JP2677686B2 - ブラシレスモータの駆動装置 - Google Patents
ブラシレスモータの駆動装置Info
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- JP2677686B2 JP2677686B2 JP1294685A JP29468589A JP2677686B2 JP 2677686 B2 JP2677686 B2 JP 2677686B2 JP 1294685 A JP1294685 A JP 1294685A JP 29468589 A JP29468589 A JP 29468589A JP 2677686 B2 JP2677686 B2 JP 2677686B2
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Description
【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） 本発明はインバータ回路を用いたブラシレスモータの
駆動装置に関する。
駆動装置に関する。
（従来の技術） ブラシレスモータにおいては、固定子巻線と永久磁石
形の回転子との相対的位置をホール素子等の位置検出素
子を用いずに固定子巻線に生ずる誘起電圧を含む端子電
圧を利用して検出する方式が採用されるようになってき
ている。
形の回転子との相対的位置をホール素子等の位置検出素
子を用いずに固定子巻線に生ずる誘起電圧を含む端子電
圧を利用して検出する方式が採用されるようになってき
ている。
この従来例を第５図に示す。即ち、１は直流電源、２
はブラシレスモータ３の固定子巻線3U,3V及び3Wに通電
するためのインバータ回路、4,5及び６は固定子巻線3U,
3V及び3Wに生ずる誘起電圧を含む端子電圧UV,VV及びWV
を90゜移相させるフィルタ回路、７はこれらのフィルタ
回路４乃至６の出力信号から中性点電圧NVを得る検出回
路、8,9及び10は一次遅れ要素たるフィルタ回路4,5及び
６の出力信号と中性点電圧NVとを夫々比較する比較器、
11は制御回路である。第６図は従来例の動作を示すタイ
ムチャートであり、今、これを参照してＵ相について考
えてみる。固定子巻線3Uに生ずる端子電圧UV（第６図
（ａ）参照）には、インバータ回路２の転流時に対アー
ム還流ダイオードの導通によって生ずるスパイク状の電
圧成分が含まれている。このスパイク状の電圧成分の影
響をなくすために、端子電圧UVをフィルタ回路４によっ
て90゜位相をシフトさせ、第６図（ｂ）で示すような移
相電圧DUVとする。その後、この移相電圧DUVと第６図
（ｂ）に示す中性点電圧NVとを比較器８により比較し、
第６図（ｃ）で示すように位置検出信号PSUを得る。他
のＶ及びＷ相についても同様であり、端子電圧VV及びWV
に基づいて比較器９及び10から第６図（ｄ）及び（ｅ）
で示すように位置検出信号PSV及びPSWを得る。これらの
位置検出信号PSU,PSV及びPSWは180゜通電の120゜位相の
異なる信号となり、これらが制御回路11に与えられるこ
とにより、その制御回路11は６つの転流信号を出力して
インバータ回路２のスイッチング素子たるトランジスタ
のベースに与えるようになる。
はブラシレスモータ３の固定子巻線3U,3V及び3Wに通電
するためのインバータ回路、4,5及び６は固定子巻線3U,
3V及び3Wに生ずる誘起電圧を含む端子電圧UV,VV及びWV
を90゜移相させるフィルタ回路、７はこれらのフィルタ
回路４乃至６の出力信号から中性点電圧NVを得る検出回
路、8,9及び10は一次遅れ要素たるフィルタ回路4,5及び
６の出力信号と中性点電圧NVとを夫々比較する比較器、
11は制御回路である。第６図は従来例の動作を示すタイ
ムチャートであり、今、これを参照してＵ相について考
えてみる。固定子巻線3Uに生ずる端子電圧UV（第６図
（ａ）参照）には、インバータ回路２の転流時に対アー
ム還流ダイオードの導通によって生ずるスパイク状の電
圧成分が含まれている。このスパイク状の電圧成分の影
響をなくすために、端子電圧UVをフィルタ回路４によっ
て90゜位相をシフトさせ、第６図（ｂ）で示すような移
相電圧DUVとする。その後、この移相電圧DUVと第６図
（ｂ）に示す中性点電圧NVとを比較器８により比較し、
第６図（ｃ）で示すように位置検出信号PSUを得る。他
のＶ及びＷ相についても同様であり、端子電圧VV及びWV
に基づいて比較器９及び10から第６図（ｄ）及び（ｅ）
で示すように位置検出信号PSV及びPSWを得る。これらの
位置検出信号PSU,PSV及びPSWは180゜通電の120゜位相の
