JP2679868B2 - パワーコンバータ装置 - Google Patents
パワーコンバータ装置Info
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
- H02J3/00—Circuit arrangements for ac mains or ac distribution networks
- H02J3/38—Arrangements for parallely feeding a single network by two or more generators, converters or transformers
- H02J3/46—Controlling of the sharing of output between the generators, converters, or transformers
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- H02J1/10—Parallel operation of dc sources
- H02J1/102—Parallel operation of dc sources being switching converters
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- H—ELECTRICITY
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- H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
- H02J1/00—Circuit arrangements for dc mains or dc distribution networks
- H02J1/10—Parallel operation of dc sources
- H02J1/108—Parallel operation of dc sources using diodes blocking reverse current flow
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- Power Engineering (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Supply And Distribution Of Alternating Current (AREA)
- Direct Current Feeding And Distribution (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 （産業上の利用分野） 本発明は、パワーコンバータ（電力変換回路）に関
し、特に、負荷に連続的に電力を提供するために、共通
負荷に並列接続された電源回路間での負荷分担技術に関
する。
し、特に、負荷に連続的に電力を提供するために、共通
負荷に並列接続された電源回路間での負荷分担技術に関
する。
（従来技術） 並列接続される電力変換回路は、負荷分担回路が無い
場合、共通負荷を等しくは分担しない。この不平衡は、
個々のコンバータの調整された出力電圧のわずかな差に
起因し、パワーコンバータの一方が負荷電流のほとんど
全てを供給してしまう。
場合、共通負荷を等しくは分担しない。この不平衡は、
個々のコンバータの調整された出力電圧のわずかな差に
起因し、パワーコンバータの一方が負荷電流のほとんど
全てを供給してしまう。
これら並列接続パワーコンバータが負荷にほぼ等しい
電流を供給するようにさせるために、負荷電流制御フィ
ードバック装置が使用される。従来例（米国特許第4276
590号）によれば、共通負荷に並列接続されたパワーコ
ンバータ間の電流分担は、並列接続されたパワーコンバ
ータ間の負荷電流を分担維持するために、並列接続され
たパワーコンバータ間の分担電流の差を検知し、パワー
スイッチのデューティサイクルを変化させることによ
り、おこなわれる。
電流を供給するようにさせるために、負荷電流制御フィ
ードバック装置が使用される。従来例（米国特許第4276
590号）によれば、共通負荷に並列接続されたパワーコ
ンバータ間の電流分担は、並列接続されたパワーコンバ
ータ間の負荷電流を分担維持するために、並列接続され
たパワーコンバータ間の分担電流の差を検知し、パワー
スイッチのデューティサイクルを変化させることによ
り、おこなわれる。
同様な負荷電流回路が、NASA技術レポートN76−26393
/8に開示されており、また、同レポートは、並列接続さ
