでrms検波がデジタル的に行なわれ、入力信号の
エネルギーを反映した検波出力が得られ、且つ簡単に検
波方法が得られる。
はデジタル信号処理装置によって、デジタル的に変換し
た入力信号のアタックタイムは固定したアタック係数ta
によって演算してピーク検波を行ない、リカバリータイ
ムは入力信号を実効値検出した値からリカバリー係数tr
を演算しその結果に基づく最適なリカバリ係数trよって
連続的に選択することでエンベロープ検波する様にして
いるのでrms検波がデジタル的に行なわれ、入力信号の
エネルギーを反映した検波出力が得られ、且つ簡単に検
波方法が得られる。
Ｇ実施例 以下、本発明のデジタル信号処理装置用エンベロープ
検出方法の１実施例を第１図乃至第５図に処理用エンベ
ロープ検出方法が用いられるダイナミックレンジコント
ローラの全体的系統図を示している。第２図で入力端子
T1に供給される入力信号（例えばデジタル化したトーン
バースト信号）を主系路ではデジタル的遅延回路（３）
と乗算回路（1a）を介して出力端子T2出力する。この主
系路の遅延回路（３）は後述するコントロールシステム
経路のエンベロープ検波回路（10）で発生するアタック
タイム等によって時間遅れが生じ、コントロールシステ
ム系で生成される利得制御信号は主系路を流れる信号に
対して遅れを生ずるために、圧縮器やリミッタ等の処理
に於いては、この遅れによって、オーバシュートが生じ
て歪みの原因となるので、主系路に遅延回路（３）を挿
入してこれら原因を防止している。
検出方法の１実施例を第１図乃至第５図に処理用エンベ
ロープ検出方法が用いられるダイナミックレンジコント
ローラの全体的系統図を示している。第２図で入力端子
T1に供給される入力信号（例えばデジタル化したトーン
バースト信号）を主系路ではデジタル的遅延回路（３）
と乗算回路（1a）を介して出力端子T2出力する。この主
系路の遅延回路（３）は後述するコントロールシステム
経路のエンベロープ検波回路（10）で発生するアタック
タイム等によって時間遅れが生じ、コントロールシステ
ム系で生成される利得制御信号は主系路を流れる信号に
対して遅れを生ずるために、圧縮器やリミッタ等の処理
に於いては、この遅れによって、オーバシュートが生じ
て歪みの原因となるので、主系路に遅延回路（３）を挿
入してこれら原因を防止している。
コントロールシステム系路では入力端子T1に供給され
る入力信号はデジタル的なエンベロープ検波回路（10）
で包絡線検波し、この包絡線検波信号をデジタル的な対
数回路（11）で対数変換し、同じくデジタル的な利得制
御信号発生回路（12）に供給して、対数変換された包絡
線検波信号から利得制御信号を生成する。この生成され
た利得制御信号は対数的な出力信号として出力されるの
で、次段のデジタル的逆対数回路（13）を通すことでリ
ニアな利得制御信号に変換される。次にこの利得制御信
号は積分用のデジタルフィルタ（14）に供給される。こ
の利得制御信号は有限語長の基で対数回路（11）、逆対
数回路（13）等の広い範囲の関数処理を行なうときに生
ずる激しい変化を平滑化するためのLPFであり、このLPF
で平滑化された利得制御信号が乗算回路（1a）で乗算さ
れる。
る入力信号はデジタル的なエンベロープ検波回路（10）
で包絡線検波し、この包絡線検波信号をデジタル的な対
数回路（11）で対数変換し、同じくデジタル的な利得制
御信号発生回路（12）に供給して、対数変換された包絡
線検波信号から利得制御信号を生成する。この生成され
た利得制御信号は対数的な出力信号として出力されるの
で、次段のデジタル的逆対数回路（13）を通すことでリ
ニアな利得制御信号に変換される。次にこの利得制御信
号は積分用のデジタルフィルタ（14）に供給される。こ
の利得制御信号は有限語長の基で対数回路（11）、逆対
数回路（13）等の広い範囲の関数処理を行なうときに生
ずる激しい変化を平滑化するためのLPFであり、このLPF
で平滑化された利得制御信号が乗算回路（1a）で乗算さ
れる。
第２図の利得制御信号発生回路（12）の動作を第３図