異なる信号となり、これらが制御回路11に与えられるこ
とにより、その制御回路11は６つの転流信号を出力して
インバータ回路２のスイッチング素子たるトランジスタ
のベースに与えるようになる。
（発明が解決しようとする課題） ところが、上記従来の構成では、端子電圧UV,VV及びW
Vに含まれるスパイク状の電圧成分を除去するために90
゜遅れ位相特性を有するフィルタ回路４乃至６を設けて
いるので、フィルタ回路４乃至６の時定数が大きく、こ
のため、急激な加減速に追従できない問題があり、又、
低速度領域での位置検出が困難になる問題がある。更
に、端子電圧UV,VV及びWVに含まれるスパイク状の電圧
成分の大きさは、固定子巻線3U,3V及び3Wの電流即ち負
荷の大きさによって変化するので、負荷変動が大きいと
フィルタ回路４乃至６以降の信号波形に位相誤差を生ず
ることになり、安定性に問題がある。
Vに含まれるスパイク状の電圧成分を除去するために90
゜遅れ位相特性を有するフィルタ回路４乃至６を設けて
いるので、フィルタ回路４乃至６の時定数が大きく、こ
のため、急激な加減速に追従できない問題があり、又、
低速度領域での位置検出が困難になる問題がある。更
に、端子電圧UV,VV及びWVに含まれるスパイク状の電圧
成分の大きさは、固定子巻線3U,3V及び3Wの電流即ち負
荷の大きさによって変化するので、負荷変動が大きいと
フィルタ回路４乃至６以降の信号波形に位相誤差を生ず
ることになり、安定性に問題がある。
本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、その目的
は、固定子巻線の端子電圧を用いずにインバータ回路の
直流側部分に流れる電流に基づいて制御するようにし
て、急激な加減速及び負荷変動に対して応答性がよく、
安定性の向上を図り得るブラシレスモータの駆動装置を
提供するにある。
は、固定子巻線の端子電圧を用いずにインバータ回路の
直流側部分に流れる電流に基づいて制御するようにし
て、急激な加減速及び負荷変動に対して応答性がよく、
安定性の向上を図り得るブラシレスモータの駆動装置を
提供するにある。
［発明の構成］ （課題を解決するための手段） 本発明は、永久磁石形の回転子と、この回転子に回転
力を与えるべく磁界を作用させる複数相の固定子巻線を
有する固定子とを備えたブラシレスモータにおいて、ス
イッチング素子を有して直流電源からの直流電圧を交流
電圧に変換して前記固定子巻線に供給するためのインバ
ータ回路を設け、このインバータ回路の直流側部分の電
流を検出する電流検出手段を設け、この電流検出手段の
直流電流信号における前記インバータ回路の出力周波数
に基づく所定の電気角毎の直前及び直後の値の差を求め
ることにより力率信号を演算する力率演算手段を設け、
この力率演算手段の演算結果と指令値とから電圧信号及
び周波数信号を演算する電圧周波数演算手段を設け、こ
の電圧周波数演算手段の演算結果に基づいて前記インバ
ータ回路のスイッチング素子にドライブ信号を与えるよ
うにしたことを特徴とするものである。
力を与えるべく磁界を作用させる複数相の固定子巻線を
有する固定子とを備えたブラシレスモータにおいて、ス
イッチング素子を有して直流電源からの直流電圧を交流
電圧に変換して前記固定子巻線に供給するためのインバ
ータ回路を設け、このインバータ回路の直流側部分の電
流を検出する電流検出手段を設け、この電流検出手段の
直流電流信号における前記インバータ回路の出力周波数
に基づく所定の電気角毎の直前及び直後の値の差を求め
ることにより力率信号を演算する力率演算手段を設け、
この力率演算手段の演算結果と指令値とから電圧信号及
び周波数信号を演算する電圧周波数演算手段を設け、こ
の電圧周波数演算手段の演算結果に基づいて前記インバ
ータ回路のスイッチング素子にドライブ信号を与えるよ
うにしたことを特徴とするものである。
（作用） 本発明のブラシレスモータの駆動装置によれば、イン
バータ回路の直流側部分に流れる電流即ち電流検出手段
の直流電流信号におけるそのインバータ回路の出力周波
数の所定の電気角（例えば３相であれば電気角60゜）毎
の直前及び直後の値の差により力率演算手段で力率信号
を演算し、この力率信号及び指令値に基づいて電圧周波
数演算手段により電圧信号及び周波数信号を演算してブ
ラシレスモータの制御を行なうようにしているので、ブ
ラシレスモータの固定子巻線の端子電圧により位置検出
信号を得る必要はなく、従って、90゜遅れ特性を有する
フィルタ回路を用いる必要がなくて、急激な加減速及び
負荷変動に対する応答性をよくし得るものである。
バータ回路の直流側部分に流れる電流即ち電流検出手段
の直流電流信号におけるそのインバータ回路の出力周波