れたコンバータ間で自動的に負荷を分担する方法と装置
について記述している。電流和回路と不平衡検知回路
は、並列接続されたコンバータ間で負荷電流の均等分担
を達成するために、各コンバータ間の調整フィードバッ
ク信号と結合した差信号を生成する。
/8に開示されており、また、同レポートは、並列接続さ
れたコンバータ間で自動的に負荷を分担する方法と装置
について記述している。電流和回路と不平衡検知回路
は、並列接続されたコンバータ間で負荷電流の均等分担
を達成するために、各コンバータ間の調整フィードバッ
ク信号と結合した差信号を生成する。
多くの応用例では、コンバータは、信頼性の確保、冗
長性、出力バスへの電力の連続性のために、並列接続さ
れる。これらの応用例においては、バス電圧の変動とグ
リッチ（glitch）の確率を最小限にしなければならな
い。しかし、これらの装置は、接続および切り離しの過
渡状態および故障状態に、かなり大きな出力バス電圧の
変動をともなって応答する。並列接続されたパワーコン
バータの出力すなわち並列回路が、突然に切り離しまた
は接続されると、または、並列接続されたパワーコンバ
ータの１つが入り切りされると、かなり大きな出力バス
電圧の変動が生じる。また、並列接続されたバスが短絡
された場合も、かなり大きな出力バス電圧の変動が生じ
る。
長性、出力バスへの電力の連続性のために、並列接続さ
れる。これらの応用例においては、バス電圧の変動とグ
リッチ（glitch）の確率を最小限にしなければならな
い。しかし、これらの装置は、接続および切り離しの過
渡状態および故障状態に、かなり大きな出力バス電圧の
変動をともなって応答する。並列接続されたパワーコン
バータの出力すなわち並列回路が、突然に切り離しまた
は接続されると、または、並列接続されたパワーコンバ
ータの１つが入り切りされると、かなり大きな出力バス
電圧の変動が生じる。また、並列接続されたバスが短絡
された場合も、かなり大きな出力バス電圧の変動が生じ
る。
（発明の概要） 本発明によれば、並列接続されたパワーコンバータ間
の電流均等分担は、負荷電流の分担を監視し、コンバー
タ調整回路の誤差増幅器の入力信号を調節して、全ての
並列接続されたコンバータが、コンバータに負荷を等し
く分担させる調整出力電圧を有するようにすることによ
り、達成される。特に、本発明の回路は、電流分担制御
動作により達成され得る出力電圧の変化を制限するよう
に働く。並列パワーコンバータの電流の不平衡に比例す
る電圧が、振幅制限用アンプを介して、各パワーコンバ
ータの誤差増幅器入力に与えられる。結果として生じ得
る出力バス電圧の変化量は、振幅制限用アンプの飽和制
限により、また、振幅制限用アンプの出力電流を制限す
る抵抗により、制限される。これらの要素は、最大の出
力変化が、出力電圧セットポイントの最悪ケースの偏差
に匹敵するように、設計される。この偏差は、典型的に
は、定格出力電圧の２％のオーダーである。
の電流均等分担は、負荷電流の分担を監視し、コンバー
タ調整回路の誤差増幅器の入力信号を調節して、全ての
並列接続されたコンバータが、コンバータに負荷を等し
く分担させる調整出力電圧を有するようにすることによ
り、達成される。特に、本発明の回路は、電流分担制御
動作により達成され得る出力電圧の変化を制限するよう
に働く。並列パワーコンバータの電流の不平衡に比例す
る電圧が、振幅制限用アンプを介して、各パワーコンバ
ータの誤差増幅器入力に与えられる。結果として生じ得
る出力バス電圧の変化量は、振幅制限用アンプの飽和制
限により、また、振幅制限用アンプの出力電流を制限す
る抵抗により、制限される。これらの要素は、最大の出
力変化が、出力電圧セットポイントの最悪ケースの偏差
に匹敵するように、設計される。この偏差は、典型的に
は、定格出力電圧の２％のオーダーである。
この振幅制限用アンプの使用により、誤差増幅器が即
座に小さな出力電圧不平衡に応答することを許容する。
さらに、並列バスに過渡状態または故障状態が生じた場
合、または大きな出力電流不平衡がある場合にも、この
回路は大きな電圧ひずみを生じることはない。
座に小さな出力電圧不平衡に応答することを許容する。
さらに、並列バスに過渡状態または故障状態が生じた場
合、または大きな出力電流不平衡がある場合にも、この
回路は大きな電圧ひずみを生じることはない。
（実施例の説明） 第１図に、第１パワーコンバータ110と第２パワーコ
ンバータ210が共通負荷301に並列接続されたパワーシス
テムが図示されている。各パワーコンバータ110,210か
ら共通負荷301に供給される分担電流は、本発明のフィ
ードバック装置により制御され、各パワーコンバータ11