A,Bにより更に詳記する。今、リニヤな入力信号を
ｘ′、リニヤな出力信号をｙ′とすると、利得制御信号
発生回路（12）では Ｘ′＝20logx′ ・・・（１） Ｙ′＝20logy′ ・・・（２） で表される。Ｘ′,Y′に Ｙ′＝ax′＋ｂ ・・・（３） の関係があるとき利得Ｇは ここに（１），（２）式を代入すれば Ｇ＝Ｙ′−Ｘ′ となり、ここに（３）式を代入すれば Ｇ＝（ax′＋ｂ）−ｘ′ ＝ax′＋ｂ−ｘ′ ＝（ａ−１）ｘ′＋ｂ ・・・（４） となる。
A,Bにより更に詳記する。今、リニヤな入力信号を
ｘ′、リニヤな出力信号をｙ′とすると、利得制御信号
発生回路（12）では Ｘ′＝20logx′ ・・・（１） Ｙ′＝20logy′ ・・・（２） で表される。Ｘ′,Y′に Ｙ′＝ax′＋ｂ ・・・（３） の関係があるとき利得Ｇは ここに（１），（２）式を代入すれば Ｇ＝Ｙ′−Ｘ′ となり、ここに（３）式を代入すれば Ｇ＝（ax′＋ｂ）−ｘ′ ＝ax′＋ｂ−ｘ′ ＝（ａ−１）ｘ′＋ｂ ・・・（４） となる。
今閾値Cth以上で動作を開始する圧縮比Crなる圧縮器
を考えたときの入出力の関係は Ｙ′＝Cr・Ｘ′＋Cth（１−Cr） ・・・（５） となる、圧縮比＝1/3、閾値Cth＝−20dBとしたときの例
を第３図Ａに示す。従って（３），（４）式より利得Ｇ
は Ｇ＝（Cr−１）Ｘ′＋Cth（１−Cr） ＝（Cr−１）（Ｘ′−Cth） ・・・（６） となる。ここで Cs＝Cr−１ ・・・（７） とすると利得Ｇは Ｇ＝（Cr−１）（Ｘ′−Cth）＝Cs・（Ｘ′−Cth）・・
・（８） となる。即ちエンベロープ検波を行なった後に対数回路
で対数化した入力信号Ｘ′に対し、（８）式の処理を行
なうことによって、利得Ｃなる制御信号を生成する。こ
の例では圧縮特性の場合のみで、リミッタ、或は伸張器
ノイズゲート等の時にも、（７）式に担当する関数が存
在し、この処理を利得制御信号発生回路（12）が行なう
ことになる。
を考えたときの入出力の関係は Ｙ′＝Cr・Ｘ′＋Cth（１−Cr） ・・・（５） となる、圧縮比＝1/3、閾値Cth＝−20dBとしたときの例
を第３図Ａに示す。従って（３），（４）式より利得Ｇ
は Ｇ＝（Cr−１）Ｘ′＋Cth（１−Cr） ＝（Cr−１）（Ｘ′−Cth） ・・・（６） となる。ここで Cs＝Cr−１ ・・・（７） とすると利得Ｇは Ｇ＝（Cr−１）（Ｘ′−Cth）＝Cs・（Ｘ′−Cth）・・
・（８） となる。即ちエンベロープ検波を行なった後に対数回路
で対数化した入力信号Ｘ′に対し、（８）式の処理を行
なうことによって、利得Ｃなる制御信号を生成する。こ
の例では圧縮特性の場合のみで、リミッタ、或は伸張器
ノイズゲート等の時にも、（７）式に担当する関数が存
在し、この処理を利得制御信号発生回路（12）が行なう
ことになる。
第２図のエンベロープ検波回路（10）をデジタル信号
処理装置を利用して構成した場合の機能的系統図を第１
図に示す、第１図で、先ずデジタル的な入力信号x1はエ
ンベロープ検出系路を構成する全波整流手段（17）並に
リカバリー係数検出系路（16）の二乗演算手段（19）に
供給される。先ずリカバリ係数検出系路（16）について
説明する。二乗演算手段（19）ではrmsを利用してリカ
バリー係数Trを算出するために、デジタル的な入力信号
x1を供給することで出力信号y2は y2（ｎ）＝x1 2（ｎ） ・・・（９） の二乗演算が行なわれる。ここでｎはｎサンプリング目
の入出力信号を示す。二乗演算手段（19）の出力信号y2
は一次の巡回型デジタルフィルタ（20）に入力信号x2と
して供給される。このデジタルフィルタ（20）の入出力
信号x2及びy3は乗算係数をtavとすれば、 y3（ｎ）＝tav｛x2（ｎ）−y3（ｎ−１）｝ ＋y3（ｎ−１） ・・・（10） の処理が行なわれてLPFとして機能する。この場合のZ-1
はＺ変換した１サンプル値の遅延量を示す。デジタルフ
ィルタ（20）の出力信号y3は次段の平方根演算手段（2
1）に入力信号x3として供給され、出力信号y4は が演算されてy4（ｎ）なるrms値が算出される。次に平