数の所定の電気角（例えば３相であれば電気角60゜）毎
の直前及び直後の値の差により力率演算手段で力率信号
を演算し、この力率信号及び指令値に基づいて電圧周波
数演算手段により電圧信号及び周波数信号を演算してブ
ラシレスモータの制御を行なうようにしているので、ブ
ラシレスモータの固定子巻線の端子電圧により位置検出
信号を得る必要はなく、従って、90゜遅れ特性を有する
フィルタ回路を用いる必要がなくて、急激な加減速及び
負荷変動に対する応答性をよくし得るものである。
（実施例） 以下、本発明の第１の実施例につき第１図乃至第３図
を参照しながら説明する。
を参照しながら説明する。
先ず、第１図に従って、全体の構成について述べる。
21は３相の交流電源であり、その３相交流電圧は６個の
ダイオードを３相ブリッジ接続してなる全波整流回路22
の交流入力端子に与えられるようになっている。この全
波整流回路22の直流出力電圧はこれとともに直流電源23
を構成する平滑用コンデンサ24を介して直流母線25,26
に与えられるようになっている。27は６個のスイッチン
グ素子たるトランジスタを３相ブリッジ接続してなるイ
ンバータ回路であり、その入力端子には直流母線25,26
間の直流電圧が与えられるようになっている。28は３相
４極のブラシレスモータであり、これは、U,V及びＷ相
の固定子巻線29U,29V及び29Wを有する固定子29と、永久
磁石形の回転子30とを備えている。そして、固定子巻線
29U,29V及び29Wはスター結線されていて、これらにイン
バータ回路27の出力端子からの交流出力電圧が供給され
るようになっている。31はホールCTからなる電流検出器
であり、これはインバータ回路27の直流側部分たる直流
母線25に設けられている。32は直流増幅回路であり、こ
れは電流検出器31とともに電流検出手段33を構成するも
のである。そして、電流検出器31により検出された直流
電流信号Idcは、直流増幅回路32を介して力率演算手段
たる力率演算回路34の入力端子に与えられるようになっ
ている。この力率演算回路34は、後述するように、直流
電流信号Idcに基づいて力率信号ΔIdc及び電流変化量Δ
Idc′を演算するもので、その力率信号ΔIdc及び電流変
化量ΔIdc′は出力端子から信号として出力されて電圧
周波数（V/F）演算手段たるV/F演算回路35の入力端子に
与えられるようになっている。このV/F演算回路35は、
これも後述するように、力率信号ΔIdc,電流変化量ΔId
c′及び図示しない設定器から与えられる速度指令値ω
＊に基づいて電圧信号Ｖ及び周波数信号Ｆを演算するも
ので、これらは出力端子から出力されてドライブ回路36
の入力端子に与えられるようになっている。そして、ド
ライブ回路36は、電圧信号Ｖ及び周波数信号Ｆに基づい
てPWM制御された６つのドライブ信号を出力端子から出
力してインバータ回路27の６個のトランジスタのベース
に与えるようになっており、これにより、ブラシレスモ
ータ28の回転子30は速度指令値ω＊の示す回転速度で回
転されるようになっている。
21は３相の交流電源であり、その３相交流電圧は６個の
ダイオードを３相ブリッジ接続してなる全波整流回路22
の交流入力端子に与えられるようになっている。この全
波整流回路22の直流出力電圧はこれとともに直流電源23
を構成する平滑用コンデンサ24を介して直流母線25,26
に与えられるようになっている。27は６個のスイッチン
グ素子たるトランジスタを３相ブリッジ接続してなるイ
ンバータ回路であり、その入力端子には直流母線25,26
間の直流電圧が与えられるようになっている。28は３相
４極のブラシレスモータであり、これは、U,V及びＷ相
の固定子巻線29U,29V及び29Wを有する固定子29と、永久
磁石形の回転子30とを備えている。そして、固定子巻線
29U,29V及び29Wはスター結線されていて、これらにイン
バータ回路27の出力端子からの交流出力電圧が供給され
るようになっている。31はホールCTからなる電流検出器
であり、これはインバータ回路27の直流側部分たる直流
母線25に設けられている。32は直流増幅回路であり、こ
れは電流検出器31とともに電流検出手段33を構成するも
のである。そして、電流検出器31により検出された直流
電流信号Idcは、直流増幅回路32を介して力率演算手段
たる力率演算回路34の入力端子に与えられるようになっ
ている。この力率演算回路34は、後述するように、直流
電流信号Idcに基づいて力率信号ΔIdc及び電流変化量Δ
Idc′を演算するもので、その力率信号ΔIdc及び電流変
化量ΔIdc′は出力端子から信号として出力されて電圧