0,210のパワースイッチング素子のデューティサイクル
を変化させ、各パワーコンバータ110,210がほぼ等しい
電流出力を分配するようにする。
ンバータ210が共通負荷301に並列接続されたパワーシス
テムが図示されている。各パワーコンバータ110,210か
ら共通負荷301に供給される分担電流は、本発明のフィ
ードバック装置により制御され、各パワーコンバータ11
0,210のパワースイッチング素子のデューティサイクル
を変化させ、各パワーコンバータ110,210がほぼ等しい
電流出力を分配するようにする。
DC出力電圧源100からの電圧が、第１パワーコンバー
タ110の入力端101、102に印加される。この第１パワー
コンバータ110の出力は、OR機能のダイオード111を介し
て、負荷（抵抗301）に接続される。この負荷301は、複
数のパワーコンバータにより電力が供給されるバスまた
は負荷ネットワークである。
タ110の入力端101、102に印加される。この第１パワー
コンバータ110の出力は、OR機能のダイオード111を介し
て、負荷（抵抗301）に接続される。この負荷301は、複
数のパワーコンバータにより電力が供給されるバスまた
は負荷ネットワークである。
第２パワーコンバータ210は、OR機能のダイオード211
を介して、共通負荷301に接続される。この第２パワー
コンバータ210は、第１パワーコンバータ110と実質的に
同一のものである。第２パワーコンバータ210に接続さ
れる入力電圧源201は、第１パワーコンバータ110に印加
される電圧入力と同一であっても良いし、異なっていて
も良い。各パワーコンバータ110、210の電流は、それぞ
れ、電流検知トランス130、230により、検知される。各
パワーコンバータ110、210は、同一のフィードバック装
置を有し、本発明の原理に従って動作し、２つのパワー
コンバータ間で出力電流を分担可能とし、かつ、得られ
る出力バス電圧の大きな変動を抑制する。出力検知巻線
129は、パワーコンバータ110のパワースイッチング素子
の電流を検知するように接続される。この出力検知巻線
129は、電流検知トランス130の一次巻線である。二次巻
線131は、パワーコンバータ110のAC電流を流すAC電流を
供給する。この二次巻線131は、ダイオード136を介し
て、小さい抵抗値の抵抗137に接続され、二次巻線131
が、パワーコンバータ110のピーク電流に比例するピー
ク電圧を生成するよう、機能する。
を介して、共通負荷301に接続される。この第２パワー
コンバータ210は、第１パワーコンバータ110と実質的に
同一のものである。第２パワーコンバータ210に接続さ
れる入力電圧源201は、第１パワーコンバータ110に印加
される電圧入力と同一であっても良いし、異なっていて
も良い。各パワーコンバータ110、210の電流は、それぞ
れ、電流検知トランス130、230により、検知される。各
パワーコンバータ110、210は、同一のフィードバック装
置を有し、本発明の原理に従って動作し、２つのパワー
コンバータ間で出力電流を分担可能とし、かつ、得られ
る出力バス電圧の大きな変動を抑制する。出力検知巻線
129は、パワーコンバータ110のパワースイッチング素子
の電流を検知するように接続される。この出力検知巻線
129は、電流検知トランス130の一次巻線である。二次巻
線131は、パワーコンバータ110のAC電流を流すAC電流を
供給する。この二次巻線131は、ダイオード136を介し
て、小さい抵抗値の抵抗137に接続され、二次巻線131
が、パワーコンバータ110のピーク電流に比例するピー
ク電圧を生成するよう、機能する。
第２ダイオード132が、二次巻線131と、並列抵抗134
とキャパシタ133を有する比較的大きな時定数の回路と
の間に接続される。この回路は、キャパシタ133のDC電
圧を、パワーコンバータ110のピーク電流に比例するよ
う、維持する。同様に、抵抗234とキャパシタ233もDC電
圧をパワーコンバータ210の電流に比例するように維持
する。このキャパシタ133とキャパシタ233との直列接続
は、リード139、239における電圧を、２つのパワーコン
バータ110と210との電流の差に比例させる。
とキャパシタ133を有する比較的大きな時定数の回路と
の間に接続される。この回路は、キャパシタ133のDC電
圧を、パワーコンバータ110のピーク電流に比例するよ
う、維持する。同様に、抵抗234とキャパシタ233もDC電
圧をパワーコンバータ210の電流に比例するように維持
する。このキャパシタ133とキャパシタ233との直列接続
は、リード139、239における電圧を、２つのパワーコン