方根演算手段（21）のrms値である出力信号y4はリカバ
リー係数演算手段（22）に入力信号x4として入力される
（y4＝x4）。リカバリー係数演算手段（22）内では例え
ば一次関数を利用してリカバリー係数trを求める。
処理装置を利用して構成した場合の機能的系統図を第１
図に示す、第１図で、先ずデジタル的な入力信号x1はエ
ンベロープ検出系路を構成する全波整流手段（17）並に
リカバリー係数検出系路（16）の二乗演算手段（19）に
供給される。先ずリカバリ係数検出系路（16）について
説明する。二乗演算手段（19）ではrmsを利用してリカ
バリー係数Trを算出するために、デジタル的な入力信号
x1を供給することで出力信号y2は y2（ｎ）＝x1 2（ｎ） ・・・（９） の二乗演算が行なわれる。ここでｎはｎサンプリング目
の入出力信号を示す。二乗演算手段（19）の出力信号y2
は一次の巡回型デジタルフィルタ（20）に入力信号x2と
して供給される。このデジタルフィルタ（20）の入出力
信号x2及びy3は乗算係数をtavとすれば、 y3（ｎ）＝tav｛x2（ｎ）−y3（ｎ−１）｝ ＋y3（ｎ−１） ・・・（10） の処理が行なわれてLPFとして機能する。この場合のZ-1
はＺ変換した１サンプル値の遅延量を示す。デジタルフ
ィルタ（20）の出力信号y3は次段の平方根演算手段（2
1）に入力信号x3として供給され、出力信号y4は が演算されてy4（ｎ）なるrms値が算出される。次に平
方根演算手段（21）のrms値である出力信号y4はリカバ
リー係数演算手段（22）に入力信号x4として入力される
（y4＝x4）。リカバリー係数演算手段（22）内では例え
ば一次関数を利用してリカバリー係数trを求める。
本例では第４図A,Bに示す様に１次関数曲線（23）（2
4）の傾きtrs及び切片trcを利用する。第４図Ａの場合
はtrs＜０を第４図Ｂの場合はtrs＞０を示すもので縦軸
にリカバリー係数trを横軸にrms値である出力信号y4の
値をとり、y4（ｎ）の値に応じてリカバリー係数trを連
続的に求める。即ち、リカバリー係数trとして tr＝trs・y4（ｎ）＋trc ・・・（12） を求めてエンベロープ検波手段（18）のリカバリー係数
trを変化させる様にエンベロープ検波手段（18）に供給
される。一方、エンベロープ検出系路（15）では全波整
流手段（17）に入力された入力信号x1は全波整流され、
その出力信号y5（ｎ）は y5（ｎ）＝｜x1（ｎ）｜ ・・・（13） とされ、この出力信号y5（ｎ）はエンベロープ検波手段
（18）に入力信号x5（y5＝x5）として入力され出力信号
y6として出力されるが、 x5（ｎ）＞y6（ｎ−１）のとき、 y6（ｎ）＝ta｛x5（ｎ）−y6（ｎ−１）｝ ＋y6（ｎ−１） ・・・（14） 但しtaはデジタルフィルタのアタック係数としてアタッ
クタイムを決定する。又、 x5（ｎ）≦y6（ｎ−１）のとき、 y6（ｎ）＝tr・y6（ｎ−１） ・・・（15） としてリカバリータイムを決定することでエンベロープ
検波が行なわれる。
4）の傾きtrs及び切片trcを利用する。第４図Ａの場合
はtrs＜０を第４図Ｂの場合はtrs＞０を示すもので縦軸
にリカバリー係数trを横軸にrms値である出力信号y4の
値をとり、y4（ｎ）の値に応じてリカバリー係数trを連
続的に求める。即ち、リカバリー係数trとして tr＝trs・y4（ｎ）＋trc ・・・（12） を求めてエンベロープ検波手段（18）のリカバリー係数
trを変化させる様にエンベロープ検波手段（18）に供給
される。一方、エンベロープ検出系路（15）では全波整
流手段（17）に入力された入力信号x1は全波整流され、
その出力信号y5（ｎ）は y5（ｎ）＝｜x1（ｎ）｜ ・・・（13） とされ、この出力信号y5（ｎ）はエンベロープ検波手段
（18）に入力信号x5（y5＝x5）として入力され出力信号
y6として出力されるが、 x5（ｎ）＞y6（ｎ−１）のとき、 y6（ｎ）＝ta｛x5（ｎ）−y6（ｎ−１）｝ ＋y6（ｎ−１） ・・・（14） 但しtaはデジタルフィルタのアタック係数としてアタッ