周波数（V/F）演算手段たるV/F演算回路35の入力端子に
与えられるようになっている。このV/F演算回路35は、
これも後述するように、力率信号ΔIdc,電流変化量ΔId
c′及び図示しない設定器から与えられる速度指令値ω
＊に基づいて電圧信号Ｖ及び周波数信号Ｆを演算するも
ので、これらは出力端子から出力されてドライブ回路36
の入力端子に与えられるようになっている。そして、ド
ライブ回路36は、電圧信号Ｖ及び周波数信号Ｆに基づい
てPWM制御された６つのドライブ信号を出力端子から出
力してインバータ回路27の６個のトランジスタのベース
に与えるようになっており、これにより、ブラシレスモ
ータ28の回転子30は速度指令値ω＊の示す回転速度で回
転されるようになっている。
さて、第２図に従って、V/F演算回路35の具体的構成
について述べる。速度指令値ω＊は加減速時間要素37を
介して積分要素38及びV/F制御要素39の各入力端子に与
えられるようになっており、積分要素38は周波数指令信
号Ｆ＊を出力端子から出力して減算器40の正（＋）入力
端子に与え、V/F制御要素39は電圧指令信号Ｖ＊を出力
端子から出力して加算器41の一方の正（＋）入力端子に
与えるようになっている。力率信号ΔIdcは電力演算要
素42の一方の入力端子に与えられるようになっていると
ともに、電力演算要素42の他方の入力端子には電圧指令
信号Ｖ＊が電圧演算要素43を介して与えられるようにな
っており、その電力演算要素42は電力値Ｗを演算して出
力端子から出力する。この演算された電力値Ｗは、第１
の制御要素44を介して加算器41の他方の正（＋）入力端
子に与えられるようになっているとともに、第２の制御
要素45を介して加算器46の一方の正（＋）入力端子に与
えられるようになっている。そして、電流変化量ΔId
c′は第３の制御要素47を介して加算器46の他方の正
（＋）入力端子に与えられ、その加算器46の加算結果は
出力端子から出力されて減速器40の負（−）入力端子に
与えられるようになっている。
について述べる。速度指令値ω＊は加減速時間要素37を
介して積分要素38及びV/F制御要素39の各入力端子に与
えられるようになっており、積分要素38は周波数指令信
号Ｆ＊を出力端子から出力して減算器40の正（＋）入力
端子に与え、V/F制御要素39は電圧指令信号Ｖ＊を出力
端子から出力して加算器41の一方の正（＋）入力端子に
与えるようになっている。力率信号ΔIdcは電力演算要
素42の一方の入力端子に与えられるようになっていると
ともに、電力演算要素42の他方の入力端子には電圧指令
信号Ｖ＊が電圧演算要素43を介して与えられるようにな
っており、その電力演算要素42は電力値Ｗを演算して出
力端子から出力する。この演算された電力値Ｗは、第１
の制御要素44を介して加算器41の他方の正（＋）入力端
子に与えられるようになっているとともに、第２の制御
要素45を介して加算器46の一方の正（＋）入力端子に与
えられるようになっている。そして、電流変化量ΔId
c′は第３の制御要素47を介して加算器46の他方の正
（＋）入力端子に与えられ、その加算器46の加算結果は
出力端子から出力されて減速器40の負（−）入力端子に
与えられるようになっている。
次に、本実施例の作用つき第３図をも参照して説明す
る。
る。
第３図には、インバータ回路27により力率制御を行な
わなかった場合における力率変化に対する電流検出手段
33の直流電流信号Idcの波形を示す。即ち、力率が遅れ
た場合には、同図（ａ）で示すように、出力周波数の1/
6周期（電気角で60゜）毎に波形が変化し、その変化は
右上りとなる。反対に、力率が進んだ場合には、同図
（ｃ）で示すように、同周期毎に波形が変化し、その変
化は右下りとなる。そして、力率が略１になった場合に
は、同図（ｂ）で示すように、ほとんど変化のない波形
となる。そこで、直流電流信号Idcの波形が電気角で60
゜毎に繰返し変化することから、その電気角60゜毎の時
点（０゜,60゜,120゜,180゜…360゜）に着目し、その各
時点の直前たるＡ点の電流値Iaと直後たるＢ点の電流値
Ibとの差（Ib−Ia）を検出し、この差が零即ち電流値I
a,Ibが等しくなるように制御することで、第３図（ｂ）
に示す如く力率が略１となるようにブラシレスモータ28
を運転させることができる。即ち、固定子巻線の端子電
圧から磁極位置を検出する従来のブラシレスモータの方
式と同等の運転を行なわせることができるのである。
わなかった場合における力率変化に対する電流検出手段
33の直流電流信号Idcの波形を示す。即ち、力率が遅れ
た場合には、同図（ａ）で示すように、出力周波数の1/