バータ110と210との電流の差に比例させる。
リード139は、この電流差に比例した信号を振幅制限
反転アンプ140に流す。このアンプ140は、単純ダイオー
ドトランジスタアンプである。このアンプ140は、フィ
ードバックループに挿入されて、フィードバックゲイン
を増加させ、小さな負荷電流差に対する感度を増加させ
る。これは、また過渡時に起きる大きな負荷電流差には
鈍感になるよう、その出力範囲を制限される。
反転アンプ140に流す。このアンプ140は、単純ダイオー
ドトランジスタアンプである。このアンプ140は、フィ
ードバックループに挿入されて、フィードバックゲイン
を増加させ、小さな負荷電流差に対する感度を増加させ
る。これは、また過渡時に起きる大きな負荷電流差には
鈍感になるよう、その出力範囲を制限される。
アンプ140は、出力バス電圧の変化を最大値を制限す
る抵抗141を介して、誤差増幅器161の入力に、かつ、抵
抗162、163からなるバス電圧検知分圧器150の中央ノー
ドに、その出力信号を与える。各パワーコンバータが電
圧フィードバックループを有している場合、その出力電
圧を表す電圧信号が、分圧器150を介して、誤差増幅器1
61の反転入力に与えられる。パワーコンバータ110にお
いて、電圧フィードバックループからの電圧信号が、分
圧器150の端子164に印加され、アンプ140の出力と加算
される。
る抵抗141を介して、誤差増幅器161の入力に、かつ、抵
抗162、163からなるバス電圧検知分圧器150の中央ノー
ドに、その出力信号を与える。各パワーコンバータが電
圧フィードバックループを有している場合、その出力電
圧を表す電圧信号が、分圧器150を介して、誤差増幅器1
61の反転入力に与えられる。パワーコンバータ110にお
いて、電圧フィードバックループからの電圧信号が、分
圧器150の端子164に印加され、アンプ140の出力と加算
される。
誤差増幅器161の非反転入力は、基準電圧源105に接続
されている。アンプ140の出力に応答して誤差増幅器161
により生成される偏差電圧出力は、パワーコンバータ11
0の駆動回路に与えられ、パワーコンバータ110の出力の
振幅を制御する。基準電圧源105から誤差増幅器161の非
反転入力に与えられる基準電圧は、分圧器150の中間ノ
ードの制御目標電位である。すなわち、パワーコンバー
タ110、210の出力電圧が目標値となるように、かつ２つ
のパワーコンバータ110、210の出力電流が等しくなるよ
うに制御される。
されている。アンプ140の出力に応答して誤差増幅器161
により生成される偏差電圧出力は、パワーコンバータ11
0の駆動回路に与えられ、パワーコンバータ110の出力の
振幅を制御する。基準電圧源105から誤差増幅器161の非
反転入力に与えられる基準電圧は、分圧器150の中間ノ
ードの制御目標電位である。すなわち、パワーコンバー
タ110、210の出力電圧が目標値となるように、かつ２つ
のパワーコンバータ110、210の出力電流が等しくなるよ
うに制御される。
複数の電流検知回路図、反転アンプ140、および誤差
増幅器161は、出力電流の差が補正されるように、適切
なフィードバック回路となるようにする。いずれか２つ
の極性を反転させても、適切なフィードバック極性のま
ま、負荷分担を行うことができる。
増幅器161は、出力電流の差が補正されるように、適切
なフィードバック回路となるようにする。いずれか２つ
の極性を反転させても、適切なフィードバック極性のま
ま、負荷分担を行うことができる。
同一の制御装置がパワーコンバータ210に含まれてお
り、これは、キャパシタ233、高利得振幅制限アンプ回
路240と誤差増幅器261からなるピーク電圧検知回路を有
する。
り、これは、キャパシタ233、高利得振幅制限アンプ回
路240と誤差増幅器261からなるピーク電圧検知回路を有
する。
第１図の並列パワーシステムに適したパワーコンバー
タが第２図に図示されている。第２図のパワーコンバー
タは、入力端子101,102にDC電圧入力を有する。パワー
コンバータ110は、入力フィルタ111を有し、この入力フ
ィルタ111は、パワートランス120のMOSFETパワースイッ
チング素子115と一次巻線119とを具備するパワースイッ
チング回路に接続される。二次巻線121は、整流ダイオ
ード113を介して、出力フィルタ117に接続され、そし
て、この出力フィルタ117は、第１図の負荷またはバス
（抵抗301）に接続される。この負荷またはバスは、複
数のパワーコンバータにより供給される負荷ネットワー
クである。
タが第２図に図示されている。第２図のパワーコンバー
タは、入力端子101,102にDC電圧入力を有する。パワー