クタイムを決定する。又、 x5（ｎ）≦y6（ｎ−１）のとき、 y6（ｎ）＝tr・y6（ｎ−１） ・・・（15） としてリカバリータイムを決定することでエンベロープ
検波が行なわれる。
叙上の処理は離散系て表現したが理解を容易にするた
めに連続値系に置き換えて、第５図の波形図で説明す
る。第５図Ａは全波整流手段（17）と二乗演算手段（1
9）に供給されるトーンバースト状の入力信号x1（ｔ）
を示すものでデジタルフィルタ（20）と平方根演算手段
（21）を通してrms値とされた出力信号y4は第５図Ｂの
様に変化する。この出力信号y4（ｔ）に対し、リカバリ
ー係数Trは、１次関数（23），（24）の傾きtrsが零よ
り小さいか或は大きいかによって第５図C,Eの様に変化
する。このためにエンベロープ検波手段（18）でエンベ
ロープ検波された波形は第５図D,Fの様になる。即ちエ
ンベロープ検波手段（18）に入力される入力信号のx
5（ｔ）がx5（ｔ）＞y6（ｔ）のとき、即ち入力信号の
立ち上り時には第５図D,Fに示す様に出力信号y6（ｔ）
はアタック係数taによって立ち上がるアタックタイムを
有し、立ち下りのリカバリータイムは１次関数（23）の
傾きtrsがtrs＜０の場合は第５図Ｃに示す連続的なリカ
バリー係数値trが順次エンベロープ検波手段（18）に供
給されて、このリカバリー係数値に応じて出力信号y
6（ｔ）が第５図Ｄの様に変化する。この場合はパルス
状の入力信号に適した応答と成る。又、立ち下りのリカ
バリータイムは１次関数（24）の傾きtrsがtrs＞０の場
合は第５図Ｅに示す連続的なリカバリー係数trが順次エ
ンベロープ検波手段（18）に供給されて、このリカバリ
ー係数値に応じて出力信号y6（ｔ）が第５図Ｆの様に変
化する。この場合は低周波成分の多い入力信号の応答に
適している。
めに連続値系に置き換えて、第５図の波形図で説明す
る。第５図Ａは全波整流手段（17）と二乗演算手段（1
9）に供給されるトーンバースト状の入力信号x1（ｔ）
を示すものでデジタルフィルタ（20）と平方根演算手段
（21）を通してrms値とされた出力信号y4は第５図Ｂの
様に変化する。この出力信号y4（ｔ）に対し、リカバリ
ー係数Trは、１次関数（23），（24）の傾きtrsが零よ
り小さいか或は大きいかによって第５図C,Eの様に変化
する。このためにエンベロープ検波手段（18）でエンベ
ロープ検波された波形は第５図D,Fの様になる。即ちエ
ンベロープ検波手段（18）に入力される入力信号のx
5（ｔ）がx5（ｔ）＞y6（ｔ）のとき、即ち入力信号の
立ち上り時には第５図D,Fに示す様に出力信号y6（ｔ）
はアタック係数taによって立ち上がるアタックタイムを
有し、立ち下りのリカバリータイムは１次関数（23）の
傾きtrsがtrs＜０の場合は第５図Ｃに示す連続的なリカ
バリー係数値trが順次エンベロープ検波手段（18）に供
給されて、このリカバリー係数値に応じて出力信号y
6（ｔ）が第５図Ｄの様に変化する。この場合はパルス
状の入力信号に適した応答と成る。又、立ち下りのリカ
バリータイムは１次関数（24）の傾きtrsがtrs＞０の場
合は第５図Ｅに示す連続的なリカバリー係数trが順次エ
ンベロープ検波手段（18）に供給されて、このリカバリ
ー係数値に応じて出力信号y6（ｔ）が第５図Ｆの様に変
化する。この場合は低周波成分の多い入力信号の応答に
適している。
この様に本例のデジタル信号処理装置用エンベロープ
検波回路によれば入力信号の立ち上り時のアタック時に
は通常のピーク検波を行ない、入力信号波形に適確に追
従し、立ち下りのリカバリー時にはrms値から直接演算
したリカバリー係数trを用いることによって、この検波
以後に行なわれるダイナミックレベルコントロール処理
に適したエンベロープ検波信号を生成出来るので入力信
号のエネルギ量を反映したrms検波が行なわれると共に
デジタル信号処理装置で構成出来るのでエンベロープ検