6周期（電気角で60゜）毎に波形が変化し、その変化は
右上りとなる。反対に、力率が進んだ場合には、同図
（ｃ）で示すように、同周期毎に波形が変化し、その変
化は右下りとなる。そして、力率が略１になった場合に
は、同図（ｂ）で示すように、ほとんど変化のない波形
となる。そこで、直流電流信号Idcの波形が電気角で60
゜毎に繰返し変化することから、その電気角60゜毎の時
点（０゜,60゜,120゜,180゜…360゜）に着目し、その各
時点の直前たるＡ点の電流値Iaと直後たるＢ点の電流値
Ibとの差（Ib−Ia）を検出し、この差が零即ち電流値I
a,Ibが等しくなるように制御することで、第３図（ｂ）
に示す如く力率が略１となるようにブラシレスモータ28
を運転させることができる。即ち、固定子巻線の端子電
圧から磁極位置を検出する従来のブラシレスモータの方
式と同等の運転を行なわせることができるのである。
而して、力率演算回路34は、電流検出手段33から与え
られる直流電流信号Idcを一定のサンプリング周期で検
出して、電気角60゜毎の直後の電流値Idから直前の電流
Iaを差引いた値（Ib−Ic）を力率信号ΔIdcとして演算
するとともに、その電気角60゜中の電流変化量ΔIdc′
も演算する。ここで、力率信号ΔIdcは、正（＋）或い
は負（−）の電流値を示すもので、力率そのものを示す
ものではない。
られる直流電流信号Idcを一定のサンプリング周期で検
出して、電気角60゜毎の直後の電流値Idから直前の電流
Iaを差引いた値（Ib−Ic）を力率信号ΔIdcとして演算
するとともに、その電気角60゜中の電流変化量ΔIdc′
も演算する。ここで、力率信号ΔIdcは、正（＋）或い
は負（−）の電流値を示すもので、力率そのものを示す
ものではない。
一方、V/F演算回路35において、速度指令値ω＊が加
減速時間要素37に与えられると、加減速時間要素37の出
力は速度指令値ω＊が任意の加減速時間で上昇するもの
となり、これが積分要素38により積分されて周波数指令
信号Ｆ＊として出力されるととともに、V/F制御要素39
により任意のV/Fパターンと対比されて電圧指令信号Ｖ
＊として出力される。そして、電圧指令信号Ｖ＊は電圧
演算要素43により適宜の係数を乗算された上で電圧値と
して電力演算要素42に与えられる。この電力演算要素42
では、上述した電圧演算要素43からの電圧値と力率信号
ΔIdcと係数Ｋとが乗算されて電力値Ｗとして出力され
る。従って、電力値Ｗは、 Ｗ＝Ｖ＊×ΔIdc×Ｋ ……（１） となる。この電力値Ｗが与えられる第１の制御要素44で
は、電力値Ｗの電圧成分値Vdcを演算により求めるとと
もに、 Ｗ×KP（但し、KPは定数） ……（２） （Vdc）Ｎ＝（Vdc）N-1＋Ｗ×KI （但し、KIは係数,N≧１且つ整数） ……（３） （１）式＋（２）式より （Vdc）Ｎ＋Ｗ×KP ……（４） の比例積分処理を行なって、これを加算器41に与える。
従って、加算器41では、上記（４）式と電圧指令信号Ｖ
＊とを換算し、 Ｖ＝Ｖ＊＋（Vdc）Ｎ＋Ｗ×KP ……（５） の如く電圧信号Ｖの演算を行なうことになる。前述の
（４）式は所謂比例積分（PI）制御の式である。（５）
式から明らかなように、電力値Ｗが正の時即ち力率信号
ΔIdcが正の時には、第２図のＢ点の電流値IbがＡ点の
電流値Iaよりも大であるので、進み力率であり、電圧信
号Ｖが上昇され、逆に、電力値Ｗが負の時即ち力率信号
ΔIdcが負の時には、同図のＢ点の電流値IbがＡ点の電
流値Iaよりも小であるので、遅れ力率であり、電圧信号
Ｖが下降される。尚、この電圧制御に当っては（４）式
のようにPI制御を行なうようにしたが、用途によっては
比例積分微分（PID）制御を行なうようにしてもよい。
又、電力値Ｗが与えられる第２の制御要素45では、 Ｗ×K1（但し、K1は係数） ……（６） の乗算を行なうものであり、これは電気角60゜毎に制御
される要素である。更に、電流変化量ΔIdc′が与えら
れる第３の制御要素47では、 ΔIdc′×K2（但し、K2は係数） ……（７） の乗算を行なうものであり、これは常に制御される要素
である。そして、これらの制御要素45及び47の（６）式
及び（７）式で示される出力は加算器46で加算された上
で減算器40に与えられるので、その減算器40において
は、 Ｆ＝Ｆ＊−（Ｗ×KI＋ΔIdc′×K2） ……（８） の減算が行なわれ、周波数信号Ｆが出力される。即ち、
電流値Ｗ若しくは電流変化量ΔIdc′が増加した時に
は、周波数信号Ｆが小になってインバータ回路27の出力
周波数を下げ、逆に、電力値Ｗ若しくは電流変化量ΔId
c′が減少した時には、周波数信号Ｆが大になってイン