コンバータ110は、入力フィルタ111を有し、この入力フ
ィルタ111は、パワートランス120のMOSFETパワースイッ
チング素子115と一次巻線119とを具備するパワースイッ
チング回路に接続される。二次巻線121は、整流ダイオ
ード113を介して、出力フィルタ117に接続され、そし
て、この出力フィルタ117は、第１図の負荷またはバス
（抵抗301）に接続される。この負荷またはバスは、複
数のパワーコンバータにより供給される負荷ネットワー
クである。
パワーコンバータ110のMOSFETパワースイッチング素
子115は、フィードバック制御により制御され、このフ
ィードバック制御は、各サイクルでMOSFETパワースイッ
チング素子115により得られるピーク電流に応答して動
作する。この得られたピーク電流の制御は、ピーク電流
レベルが検知されたとき、MOSFETパワースイッチング素
子115を周期的に非導通に切替えることにより、おこな
う。このスイッチングは、パルス幅変調駆動回路121に
応答し、この回路121は、第１図の誤差増幅器161に応答
する。
子115は、フィードバック制御により制御され、このフ
ィードバック制御は、各サイクルでMOSFETパワースイッ
チング素子115により得られるピーク電流に応答して動
作する。この得られたピーク電流の制御は、ピーク電流
レベルが検知されたとき、MOSFETパワースイッチング素
子115を周期的に非導通に切替えることにより、おこな
う。このスイッチングは、パルス幅変調駆動回路121に
応答し、この回路121は、第１図の誤差増幅器161に応答
する。
第１図のアンプ140、240として使用されるに適したト
ランジスタダイオードアンプが、第３図に図示されてい
る。このアンプは、電流ミラー構成を有し、バス電圧グ
リッチ（glich）を阻止するために必要な制限機能と、
小さな負荷電流差に対する感度を与える大きな利得の双
方を提供する。
ランジスタダイオードアンプが、第３図に図示されてい
る。このアンプは、電流ミラー構成を有し、バス電圧グ
リッチ（glich）を阻止するために必要な制限機能と、
小さな負荷電流差に対する感度を与える大きな利得の双
方を提供する。
リード139は、第１図に示されているようにピーク電
圧蓄積キャパシタ133に接続されている。アンプ回路140
は、NPNトランジスタ146を有し、そのコレクタがリード
149によりそのベースに接続されている。そのコレクタ
は、また抵抗145を介して端子175で供給電圧源に接続さ
れている。そのエミッタは、抵抗148を介して接地167に
接続されている。抵抗148は、電圧蓄積キャパシタ159と
シャント接続され、この電圧蓄積キャパシタ159は、リ
ード139により、電圧蓄積キャパシタ133（第１図）に接
続される。
圧蓄積キャパシタ133に接続されている。アンプ回路140
は、NPNトランジスタ146を有し、そのコレクタがリード
149によりそのベースに接続されている。そのコレクタ
は、また抵抗145を介して端子175で供給電圧源に接続さ
れている。そのエミッタは、抵抗148を介して接地167に
接続されている。抵抗148は、電圧蓄積キャパシタ159と
シャント接続され、この電圧蓄積キャパシタ159は、リ
ード139により、電圧蓄積キャパシタ133（第１図）に接
続される。
トランジスタ146のベースは、トランジスタ151のベー
スに接続される。抵抗155により、トランジスタ151のコ
レクタは、誤差増幅器161（第１図）の反転入力に接続
される。そのエミッタは、抵抗158を介して、接地167に
接続される。
スに接続される。抵抗155により、トランジスタ151のコ
レクタは、誤差増幅器161（第１図）の反転入力に接続
される。そのエミッタは、抵抗158を介して、接地167に
接続される。
図１において、誤差増幅器161の反転入力は、分圧器1
50の中央ノードに接続され、この分圧器150は、抵抗162
と163を有する。抵抗163は、端子164に接続され、この
端子164の電圧は出力電圧である。抵抗162は、基準電圧
源105に接続されている。基準電圧源105から抵抗162お
よびアンプ140の入力に与えられる基準電圧は、例えば
接地電位である。誤差増幅器161により生成される偏差
電圧出力は、リード166により、パルス幅調整駆動回路1
21（第２図）に接続され、パワーコンバータ回路110の
デューティサイクルを制御する。
50の中央ノードに接続され、この分圧器150は、抵抗162
と163を有する。抵抗163は、端子164に接続され、この
端子164の電圧は出力電圧である。抵抗162は、基準電圧
源105に接続されている。基準電圧源105から抵抗162お
よびアンプ140の入力に与えられる基準電圧は、例えば
接地電位である。誤差増幅器161により生成される偏差
電圧出力は、リード166により、パルス幅調整駆動回路1
21（第２図）に接続され、パワーコンバータ回路110の
デューティサイクルを制御する。
第３図のアンプ140は、電流ミラーとして動作する。
トランジスタ電流に応答して、トランジスタ151の電流
を制御することにより、誤差増幅器161の反転入力に印
加される電圧は、調整されて、パワーコンバータ110と2
10の間の負荷電流バランスを達成する。
トランジスタ電流に応答して、トランジスタ151の電流
を制御することにより、誤差増幅器161の反転入力に印
加される電圧は、調整されて、パワーコンバータ110と2
10の間の負荷電流バランスを達成する。
上記の説明は、本発明の一実施例に関するもので、こ
の技術分野の当業者であれば、本発明の種々の変形例が
考え得るが、それらはいずれも本発明の技術的範囲に包
含される。
の技術分野の当業者であれば、本発明の種々の変形例が
考え得るが、それらはいずれも本発明の技術的範囲に包
含される。
第１図は、本発明の負荷電流分担を可能にし、バス電流
変動を制限する制御回路を有する２個の並列接続された
パワーコンバータ回路図、 第２図は、第１図のパワーコンバータと並列接続された
負荷に接続されたパワーコンバータとして使用されたる
のに適したパワーコンバータ回路図、 第３図は、第１図のフィードバック回路に用いられる増
幅回路図である。
変動を制限する制御回路を有する２個の並列接続された
パワーコンバータ回路図、 第２図は、第１図のパワーコンバータと並列接続された
負荷に接続されたパワーコンバータとして使用されたる
のに適したパワーコンバータ回路図、 第３図は、第１図のフィードバック回路に用いられる増
幅回路図である。
Claims (2)
- 【請求項１】共通負荷（301）に並列接続された第１と
第２のパワーコンバータ（110,210）と、前記各パワー
コンバータ（110,210）の出力を制御する複数の制御回
路とを有するパワーコンバータ装置において、 前記第１のパワーコンバータ（110）は、 その入力側から出力側へエネルギーを伝達するために、
周期的に導通するパワースイッチ（115）と その入力側から出力側へのエネルギー伝達を制御するた
めに、前記パワースイッチ（115）の制御信号を生成す
るパルス幅調整駆動回路（121）と、 を有し、 前記第１のパワーコンバータ（110）の制御回路は、 前記第１のパワーコンバータ（110）の出力電流を検知
する電流検知回路（130）と、 前記第１のパワーコンバータ（110）の出力電流と第２
のパワーコンバータ（210）の出力電流との差に相当す
る偏差電流信号を生成する回路（132,133,134,135,136,
137）と、 この偏差電流信号生成回路からの出力電圧（139）と基
準電圧（接地）との差分を出力する増幅器（140）と、 前記増幅器（140）の出力端に接続される分圧器（150）
と、 前記分圧器（150）からの増幅信号と基準信号（105）と
を比較し、その差分信号を前記パルス幅調整駆動回路
（121）に与える誤差増幅器（161）と を有し、 前記分圧器（150）は、 出力電圧端子（164）と基準電圧源（接地）との間に少
なくとも２つの抵抗（162,163）を直列に接続して構成
され、 この直列接続された２つの抵抗（162,163）間の中央ノ
ードに抵抗（141）を介して前記増幅器（140）からの出
力と、前記誤差増幅器（161）の入力端が接続される ことを特徴とするパワーコンバータ装置。 - 【請求項２】前記電流検知回路（130）は、前記パワー
スイッチ（115）の電流を検出する一次巻線（129）と、
第１の整流ダイオード（136）と第１の抵抗（137）に直
列接続された二次巻線（131）とを有するトランスから
なり、 前記偏差電流信号を生成する回路は、前記トランスから
の出力電流に比例した電荷を蓄積する第１の蓄積キャパ
シタ（133）と、この第１の蓄積キャパシタと並列接続
された第２の抵抗（134）とを有し、 前記蓄積キャパシタ（133）の一端は、前記トランスの
二次巻線（131）の一端に第２の整流ダイオード（132）
を介して接続され、かつ、前記第２のパワーコンバータ
（210）の出力電流に比例した電荷を蓄積する第２の蓄
積キャパシタ（233）に接続され、他端は、前記トラン
スの二次巻線（131）の他端と前記増幅器（140）の入力
端に接続される ことを特徴とする請求項１記載のパワーコンバータ装
置。
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