波回路を安価、高精度に構成出来、リカバリー係数の変
更も容易である効果を有する。
検波回路によれば入力信号の立ち上り時のアタック時に
は通常のピーク検波を行ない、入力信号波形に適確に追
従し、立ち下りのリカバリー時にはrms値から直接演算
したリカバリー係数trを用いることによって、この検波
以後に行なわれるダイナミックレベルコントロール処理
に適したエンベロープ検波信号を生成出来るので入力信
号のエネルギ量を反映したrms検波が行なわれると共に
デジタル信号処理装置で構成出来るのでエンベロープ検
波回路を安価、高精度に構成出来、リカバリー係数の変
更も容易である効果を有する。
尚、上記実施例に於いては１次関数（23），（24）を
用いてリカバリー係数を算出したが２次関数曲線値等を
メモリに記憶させるなど本発明の要旨を逸脱しない範囲
で種々の変形が可能である。
用いてリカバリー係数を算出したが２次関数曲線値等を
メモリに記憶させるなど本発明の要旨を逸脱しない範囲
で種々の変形が可能である。
Ｈ発明の効果 本発明によればデジタル信号処理装置を用いてデジタ
ル的に処理しているためにリカバリー係数の変更が極め
て容易に出来る。検波方法としてはrms検波を用いてい
るので入力信号のエネルギー感を検波出力に反映出来る
ためダイナミックレンジコントロール時の聴感上の問題
が解決され、ハード的にはデジタル信号処理装置だけで
あるので高精度、廉価に構成し得る効果を有する。
ル的に処理しているためにリカバリー係数の変更が極め
て容易に出来る。検波方法としてはrms検波を用いてい
るので入力信号のエネルギー感を検波出力に反映出来る
ためダイナミックレンジコントロール時の聴感上の問題
が解決され、ハード的にはデジタル信号処理装置だけで
あるので高精度、廉価に構成し得る効果を有する。
第１図は本発明はのデジタル信号処理装置用エンベロー
プ検波回路の一実施例を示す機能的系統図、第２図はダ
イナミックレンジコントローラの圧縮、伸張を行なうた
めの系統図、第３図は第１図中の利得制御信号発生回路
の入出力特性及び入力−利得特性図、第４図はリカバリ
ー係数を求めるための線図、第５図は第１図の動作説明
をアナログ的に示した波形図、第６図は従来のダイナミ
ックレンジコントローラの系統図、第７図は従来のピー
ク検波回路とその入出力波形図、第８図は従来のリカバ
リータイム切換回路とその入出力波形図、第９図は第８
図と同様の実施例を示す切換回路とその入出力波形図、
第10図は従来の実効値検波回路の系統図である。 （1a）は乗算回路、（３）は遅延回路、（10）はエンベ
ロープ検波回路、（12）は利得制御信号発生回路、（1
7）は全波整流手段、（18）はエンベロープ検波手段、
（19）は二乗演算手段、（20）はデジタルフィルタ、
（21）は平方根演算手段、（22）はリカバリー係数演算
手段である。
プ検波回路の一実施例を示す機能的系統図、第２図はダ
イナミックレンジコントローラの圧縮、伸張を行なうた
めの系統図、第３図は第１図中の利得制御信号発生回路
の入出力特性及び入力−利得特性図、第４図はリカバリ
ー係数を求めるための線図、第５図は第１図の動作説明
をアナログ的に示した波形図、第６図は従来のダイナミ
ックレンジコントローラの系統図、第７図は従来のピー
ク検波回路とその入出力波形図、第８図は従来のリカバ
リータイム切換回路とその入出力波形図、第９図は第８
図と同様の実施例を示す切換回路とその入出力波形図、
第10図は従来の実効値検波回路の系統図である。 （1a）は乗算回路、（３）は遅延回路、（10）はエンベ
ロープ検波回路、（12）は利得制御信号発生回路、（1
7）は全波整流手段、（18）はエンベロープ検波手段、
（19）は二乗演算手段、（20）はデジタルフィルタ、
（21）は平方根演算手段、（22）はリカバリー係数演算
手段である。
Claims (1)
- 【請求項１】入力信号のダイナミックレンジをデジタル
的に制御するためのデジタル信号処理装置用のエンベロ
ープ検出方法において、 上記入力信号のアタック時には固定のアタック係数を用
いて上記デジタル信号処理装置によりピーク検波を行う