バータ回路27の出力周波数を上げるようになり、電流の
増減即ち負荷変動に対して位相制御を行なうようになっ
て、急激な負荷変動にも安定な制御を行なうものであ
る。このように、V/F演算回路35においては、速度指令
値ω＊により決定される電圧指令信号Ｖ＊及び周波数指
令信号Ｆ＊と直流電流信号Idcの変化に応じたフィード
バック量で定まる増加分若しくは減少分との演算が行な
われることにより電圧信号Ｖ及び周波数信号Ｆが出力さ
れ、これに応じて、ドライブ回路36及びインバータ回路
27を介してブラシレスモータ28が力率が略１となるよう
に運転制御される。
減速時間要素37に与えられると、加減速時間要素37の出
力は速度指令値ω＊が任意の加減速時間で上昇するもの
となり、これが積分要素38により積分されて周波数指令
信号Ｆ＊として出力されるととともに、V/F制御要素39
により任意のV/Fパターンと対比されて電圧指令信号Ｖ
＊として出力される。そして、電圧指令信号Ｖ＊は電圧
演算要素43により適宜の係数を乗算された上で電圧値と
して電力演算要素42に与えられる。この電力演算要素42
では、上述した電圧演算要素43からの電圧値と力率信号
ΔIdcと係数Ｋとが乗算されて電力値Ｗとして出力され
る。従って、電力値Ｗは、 Ｗ＝Ｖ＊×ΔIdc×Ｋ ……（１） となる。この電力値Ｗが与えられる第１の制御要素44で
は、電力値Ｗの電圧成分値Vdcを演算により求めるとと
もに、 Ｗ×KP（但し、KPは定数） ……（２） （Vdc）Ｎ＝（Vdc）N-1＋Ｗ×KI （但し、KIは係数,N≧１且つ整数） ……（３） （１）式＋（２）式より （Vdc）Ｎ＋Ｗ×KP ……（４） の比例積分処理を行なって、これを加算器41に与える。
従って、加算器41では、上記（４）式と電圧指令信号Ｖ
＊とを換算し、 Ｖ＝Ｖ＊＋（Vdc）Ｎ＋Ｗ×KP ……（５） の如く電圧信号Ｖの演算を行なうことになる。前述の
（４）式は所謂比例積分（PI）制御の式である。（５）
式から明らかなように、電力値Ｗが正の時即ち力率信号
ΔIdcが正の時には、第２図のＢ点の電流値IbがＡ点の
電流値Iaよりも大であるので、進み力率であり、電圧信
号Ｖが上昇され、逆に、電力値Ｗが負の時即ち力率信号
ΔIdcが負の時には、同図のＢ点の電流値IbがＡ点の電
流値Iaよりも小であるので、遅れ力率であり、電圧信号
Ｖが下降される。尚、この電圧制御に当っては（４）式
のようにPI制御を行なうようにしたが、用途によっては
比例積分微分（PID）制御を行なうようにしてもよい。
又、電力値Ｗが与えられる第２の制御要素45では、 Ｗ×K1（但し、K1は係数） ……（６） の乗算を行なうものであり、これは電気角60゜毎に制御
される要素である。更に、電流変化量ΔIdc′が与えら
れる第３の制御要素47では、 ΔIdc′×K2（但し、K2は係数） ……（７） の乗算を行なうものであり、これは常に制御される要素
である。そして、これらの制御要素45及び47の（６）式
及び（７）式で示される出力は加算器46で加算された上
で減算器40に与えられるので、その減算器40において
は、 Ｆ＝Ｆ＊−（Ｗ×KI＋ΔIdc′×K2） ……（８） の減算が行なわれ、周波数信号Ｆが出力される。即ち、
電流値Ｗ若しくは電流変化量ΔIdc′が増加した時に
は、周波数信号Ｆが小になってインバータ回路27の出力
周波数を下げ、逆に、電力値Ｗ若しくは電流変化量ΔId
c′が減少した時には、周波数信号Ｆが大になってイン
バータ回路27の出力周波数を上げるようになり、電流の
増減即ち負荷変動に対して位相制御を行なうようになっ
て、急激な負荷変動にも安定な制御を行なうものであ
る。このように、V/F演算回路35においては、速度指令
値ω＊により決定される電圧指令信号Ｖ＊及び周波数指
令信号Ｆ＊と直流電流信号Idcの変化に応じたフィード
バック量で定まる増加分若しくは減少分との演算が行な
われることにより電圧信号Ｖ及び周波数信号Ｆが出力さ
れ、これに応じて、ドライブ回路36及びインバータ回路
27を介してブラシレスモータ28が力率が略１となるよう
に運転制御される。
このような本実施例によれば、次のような効果を得る
ことができる。
ことができる。
即ち、インバータ回路27の直流側部分たる直流母線25
に流れる電流を電流検出手段33で検出し、その検出した
直流電流信号Idcの変化から力率信号ΔIdc及び電流変化
量ΔIdc′を力率演算回路34により演算し、そして、そ
の演算結果と速度指令値ω＊とから電圧信号Ｖ及び周波
数信号ＦをV/F演算回路35により演算し、これらの電圧
信号Ｖ及び周波数信号Ｆに基づきドライブ回路36及びイ
ンバータ回路27を介してブラシレスモータ28を力率が略
１となるように運転制御するようにしたので、固定子巻
線の端子電圧を利用していた従来とは異なり、一次遅れ
要素たるフィルタ回路を用いる必要がなく、従って、急
激な加減速及び負荷変動に対して応答性がよく、安定性
の向上を図ることができ、又、外乱に対しても優れた応
答性をもち、低速領域でも検出可能で、制御範囲を広く
とることができる。
に流れる電流を電流検出手段33で検出し、その検出した
直流電流信号Idcの変化から力率信号ΔIdc及び電流変化
量ΔIdc′を力率演算回路34により演算し、そして、そ
の演算結果と速度指令値ω＊とから電圧信号Ｖ及び周波
数信号ＦをV/F演算回路35により演算し、これらの電圧
信号Ｖ及び周波数信号Ｆに基づきドライブ回路36及びイ
ンバータ回路27を介してブラシレスモータ28を力率が略
１となるように運転制御するようにしたので、固定子巻
線の端子電圧を利用していた従来とは異なり、一次遅れ
要素たるフィルタ回路を用いる必要がなく、従って、急
激な加減速及び負荷変動に対して応答性がよく、安定性
の向上を図ることができ、又、外乱に対しても優れた応
答性をもち、低速領域でも検出可能で、制御範囲を広く
とることができる。
又、電流検出手段33の直流電流信号Idcを過電流，過
負荷の検出保護用及び出力表示のための計測用としても
共用することができ、従って、一つの電流検出手段33に
よって速度制御，過電流及び過負荷の保護並びに計測の
種々の目的を達成でき、夫々専用の電流検出手段を設け
る必要がなくて、それだけコスト安になるとともに、取
付スペースが少なくて済むものとなる。
負荷の検出保護用及び出力表示のための計測用としても
共用することができ、従って、一つの電流検出手段33に
よって速度制御，過電流及び過負荷の保護並びに計測の
種々の目的を達成でき、夫々専用の電流検出手段を設け
る必要がなくて、それだけコスト安になるとともに、取
付スペースが少なくて済むものとなる。
第４図は本発明の第２の実施例であり、第２図と同一
部分には同一符号を付して示す。第２図と異なるところ
は、積分要素38の出力及び第１の制御要素44の出力を減
算器50の正（＋）入力端子及び負（−）入力端子に夫々
与え、V/F制御要素39の出力及び加算器46の出力を加算
器51の一方及び他方の正（＋）入力端子に夫々与えるよ
うにした点にある。
部分には同一符号を付して示す。第２図と異なるところ
は、積分要素38の出力及び第１の制御要素44の出力を減
算器50の正（＋）入力端子及び負（−）入力端子に夫々
与え、V/F制御要素39の出力及び加算器46の出力を加算
器51の一方及び他方の正（＋）入力端子に夫々与えるよ
うにした点にある。
この結果、加算器51の出力たる電圧信号Ｖは、 Ｖ＝Ｖ＊＋（Ｗ×KI＋ΔIdc′×K2） ……（９） となり、減算器50の出力たる周波数信号Ｆは Ｆ＝Ｆ＊−［（Vdc）Ｎ＋Ｗ×KP］ ……（10） となり、周波数信号ＦがPI制御となる。
従って、第１の実施例では、負荷変動に対して主とし
て電圧制御を行なうのに対し、この第２の実施例では、
負荷変動に対して主として位相制御を行なうようにな
る。
て電圧制御を行なうのに対し、この第２の実施例では、
負荷変動に対して主として位相制御を行なうようにな
る。
尚、上記各実施例は駆動装置を機能別のブロック線図
として示したものであるが、例えば力率演算回路34及び
V/F演算回路35をマイクロコンピュータで構成すること
も可能である。
として示したものであるが、例えば力率演算回路34及び
V/F演算回路35をマイクロコンピュータで構成すること
も可能である。
その他、本発明は上記し且つ図面に示す実施例にのみ
限定させるものではなく、例えば３相に限られず複数相
のブラシレスモータ全般に適用できる等、要旨を逸脱し
ない範囲内で適宜変形して実施し得ることは勿論であ
る。
限定させるものではなく、例えば３相に限られず複数相
のブラシレスモータ全般に適用できる等、要旨を逸脱し
ない範囲内で適宜変形して実施し得ることは勿論であ
る。
［発明の効果］ 本発明のブラシレスモータの駆動装置は以上説明した
ように、インバータ回路の直流側部分に流れる電流を検
出して、その検出した直流電流信号の変化より力率信号
を得、この力率信号と指令値との演算結果に基づきブラ
シレスモータを力率が略１となるように運転制御するよ
うにしたので、一次遅れ要素たるフィルタ回路を用いる
必要がなく、従って、急激な加減速及び負荷変動に対し
て応答性がよくて、安定性の向上を図り得、広範囲な制
御が可能になるという優れた効果を奏するものである。
ように、インバータ回路の直流側部分に流れる電流を検
出して、その検出した直流電流信号の変化より力率信号
を得、この力率信号と指令値との演算結果に基づきブラ
シレスモータを力率が略１となるように運転制御するよ
うにしたので、一次遅れ要素たるフィルタ回路を用いる
必要がなく、従って、急激な加減速及び負荷変動に対し
て応答性がよくて、安定性の向上を図り得、広範囲な制
御が可能になるという優れた効果を奏するものである。
第１図乃至第３図は本発明の第１の実施例を示し、第１
図は全体の電気的構成を示すブロック線図、第２図は電
圧周波数演算回路の具体的構成を示すブロック線図、第
３図は力率が異なる状態での直流電流信号の波形図であ
り、第４図は本発明の第２の実施例を示す第２図相当図
であり、そして、第５図は従来例の電気的構成図、第６
図は同作用説明用の各部の信号波形図である。 図面中、23は直流電源、25は直流母線（直流側部分）、
27はインバータ回路、28はブラシレスモータ、29は固定
子、29U,29V及び29Wは固定子巻線、30は回転子、33は電
流検出手段、34は力率演算回路（力率演算手段）、35は
電圧周波数演算回路（電圧周波数演算手段）を示す。
図は全体の電気的構成を示すブロック線図、第２図は電
圧周波数演算回路の具体的構成を示すブロック線図、第
３図は力率が異なる状態での直流電流信号の波形図であ
り、第４図は本発明の第２の実施例を示す第２図相当図
であり、そして、第５図は従来例の電気的構成図、第６
図は同作用説明用の各部の信号波形図である。 図面中、23は直流電源、25は直流母線（直流側部分）、
27はインバータ回路、28はブラシレスモータ、29は固定
子、29U,29V及び29Wは固定子巻線、30は回転子、33は電
流検出手段、34は力率演算回路（力率演算手段）、35は
電圧周波数演算回路（電圧周波数演算手段）を示す。
Claims (1)
- 【請求項１】永久磁石形の回転子と、この回転子に回転
力を与えるべく磁界を作用させる複数相の固定子巻線を
有する固定子とを備えたブラシレスモータにおいて、ス
イッチング素子を有して直流電源からの直流電圧を交流
電圧に変換して前記固定子巻線に供給するためのインバ
ータ回路と、このインバータ回路の直流側部分の電流を
検出する電流検出手段と、この電流検出手段の直流電流
信号における前記インバータ回路の出力周波数に基づく
所定の電気角毎の直前及び直後の値の差を求めることに
より力率信号を演算する力率演算手段と、この力率演算
手段の演算結果と指令値とから電圧信号及び周波数信号
を演算する電圧周波数演算手段とを具備してなり、前記
電圧周波数演算手段の演算結果に基づいて前記インバー
タ回路のスイッチング素子にドライブ信号を与えるよう
にしたことを特徴とするブラシレスモータの駆動装置。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1294685A JP2677686B2 (ja) | 1989-11-13 | 1989-11-13 | ブラシレスモータの駆動装置 |
| EP90312301A EP0427571B1 (en) | 1989-11-10 | 1990-11-09 | AC motor control |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1294685A JP2677686B2 (ja) | 1989-11-13 | 1989-11-13 | ブラシレスモータの駆動装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH03155393A JPH03155393A (ja) | 1991-07-03 |
| JP2677686B2 true JP2677686B2 (ja) | 1997-11-17 |
Family
ID=17810985
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1294685A Expired - Lifetime JP2677686B2 (ja) | 1989-11-10 | 1989-11-13 | ブラシレスモータの駆動装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2677686B2 (ja) |
-
1989
- 1989-11-13 JP JP1294685A patent/JP2677686B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH03155393A (ja) | 1991-07-03 |
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