と共に 該入力信号の実効値を演算し、演算した実効値と所定係
数との比較から複数のリカバリー係数を算出し、該入力
信号のリカバリー時には該複数のリカバリー係数に基づ
いてエンベロープ検波を行ない、該ピーク検波時と該エ
ンベロープ検波時をアタック時とリカバリー時で切換制
御して成ることを特徴とするデジタル信号処理装置用の
エンベロープ検出方法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63009143A JP2681956B2 (ja) | 1988-01-19 | 1988-01-19 | デジタル信号処理装置用のエンベロープ検出方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63009143A JP2681956B2 (ja) | 1988-01-19 | 1988-01-19 | デジタル信号処理装置用のエンベロープ検出方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01185010A JPH01185010A (ja) | 1989-07-24 |
| JP2681956B2 true JP2681956B2 (ja) | 1997-11-26 |
Family
ID=11712399
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63009143A Expired - Fee Related JP2681956B2 (ja) | 1988-01-19 | 1988-01-19 | デジタル信号処理装置用のエンベロープ検出方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2681956B2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US9036758B2 (en) | 2011-12-02 | 2015-05-19 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Method and apparatus for detecting envelope |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP2009786B1 (en) * | 2007-06-25 | 2015-02-25 | Harman Becker Automotive Systems GmbH | Feedback limiter with adaptive control of time constants |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2508455B2 (ja) * | 1985-03-20 | 1996-06-19 | ソニー株式会社 | 波形デ―タ発生回路 |
| JPH0716162B2 (ja) * | 1985-12-17 | 1995-02-22 | ソニー株式会社 | デジタルレベル検出回路 |
-
1988
- 1988-01-19 JP JP63009143A patent/JP2681956B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US9036758B2 (en) | 2011-12-02 | 2015-05-19 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Method and apparatus for detecting envelope |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01185010A (ja) | 1989-07-24 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |