JP2673508B2 - 駆動回路 - Google Patents
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Description
【発明の詳細な説明】
この発明はプッシュプル段階のＮチャネル電力MOSト
ランジスタのための駆動回路に関するものである。 周知のように、ＮチャネルMOS技術で作られたプッシ
ュプル段階では、上部の素子は高導電性段階に達するた
めに供給源より高いゲート電圧を必要とする。この目的
で、ブートストラップ回路が採用され、これは必要な電
圧を得ることを可能にする。 明解にするためにこの種の周知の回路が第５図に例示
され、この図は下部の素子を構成するMOS電力トランジ
スタ１と、上部の素子を構成するMOS電力トランジスタ
２と、信号のための入力３と、トランジスタ１および２
の共通点に端子で接続された負荷４とを示している。こ
の回路は、トランジスタ６、電流源７、ダイオード８を
含む回路を介して、トランジスタ２のソースＳとそのゲ
ートＧの間でその端子に接続されたブートストラップコ
ンデンサ５およびMOSトランジスタ９をさらに含む。さ
らに、ダイオード10はそのアノードが供給源電圧Vccに
接続され、そしてそのカソードが回路の残りに接続され
て設けられている。 プッシュプルステージが一方の状態を維持し、負荷側
へ常時電流が供給されるDC動作においては、トランジス
タ２のゲートはブートストラップ回路を介して供給源電
圧に接続される。その結果、負荷はたとえ（正の）供給
源より低い電圧であっても供給されることができる。た
とえば、もし供給源電圧Vccが30Vなら、負荷において、
供給源電圧とゲート−ソース降下の差によって、第１の
近似値として与えられる20Vの電圧を得ることが可能で
ある。そのような条件下では、電力トランジスタは開い
て動作し負荷を供給することは可能であるが、高電力を
消散する。しかしながら、入力信号がハイレベルおよび
ローレベルに変化し、プッシュプルステージがプッシュ
プル動作を行ない、負荷に対し電流の吸込みおよび吐出
しが行なわれるAC動作においては、ソースに関して、ブ
ートストラップシステムが電力トランジスタのゲートに
供給源電圧に等しい電圧を与えることは不利である。良
好な駆動を有するために、ほぼ10Vと14Vの間に含まれる
電圧VGsを与える必要があり、一方20Vより高い電圧はMO
S電力トランジスタ自身にとって危険であり得るので、
そのような電圧値はあまりに高すぎる。 上で説明されたAC動作の問題を解決するために、たと
えば12Vといったより低い電圧でブートストラップ回路
を提供することが可能である。そのような解決はたとえ
ば第６図に示されており、そこでは第５図と同じ要素が
同じ参照番号で示されている。特に、注目されるよう
に、第６図の回路はダイオード10のアノードがもはや電
圧供給源Vccに接続されておらず、適切なより低い一定
の電圧（たとえば12V）で固定されているという事実の
みが第５図の回路と異なっている。 第６図に示される形態は、トランジスタ２のゲートを
より低い電圧に接続することによってAC動作の問題を実
際に解決するが、それはもはやDC負荷に電力を与えるこ
とはできない。実際、電流を導伝するために、MOSトラ
ンジスタ２はほぼ10Vの電圧降下VGsを必要とする。DC動
作の間、ゲート回路は低電圧（示される具体例では12
V）で供給されるので、それは負荷に供給するのに十分
な電圧を有さず、示される回路は直流で動作することは
できない。第５図および第６図に示される回路によって
提示される問題を解決するために、すなわち、信頼でき
るDCおよびAC動作が可能である回路を得るために、第７
図に示されるような解決策が出願人によって研究されて
きた。そのような回路（そこでは先行の回路に等しい要
素は同じ参照番号で示されている）はブートストラップ
回路と供給源電圧Vccの間に、たとえば7Vで破壊電圧を
有し、そして一緒にして14Vを保持するために直列結合
された２つのツェナーダイオード11′および11″が配置
されているという事実が先行の回路と異なる。そのよう
な回路はトランジスタ２のゲート回路が２つのダイオー
ドによって供給源電圧Vccに接続され、そしてそれゆえ
負荷に充分な電力を与えることが可能なDCモードと、装
置がブートストラップに行くとき、ダイオードは14Vで
破壊し、そのため降下VGsがこの値にロックされたまま
であるACモードの両方で信頼をもって動作することが可
能である。 しかしながら、そのような素子は、電力が負荷に対し
て使用可能またはそれに転送されることなしに、その動
作に対して高電力を吸収するという不利さを有する。実
際、各動作サイクルで、コンデンサ５は供給源電圧Vcc
に充電し、そしてそれからブートストラップ段階の間、
電圧を予め設定された値にロックする２つのツェナーダ
イオード11′および11″上で余分な電圧を放電する。そ
の結果、各サイクルで電力はコンデンサを充電するため
に取られ、このエネルギはそれからツェナー11′および
11″を介してコンデンサの放電で消散される。その結
果、第７図の回路はDCモードに負荷を十分に供給し、そ
してAC動作を確実にするという問題を解決するが、あま
りに消散しすぎるといった不利な点を有し、これはその
使用がほとんどの場合において不可能になるか、または
ある程度不利になることを引き起こす。 したがって、この発明の狙いはプッシュプル段階の駆
動MOS電力トランジスタのための、先行技術によって示
される不利な点を解決することができる回路を提供する
ことからなる。 この発明の特定の目的は、DCモードで負荷を十分に供
給し、ACモードで信頼性をもって動作することができ、
そして動作の間低い消散を有するような駆動回路を提供
することである。 この発明のさらに別の目的は、DCおよびACモード内の
両方で、低い消散で動作することができる駆動回路を提
供することである。 この発明の少なからぬ目的は、低い製作費用を有する
ように、既に周知の技術に従って、単一構造内で集積さ
れ得る概念的には単純な要素からなる駆動回路を提供す
ることである。 これより先により明らかとなるその他のものと同様
に、上記の狙いおよび目的は、第１の電力MOSトランジ
スタと第２の電力MOSトランジスタを含み、前記MOSトラ
ンジスタはプッシュプル形態に接続され、そしてそれぞ
れ上部および下部のMOSトランジスタを規定し、前記第
１および第２のMOSトランジスタのゲート電極に接続さ
れるAC信号入力と、第１のスイッチ要素を介して前記上
部のMOSトランジスタのソース電極と基準電圧点の間に
与えられたブートストラップコンデンサを有するブート
ストラップ回路とを含み、前記上部のMOSトランジスタ
はそのドレイン電極が供給源電圧に接続され、プッシュ
プル段階の電力MOSトランジスタのための駆動回路によ
って達成され、その回路は前記供給源電圧と前記上部の
MOSトランジスタのゲート電極の間に配置された第２の
スイッチ要素と、前記上部のMOSトランジスタの前記ゲ
ート電極と前記第１のスイッチと前記コンデンサによっ
て規定された共通点の間に配置された第３のスイッチ要
素とを含み、DC動作の間、前記第２のスイッチ要素は閉
じ、そして前記第１および第３のスイッチ要素は開いて
おり、それによって前記上部のMOSトランジスタの前記
ゲート電極の前記供給源電圧への電気的な接続を可能に
し、前記AC信号入力での入力信号が第１のレベルのAC動
作の間、前記第１および第２のスイッチ要素は閉じ、そ
して前記第３のスイッチ要素は開いており、それによっ
て前記コンデンサは前記基準電圧点の電圧で充電し、前
記AC信号入力での前記AC信号が第２のレベルであるAC動
作の間、前記第１および第２のスイッチ要素は開き、そ
して前記第３のスイッチ要素は閉じていることを特徴と
する。 さらに他の特徴および利点は、添付の図面の非制限的
な具体例によって与えられた、好ましくはあるが、余す
ところない訳ではない説明からより明らかとなろう。 この説明の導入部分で詳細に既に説明された第５図な
いし第７図はそれより以降は説明されない。 第１図を参照すると、これはこの発明に従った回路の
電気回路図を示す。回路は第５図の実施例と等しい、い
くつかの構成要素を含み、そのため前記構成要素は同じ
参照番号を有する。それゆえこの発明に従った素子は、
端子３を介して入力信号が供給される１対のＮチャネル
MOSトランジスタ１および２からなり、負荷４を駆動す
る。その回路は、先行の実施例のMOSトランジスタ９は
もちろん、ブートストラップコンデンサ５、トランジス
タ６、電流源７、およびダイオード８をさらに含む。第
５図同様、ダイオード10はブートストラップ回路と供給
源Vccの間に置かれる。この発明に従えば、MOSトランジ
スタの駆動回路は、さらに別のDC電源（たとえば12V）
をブートストラップ回路と適切に接続させる１対のダイ
オード15および16を含む。詳細には、ダイオード15はそ
のアノードが一定電圧（12V）に、そしてそのカソード
がコンデンサ５の端子の１つに接続され、一方ダイオー
ド16はそのアノードがダイオード15のカソードに、そし
てそのカソードは、トランジスタ６、電源７およびダイ
オード８を含むブートストラップ回路に接続される。ダ
イオード10とともに、ダイオード15および16はスイッチ
として動作し、回路の動作モードに依存してオンまたは
オフに切換え、それによってトランジスタ２のゲートの
供給源Vccへの接続を可能にし、またはAC動作の間トラ
ンジスタ２のゲートとソースの間で予め設定された降下
を保つ。 詳細には、この発明に従った回路の動作は以下のとお
りである。 VINがその低い状態のDC動作の間、ダイオード10は順
方向にバイアスされ、一方ダイオード15および16は逆方
向にバイアスされる。その結果、トランジスタ２のゲー
トはダイオード10とゲート回路を介して、供給源電圧V
ccに直接に接続され、そのため負荷に電力を供給するこ
とが可能となり、それゆえ負荷は適切に制御される。 AC動作では、入力信号VINがハイになると、コンデン
サ５はほぼ12Vに充電する。実際、下部のMOSトランジス
タ１は、オンであるダイオード15を介してオンの状態で
あり、一方ダイオード16は依然としてオフのままで、そ
してダイオード15から、（オンである）ダイオード10の
結合を外す。その後の段階では、入力信号VINがローに
なると、出力電圧V0が増すので、ダイオード10はオフと
なり、一方ダイオード16は順方向にバイアスされ、それ
ゆえトランジスタ２のゲート回路を供給し、ブートスト
ラップコンデンサ５にそれを接続させる。その結果、充
電され、その端子で12Vの電圧降下を有するコンデンサ
５は、電圧が上昇し、そしてそれゆえダイオード15を逆
方向にバイアスし、これは従ってオフになる。このよう
にして、コンデンサ５はより低い値の直接電圧（その場
合12V）で充填されたままであり、そして駆動回路はMOS
トランジスタ２のゲートを充電する際にその失われた電
荷を回復することだけを必要とする。その結果、回路
は、第７図に従った回路においては発生したであろう
が、駆動回路上で電力を消散することはない。 第１図に示される回路はそれゆえ低い電力消散の改良
されたAC作用を有する。しかしながら、この回路では電
力MOSトランジスタ２の低消散状態のDC動作は保証され
ない。実際、低消散DC動作では、駆動回路が電力トラン
ジスタ２に供給源電圧よりほぼ10V高いDCゲート電圧を
供給する必要がある。 DC消散に関する限り、第１図に従った回路の作用を改
良するために、トランジスタ２のゲート上に適切な電圧
を維持するのに適した充電ポンプが提供されてもよい。
第２図および第３図では前記充電ポンプおよびその残り
の回路との接続の、可能な実施例が示されている。詳細
には、第３図では一般に30で示された充電ポンプは、DC
供給源Vccと接地22の間に置かれた１対のスイッチ20お
よび21からなり、そして端子23上に供給された振動信号
によって（たとえば500kHzの周波数で）開閉を制御され
る。スイッチ20および21に与えられた制御信号は適切に
は位相が180゜シフトされ、そのため一方のスイッチが
開いているときは他方が閉じており、そしてその逆も同
様である。そのような位相の逆はたとえば、論理インバ
ータ28によって得られる。回路は、端子が２つのスイッ
チ20および21の中間点に、そしてその他方の端子がダイ
オード25を介してDC供給源電圧（たとえば12V）に接続
されるコンデンサ24をさらに含む。さらに別のダイオー
ド26はそのアノードがダイオード25のカソードとダイオ
ード24の間の接続点に、そしてそのカソードが、その他
方の端子が供給源電圧Vccに接続されるさらに別のコン
デンサ27に接続される。 第２図の回路は以下のように動作する。コンデンサ27
はコンデンサ24によって12V（すなわちライン29上の電
圧）とほぼ等しい電圧レベルで維持され、このコンデン
サ24は１対のスイッチ20および21とダイオード25を介し
て、500kHzの周波数で12V電圧に連続的に充電され、そ
してそれゆえ各サイクルで、コンデンサ27によって失わ
れた電荷を回復する。第２図の回路が第３図に例示され
た方法で、この発明に従った駆動素子に接続されると、
トランジスタ２のゲートは、上部のトランジスタ２をオ
ンに切換えたままにしておくのが望ましいとき、そのソ
ースよりほぼ10V高い電圧レベルでDCモード内で保たれ
る。 しかしながら、第３図に示される接続はAC動作にとっ
ては不利である。実際、この場合第２図に示される充電
ポンプシステムは（1nFのオーダの）電力MOSトランジス
タ２の入力の容量を充電しなくてはならず、一方ポンプ
の容量は約100pFであるので、第６図の回路は非常にゆ
っくりと応答する。その結果、そのようなシステムはこ
の切換システムによって必要とされるような、高切換周
波数（100ないし200kHz）で動作することができない。 この不利な点を解決するために、第２図に従って充電
回路は、この発明に従って第４図に例示される態様で接
続される。 それゆえ第４図はDCおよびAC動作のために意図され
た、その完全な実施例においてこの発明に従った駆動回
路を例示し、これは低消散DC動作を確実にする第２図の
充電ポンプ同様、信頼できる、低消散AC動作を確実にす
るブートストラップシステムを含む。 注目されるように、第１図の回路は第１図の回路と第
２図の充電ポンプの組合わせであり、そこでは共通要素
は同じ参照番号を割当てられている。しかしながら、第
２図のコンデンサ27は、トランジスタ２のゲート容量が
同じ機能を有し、そしてそれは所望のDC電圧に充電され
なくてはならないまさにその容量であるので、第４図で
は無視されていることに注目すべきである。それゆえ、
実際的には第２図の回路はトランジスタ35を介して第１
図のそれに接続され、ダイオード25のアノードとより低
いレベルの一定電圧ライン29（たとえば12V）の間に置
かれたスイッチとして動作する。図面において、寄生ダ
イオード37もまた示され、これはトランジスタ35のソー
スとドレインの間に形成される。 第４図に従った素子の動作は充電ポンプに関する限
り、DC動作を参照して説明されるのみであり、AC動作は
第１図のそれと全く類似している。 電力トランジスタ２がDC制御されなくてはならないと
き、入力３上で供給された信号は（スイッチとして動作
する）トランジスタ９をオフに切換えたままにするもの
であって、一方トランジスタ35はオンに切換えられたま
まである。このようにして、スイッチ20が閉じられる
と、コンデンサ24はライン29上に存在する電圧（12V）
でダイオード25を介して充電され、一方スイッチ20が開
きそしてスイッチ21が閉じているとき、コンデンサ24は
その電荷をダイオード26を介して電力トランジスタ２の
ゲート容量に転送する。この状態では、ダイオード25は
トランジスタ35からコンデンサ24の結合を外し、こうし
てトランジスタ35と並列の寄生ダイオード37が同時にオ
ンに切換えられることを防ぐ。このようにしてDC動作
で、第１図に従った充電ポンプ回路と駆動回路の間接続
が得られ、一方AC動作では、スイッチ35がスイッチ９と
逆と位相で制御されるので、トランジスタ35自身が供給
源ライン29からダイオード25の結合を外し、それゆえ充
電ポンプを不活性化する。 それゆえ、説明されたように第１図の回路はDCおよび
ACモードの両方で信頼のできる作用を有し、いかなる状
況でも負荷の駆動を可能にする。第４図で説明された態
様で完成した、そのような回路はさらにまた、低消散DC
動作も可能にする。 さらに、ブートストラップ回路の基本的な部分であっ
て、そして第１図の簡潔化した回路の正しい動作のため
には必要不可欠である２つのダイオード10および16もま
た、トランジスタ２のゲートがDC動作の間ハイになると
き、DC供給源Vccおよびより低い電圧供給源（12V）から
駆動トランジスタ２の結合を外す機能を有する。 この発明の重要な特徴は、充電ポンプが動作している
とき、供給源電圧に接続されたダイオード10のおかげ
で、トランジスタ２のゲート容量がVccで充電し、そし
て充電ポンプがライン29上に存在する電圧、すなわち約
12Vを供給することのみが要求されるので、必要な充電
条件が比較的迅速に達成されるという事実によって示さ
れる。このようにして、ACからDC動作モードへと通過す
る迅速な過渡現象が達成される。 トランジスタまたはスイッチ９をオンに切換える際
の、そしてそれゆえトランジスタ35をオフに切換える際
の、ダイオード25の12V供給源からの分離は、スイッチ
９のオンへの切換期間の間、12V供給源と接地の間でダ
イオード25、26、および８が直列結合されることを防
ぐ。 このように考えられたこの発明は、この発明の範囲か
ら逸脱することなしに、いくつかの修正および変形が可
能である。特に、すべての要素は他の技術的に同等物に
よって取替えられてもよい。
ランジスタのための駆動回路に関するものである。 周知のように、ＮチャネルMOS技術で作られたプッシ
ュプル段階では、上部の素子は高導電性段階に達するた
めに供給源より高いゲート電圧を必要とする。この目的
で、ブートストラップ回路が採用され、これは必要な電
圧を得ることを可能にする。 明解にするためにこの種の周知の回路が第５図に例示
され、この図は下部の素子を構成するMOS電力トランジ
スタ１と、上部の素子を構成するMOS電力トランジスタ
２と、信号のための入力３と、トランジスタ１および２
の共通点に端子で接続された負荷４とを示している。こ
の回路は、トランジスタ６、電流源７、ダイオード８を
含む回路を介して、トランジスタ２のソースＳとそのゲ
ートＧの間でその端子に接続されたブートストラップコ
ンデンサ５およびMOSトランジスタ９をさらに含む。さ
らに、ダイオード10はそのアノードが供給源電圧Vccに
接続され、そしてそのカソードが回路の残りに接続され
て設けられている。 プッシュプルステージが一方の状態を維持し、負荷側
へ常時電流が供給されるDC動作においては、トランジス
タ２のゲートはブートストラップ回路を介して供給源電
圧に接続される。その結果、負荷はたとえ（正の）供給
源より低い電圧であっても供給されることができる。た
とえば、もし供給源電圧Vccが30Vなら、負荷において、
供給源電圧とゲート−ソース降下の差によって、第１の
近似値として与えられる20Vの電圧を得ることが可能で
ある。そのような条件下では、電力トランジスタは開い
て動作し負荷を供給することは可能であるが、高電力を
消散する。しかしながら、入力信号がハイレベルおよび
ローレベルに変化し、プッシュプルステージがプッシュ
プル動作を行ない、負荷に対し電流の吸込みおよび吐出
しが行なわれるAC動作においては、ソースに関して、ブ
ートストラップシステムが電力トランジスタのゲートに
供給源電圧に等しい電圧を与えることは不利である。良
好な駆動を有するために、ほぼ10Vと14Vの間に含まれる
電圧VGsを与える必要があり、一方20Vより高い電圧はMO
S電力トランジスタ自身にとって危険であり得るので、
そのような電圧値はあまりに高すぎる。 上で説明されたAC動作の問題を解決するために、たと
えば12Vといったより低い電圧でブートストラップ回路
を提供することが可能である。そのような解決はたとえ
ば第６図に示されており、そこでは第５図と同じ要素が
同じ参照番号で示されている。特に、注目されるよう
に、第６図の回路はダイオード10のアノードがもはや電
圧供給源Vccに接続されておらず、適切なより低い一定
の電圧（たとえば12V）で固定されているという事実の
みが第５図の回路と異なっている。 第６図に示される形態は、トランジスタ２のゲートを
より低い電圧に接続することによってAC動作の問題を実
際に解決するが、それはもはやDC負荷に電力を与えるこ
とはできない。実際、電流を導伝するために、MOSトラ
ンジスタ２はほぼ10Vの電圧降下VGsを必要とする。DC動
作の間、ゲート回路は低電圧（示される具体例では12
V）で供給されるので、それは負荷に供給するのに十分
な電圧を有さず、示される回路は直流で動作することは
できない。第５図および第６図に示される回路によって
提示される問題を解決するために、すなわち、信頼でき
るDCおよびAC動作が可能である回路を得るために、第７
図に示されるような解決策が出願人によって研究されて
きた。そのような回路（そこでは先行の回路に等しい要
素は同じ参照番号で示されている）はブートストラップ
回路と供給源電圧Vccの間に、たとえば7Vで破壊電圧を
有し、そして一緒にして14Vを保持するために直列結合
された２つのツェナーダイオード11′および11″が配置
されているという事実が先行の回路と異なる。そのよう
な回路はトランジスタ２のゲート回路が２つのダイオー
ドによって供給源電圧Vccに接続され、そしてそれゆえ
負荷に充分な電力を与えることが可能なDCモードと、装
置がブートストラップに行くとき、ダイオードは14Vで
破壊し、そのため降下VGsがこの値にロックされたまま
であるACモードの両方で信頼をもって動作することが可
能である。 しかしながら、そのような素子は、電力が負荷に対し
て使用可能またはそれに転送されることなしに、その動
作に対して高電力を吸収するという不利さを有する。実
際、各動作サイクルで、コンデンサ５は供給源電圧Vcc
に充電し、そしてそれからブートストラップ段階の間、
電圧を予め設定された値にロックする２つのツェナーダ
イオード11′および11″上で余分な電圧を放電する。そ
の結果、各サイクルで電力はコンデンサを充電するため
に取られ、このエネルギはそれからツェナー11′および
11″を介してコンデンサの放電で消散される。その結
果、第７図の回路はDCモードに負荷を十分に供給し、そ
してAC動作を確実にするという問題を解決するが、あま
りに消散しすぎるといった不利な点を有し、これはその
使用がほとんどの場合において不可能になるか、または
ある程度不利になることを引き起こす。 したがって、この発明の狙いはプッシュプル段階の駆
動MOS電力トランジスタのための、先行技術によって示
される不利な点を解決することができる回路を提供する
ことからなる。 この発明の特定の目的は、DCモードで負荷を十分に供
給し、ACモードで信頼性をもって動作することができ、
そして動作の間低い消散を有するような駆動回路を提供
することである。 この発明のさらに別の目的は、DCおよびACモード内の
両方で、低い消散で動作することができる駆動回路を提
供することである。 この発明の少なからぬ目的は、低い製作費用を有する
ように、既に周知の技術に従って、単一構造内で集積さ
れ得る概念的には単純な要素からなる駆動回路を提供す
ることである。 これより先により明らかとなるその他のものと同様
に、上記の狙いおよび目的は、第１の電力MOSトランジ
スタと第２の電力MOSトランジスタを含み、前記MOSトラ
ンジスタはプッシュプル形態に接続され、そしてそれぞ
れ上部および下部のMOSトランジスタを規定し、前記第
１および第２のMOSトランジスタのゲート電極に接続さ
れるAC信号入力と、第１のスイッチ要素を介して前記上
部のMOSトランジスタのソース電極と基準電圧点の間に
与えられたブートストラップコンデンサを有するブート
ストラップ回路とを含み、前記上部のMOSトランジスタ
はそのドレイン電極が供給源電圧に接続され、プッシュ
プル段階の電力MOSトランジスタのための駆動回路によ
って達成され、その回路は前記供給源電圧と前記上部の
MOSトランジスタのゲート電極の間に配置された第２の
スイッチ要素と、前記上部のMOSトランジスタの前記ゲ
ート電極と前記第１のスイッチと前記コンデンサによっ
て規定された共通点の間に配置された第３のスイッチ要
素とを含み、DC動作の間、前記第２のスイッチ要素は閉
じ、そして前記第１および第３のスイッチ要素は開いて
おり、それによって前記上部のMOSトランジスタの前記
ゲート電極の前記供給源電圧への電気的な接続を可能に
し、前記AC信号入力での入力信号が第１のレベルのAC動
作の間、前記第１および第２のスイッチ要素は閉じ、そ
して前記第３のスイッチ要素は開いており、それによっ
て前記コンデンサは前記基準電圧点の電圧で充電し、前
記AC信号入力での前記AC信号が第２のレベルであるAC動
作の間、前記第１および第２のスイッチ要素は開き、そ
して前記第３のスイッチ要素は閉じていることを特徴と
する。 さらに他の特徴および利点は、添付の図面の非制限的
な具体例によって与えられた、好ましくはあるが、余す
ところない訳ではない説明からより明らかとなろう。 この説明の導入部分で詳細に既に説明された第５図な
いし第７図はそれより以降は説明されない。 第１図を参照すると、これはこの発明に従った回路の
電気回路図を示す。回路は第５図の実施例と等しい、い
くつかの構成要素を含み、そのため前記構成要素は同じ
参照番号を有する。それゆえこの発明に従った素子は、
端子３を介して入力信号が供給される１対のＮチャネル
MOSトランジスタ１および２からなり、負荷４を駆動す
る。その回路は、先行の実施例のMOSトランジスタ９は
もちろん、ブートストラップコンデンサ５、トランジス
タ６、電流源７、およびダイオード８をさらに含む。第
５図同様、ダイオード10はブートストラップ回路と供給
源Vccの間に置かれる。この発明に従えば、MOSトランジ
スタの駆動回路は、さらに別のDC電源（たとえば12V）
をブートストラップ回路と適切に接続させる１対のダイ
オード15および16を含む。詳細には、ダイオード15はそ
のアノードが一定電圧（12V）に、そしてそのカソード
がコンデンサ５の端子の１つに接続され、一方ダイオー
ド16はそのアノードがダイオード15のカソードに、そし
てそのカソードは、トランジスタ６、電源７およびダイ
オード８を含むブートストラップ回路に接続される。ダ
イオード10とともに、ダイオード15および16はスイッチ
として動作し、回路の動作モードに依存してオンまたは
オフに切換え、それによってトランジスタ２のゲートの
供給源Vccへの接続を可能にし、またはAC動作の間トラ
ンジスタ２のゲートとソースの間で予め設定された降下
を保つ。 詳細には、この発明に従った回路の動作は以下のとお
りである。 VINがその低い状態のDC動作の間、ダイオード10は順
方向にバイアスされ、一方ダイオード15および16は逆方
向にバイアスされる。その結果、トランジスタ２のゲー
トはダイオード10とゲート回路を介して、供給源電圧V
ccに直接に接続され、そのため負荷に電力を供給するこ
とが可能となり、それゆえ負荷は適切に制御される。 AC動作では、入力信号VINがハイになると、コンデン
サ５はほぼ12Vに充電する。実際、下部のMOSトランジス
タ１は、オンであるダイオード15を介してオンの状態で
あり、一方ダイオード16は依然としてオフのままで、そ
してダイオード15から、（オンである）ダイオード10の
結合を外す。その後の段階では、入力信号VINがローに
なると、出力電圧V0が増すので、ダイオード10はオフと
なり、一方ダイオード16は順方向にバイアスされ、それ
ゆえトランジスタ２のゲート回路を供給し、ブートスト
ラップコンデンサ５にそれを接続させる。その結果、充
電され、その端子で12Vの電圧降下を有するコンデンサ
５は、電圧が上昇し、そしてそれゆえダイオード15を逆
方向にバイアスし、これは従ってオフになる。このよう
にして、コンデンサ５はより低い値の直接電圧（その場
合12V）で充填されたままであり、そして駆動回路はMOS
トランジスタ２のゲートを充電する際にその失われた電
荷を回復することだけを必要とする。その結果、回路
は、第７図に従った回路においては発生したであろう
が、駆動回路上で電力を消散することはない。 第１図に示される回路はそれゆえ低い電力消散の改良
されたAC作用を有する。しかしながら、この回路では電
力MOSトランジスタ２の低消散状態のDC動作は保証され
ない。実際、低消散DC動作では、駆動回路が電力トラン
ジスタ２に供給源電圧よりほぼ10V高いDCゲート電圧を
供給する必要がある。 DC消散に関する限り、第１図に従った回路の作用を改
良するために、トランジスタ２のゲート上に適切な電圧
を維持するのに適した充電ポンプが提供されてもよい。
第２図および第３図では前記充電ポンプおよびその残り
の回路との接続の、可能な実施例が示されている。詳細
には、第３図では一般に30で示された充電ポンプは、DC
供給源Vccと接地22の間に置かれた１対のスイッチ20お
よび21からなり、そして端子23上に供給された振動信号
によって（たとえば500kHzの周波数で）開閉を制御され
る。スイッチ20および21に与えられた制御信号は適切に
は位相が180゜シフトされ、そのため一方のスイッチが
開いているときは他方が閉じており、そしてその逆も同
様である。そのような位相の逆はたとえば、論理インバ
ータ28によって得られる。回路は、端子が２つのスイッ
チ20および21の中間点に、そしてその他方の端子がダイ
オード25を介してDC供給源電圧（たとえば12V）に接続
されるコンデンサ24をさらに含む。さらに別のダイオー
ド26はそのアノードがダイオード25のカソードとダイオ
ード24の間の接続点に、そしてそのカソードが、その他
方の端子が供給源電圧Vccに接続されるさらに別のコン
デンサ27に接続される。 第２図の回路は以下のように動作する。コンデンサ27
はコンデンサ24によって12V（すなわちライン29上の電
圧）とほぼ等しい電圧レベルで維持され、このコンデン
サ24は１対のスイッチ20および21とダイオード25を介し
て、500kHzの周波数で12V電圧に連続的に充電され、そ
してそれゆえ各サイクルで、コンデンサ27によって失わ
れた電荷を回復する。第２図の回路が第３図に例示され
た方法で、この発明に従った駆動素子に接続されると、
トランジスタ２のゲートは、上部のトランジスタ２をオ
ンに切換えたままにしておくのが望ましいとき、そのソ
ースよりほぼ10V高い電圧レベルでDCモード内で保たれ
る。 しかしながら、第３図に示される接続はAC動作にとっ
ては不利である。実際、この場合第２図に示される充電
ポンプシステムは（1nFのオーダの）電力MOSトランジス
タ２の入力の容量を充電しなくてはならず、一方ポンプ
の容量は約100pFであるので、第６図の回路は非常にゆ
っくりと応答する。その結果、そのようなシステムはこ
の切換システムによって必要とされるような、高切換周
波数（100ないし200kHz）で動作することができない。 この不利な点を解決するために、第２図に従って充電
回路は、この発明に従って第４図に例示される態様で接
続される。 それゆえ第４図はDCおよびAC動作のために意図され
た、その完全な実施例においてこの発明に従った駆動回
路を例示し、これは低消散DC動作を確実にする第２図の
充電ポンプ同様、信頼できる、低消散AC動作を確実にす
るブートストラップシステムを含む。 注目されるように、第１図の回路は第１図の回路と第
２図の充電ポンプの組合わせであり、そこでは共通要素
は同じ参照番号を割当てられている。しかしながら、第
２図のコンデンサ27は、トランジスタ２のゲート容量が
同じ機能を有し、そしてそれは所望のDC電圧に充電され
なくてはならないまさにその容量であるので、第４図で
は無視されていることに注目すべきである。それゆえ、
実際的には第２図の回路はトランジスタ35を介して第１
図のそれに接続され、ダイオード25のアノードとより低
いレベルの一定電圧ライン29（たとえば12V）の間に置
かれたスイッチとして動作する。図面において、寄生ダ
イオード37もまた示され、これはトランジスタ35のソー
スとドレインの間に形成される。 第４図に従った素子の動作は充電ポンプに関する限
り、DC動作を参照して説明されるのみであり、AC動作は
第１図のそれと全く類似している。 電力トランジスタ２がDC制御されなくてはならないと
き、入力３上で供給された信号は（スイッチとして動作
する）トランジスタ９をオフに切換えたままにするもの
であって、一方トランジスタ35はオンに切換えられたま
まである。このようにして、スイッチ20が閉じられる
と、コンデンサ24はライン29上に存在する電圧（12V）
でダイオード25を介して充電され、一方スイッチ20が開
きそしてスイッチ21が閉じているとき、コンデンサ24は
その電荷をダイオード26を介して電力トランジスタ２の
ゲート容量に転送する。この状態では、ダイオード25は
トランジスタ35からコンデンサ24の結合を外し、こうし
てトランジスタ35と並列の寄生ダイオード37が同時にオ
ンに切換えられることを防ぐ。このようにしてDC動作
で、第１図に従った充電ポンプ回路と駆動回路の間接続
が得られ、一方AC動作では、スイッチ35がスイッチ９と
逆と位相で制御されるので、トランジスタ35自身が供給
源ライン29からダイオード25の結合を外し、それゆえ充
電ポンプを不活性化する。 それゆえ、説明されたように第１図の回路はDCおよび
ACモードの両方で信頼のできる作用を有し、いかなる状
況でも負荷の駆動を可能にする。第４図で説明された態
様で完成した、そのような回路はさらにまた、低消散DC
動作も可能にする。 さらに、ブートストラップ回路の基本的な部分であっ
て、そして第１図の簡潔化した回路の正しい動作のため
には必要不可欠である２つのダイオード10および16もま
た、トランジスタ２のゲートがDC動作の間ハイになると
き、DC供給源Vccおよびより低い電圧供給源（12V）から
駆動トランジスタ２の結合を外す機能を有する。 この発明の重要な特徴は、充電ポンプが動作している
とき、供給源電圧に接続されたダイオード10のおかげ
で、トランジスタ２のゲート容量がVccで充電し、そし
て充電ポンプがライン29上に存在する電圧、すなわち約
12Vを供給することのみが要求されるので、必要な充電
条件が比較的迅速に達成されるという事実によって示さ
れる。このようにして、ACからDC動作モードへと通過す
る迅速な過渡現象が達成される。 トランジスタまたはスイッチ９をオンに切換える際
の、そしてそれゆえトランジスタ35をオフに切換える際
の、ダイオード25の12V供給源からの分離は、スイッチ
９のオンへの切換期間の間、12V供給源と接地の間でダ
イオード25、26、および８が直列結合されることを防
ぐ。 このように考えられたこの発明は、この発明の範囲か
ら逸脱することなしに、いくつかの修正および変形が可
能である。特に、すべての要素は他の技術的に同等物に
よって取替えられてもよい。
【図面の簡単な説明】
第１図はこの発明に従った素子の等価電気回路図であ
る。 第２図はDC動作のための、この発明に従った素子を駆動
するための回路である。 第３図は第２図に従った、素子の関連したブロック図で
ある。 第４図はこの発明に従った素子の複合の実施例の等価電
気回路図である。 第５図ないし第７図はプッシュプル段階の電力MOSのた
めの駆動回路の先行のまたは可能な実施例の等価電気回
路図である。 図において、１および２はＮチャネルMOSトランジス
タ、３は端子、４は負荷、５はブートストラップコンデ
ンサ、６はトランジスタ、７は電流源、８はダイオー
ド、９はMOSトランジスタ、10、15および16はダイオー
ド、20および21はスイッチ、23は端子、24はコンデン
サ、25はダイオード、26はダイオード、27はコンデン
サ、28は論理インバータ、29はライン、30は充電ポン
プ、35はトランジスタ、37は寄生ダイオードである。
る。 第２図はDC動作のための、この発明に従った素子を駆動
するための回路である。 第３図は第２図に従った、素子の関連したブロック図で
ある。 第４図はこの発明に従った素子の複合の実施例の等価電
気回路図である。 第５図ないし第７図はプッシュプル段階の電力MOSのた
めの駆動回路の先行のまたは可能な実施例の等価電気回
路図である。 図において、１および２はＮチャネルMOSトランジス
タ、３は端子、４は負荷、５はブートストラップコンデ
ンサ、６はトランジスタ、７は電流源、８はダイオー
ド、９はMOSトランジスタ、10、15および16はダイオー
ド、20および21はスイッチ、23は端子、24はコンデン
サ、25はダイオード、26はダイオード、27はコンデン
サ、28は論理インバータ、29はライン、30は充電ポン
プ、35はトランジスタ、37は寄生ダイオードである。
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フロントページの続き
(72)発明者 ドメニコ・ロツシ
イタリア共和国、チラベーニヤ（プロヴ
インス・オブ・パヴイーア）ヴイア・ロ
ーマ．161
Claims (1)
- (57)【特許請求の範囲】 １．プッシュプル段の電力MOSトランジスタを駆動する
ための回路であって、 上部MOSトランジスタを構成する第１の電力MOSトランジ
スタ（２）と、 前記第１の電力MOSトランジスタのソース電極にプッシ
ュプル態様で接続されるドレイン電極を有し、かつ下部
MOSトランジスタを構成する第２の電力MOSトランジスタ
（１）と、 前記上部および下部MOSトランジスタのゲート電極に相
補的に結合されるAC信号入力（３）と、 前記上部MOSトランジスタ（２）のソース電極と第１の
スイッチ素子（15）を介して基準電圧点（29）との間に
配置されるブートストラップコンデンサ（５）を有する
ブートストラップ回路（５−８）とを備え、 前記上部MOSトランジスタは、前記基準電圧点の電圧と
異なる電源電圧（Vcc）に接続されるドレイン電極を備
え、 前記電源電圧（Vcc）と前記上部MOSトランジスタのゲー
ト電極との間に配置される第２のスイッチ素子（10）
と、 前記上部MOSトランジスタのゲート電極と前記第１のス
イッチ素子（15）と前記ブートストラップコンデンサ
（５）の接続点との間に配置される第３のスイッチ素子
（16）とを備え、 前記AC信号入力に与えられる入力信号が低レベルのと
き、前記第２のスイッチ素子（10）がオン状態となり、
かつ前記第１および第３のスイッチ素子がオフ状態とな
り、これにより前記上部MOSトランジスタ（２）のゲー
ト電極が前記電源電圧（Vcc）に結合され、 前記AC信号入力に第１のレベルの入力信号が存在すると
き、前記第１および第２のスイッチ素子（15,10）がオ
ンしかつ前記第３のスイッチ素子（16）がオフし、これ
により前記ブートストラップコンデンサが前記基準電圧
点の電圧に充電され、 前記AC信号入力に第２のレベルの入力信号が存在すると
き、前記第１（15）および第２（10）のスイッチ素子が
オフしかつ前記第３のスイッチ素子（16）がオン状態と
なり、前記ブートストラップコンデンサが前記上部MOS
トランジスタのゲート電極とソース電極との間に接続さ
れる、電力MOSトランジスタ駆動回路。 ２．前記第１ないし第３のスイッチ素子（10,15,16）は
ダイオードによって構成されていることを特徴とする、
特許請求の範囲第１項記載の電力MOSトランジスタ駆動
回路。 ３．別の基準電圧点に第４のスイッチ素子（35,25）を
介して接続される一方電極と切換部（20,21）に接続さ
れる他方電極とを有する別のコンデンサ（24）をさらに
備え、前記切換部（20,21）は前記別のコンデンサを前
記電源電圧および接地に交互に接続し、 前記別のコンデンサの一方電極はさらに前記上部MOSト
ランジスタ（２）のゲート電極に接続され、 前記第４のスイッチ素子（35,25）は、前記別の基準電
圧点に接続されるソース電極と、前記別のコンデンサの
一方電極に結合されるドレイン電極を有するスイッチン
グMOSトランジスタ（35）を備え、 前記スイッチングMOSトランジスタ（35）のゲート電極
は、前記下部MOSトランジスタと前記スイッチングMOSト
ランジスタとが互いに逆相でオンおよびオフ状態となる
ように前記AC信号入力に印加される信号を受ける、特許
請求の範囲第１項記載の電力MOSトランジスタ駆動回
路。 ４．前記基準電圧点および前記別の基準電圧点（29）は
同じ電位を有することを特徴とする、特許請求の範囲第
３項記載の電力MOSトランジスタ駆動回路。 ５．前記別のコンデンサ（24）の前記一方電極が第５の
スイッチ素子（26）を介して前記上部MOSトランジスタ
（２）のゲート電極（Ｇ）に接続されることを特徴とす
る、特許請求の範囲第３項記載の電力MOSトランジスタ
駆動回路。 ６．前記第５のスイッチ素子（26）は、前記別のコンデ
ンサ（24）に接続されるアノード電極と、前記上部MOS
トランジスタ（２）のゲート電極に接続されるカソード
電極を有するダイオードであることを特徴とする、特許
請求の範囲第５項記載の電力MOSトランジスタ駆動回
路。 ７．前記第４のスイッチ素子（35,25）は、前記スイッ
チングMOSトランジスタ（35）に接続されるアノード
と、前記別のコンデンサの一方電極に接続されるカソー
ドとを有するダイオード（25）をさらに含むことを特徴
とする、特許請求の範囲第３項記載の電力MOSトランジ
スタ駆動回路。 ８．プッシュプル段の電力MOSトランジスタを駆動する
ための回路であって、 第１の基準電位線（Vcc）と、 前記第１の基準電位線と別に設けられる第２の基準電位
線（29）と、 第１および第２のレベルを有する入力AC信号を受けるAC
信号入力（３）と、 各々がプッシュプル態様で接続されて上部および下部MO
Sトランジスタを構成する第１および第２の電力MOSトラ
ンジスタ（2,1）とを備え、前記第１の電力MOSトランジ
スタ（２）のソース電極は前記第２の電力MOSトランジ
スタ（１）のドレイン電極に接続され、前記上部および
下部MOSトランジスタのゲート電極は前記AC信号入力に
相補的に結合されかつ、前記上部MOSトランジスタのド
レイン電極は前記第１の基準電位線（Vcc）に接続さ
れ、 前記上部MOSトランジスタのソース電極と前記第２の基
準電位線（29）との間に接続されるブートストラップコ
ンデンサ（５）を有するブートストラップ回路（５−
８）と、 前記ブートストラップコンデンサ（５）と前記第２の基
準電位線（29）との間に接続される第一のスイッチ素子
（15）とを備え、前記ブートストラップコンデンサ
（５）と前記第１のスイッチ素子（15）は共通接続点を
形成し、 前記第１の基準電位線（Vcc）と前記上部MOSトランジス
タ（２）のゲート電極との間に配置される第２のスイッ
チ素子（10）と、 前記共通接続点と前記上部MOSトランジスタ（２）のゲ
ート電極との間に配置される第３のスイッチ素子（16）
とを備え、 前記AC信号入力の入力信号が第１のレベルのとき、前記
第３のスイッチ素子がオフしかつ前記第１および第２の
スイッチ素子がオン状態となり、これにより前記ブート
ストラップコンデンサは前記第２の基準電位線（29）の
電圧レベルに充電され、 前記AC信号入力の入力信号が第２のレベルのとき、前記
第１および第２のスイッチ素子（15,10）がオフし、か
つ前記第３のスイッチ素子（16）がオンしてこれにより
前記ブートストラップコンデンサが前記上部MOSトラン
ジスタのソースおよびゲート電極の間に接続される、電
力MOSトランジスタ駆動回路。 ９．前記第２の基準電位線（29）の電圧は前記第１の基
準電位線（Vcc）の電圧よりも低い、特許請求の範囲第
８項記載の電力MOSトランジスタ駆動回路。 １０．前記第１ないし第３のスイッチ素子（15,10,16）
はそれぞれダイオードによって構成される、特許請求の
範囲第８項記載の電力MOSトランジスタ駆動回路。 １１．別のコンデンサ（24）を含む充電ポンプセクショ
ン（図４）をさらに含み、前記別のコンデンサ（24）
は、一方電極が第４のスイッチ素子（35,25）を介して
別の基準電位線に接続され、かつ他方電極が前記別のコ
ンデンサ（24）を前記第１の基準電位線上の電圧および
接地に交互に接続する切換セクション（21,20）に接続
され、前記別のコンデンサ（24）の一方電極は前記上部
MOSトランジスタのゲート電極へさらに接続され、 前記第４のスイッチ素子（35,25）は前記AC信号入力へ
与えられる入力信号に従って前記下部MOSトランジスタ
と逆相でオン状態およびオフ状態となるように前記AC信
号入力に接続されるゲート電極を有するスイッチングMO
Sトランジスタ（35）を含む、特許請求の範囲第８項記
載の電力MOSトランジスタ駆動回路。 １２．別のコンデンサ（25）を含む充電ポンプセクショ
ン（図４）をさらに含み、前記別のコンデンサ（24）の
一方電極は第３の基準電位線（29）および前記上部MOS
トランジスタのゲート電極に接続され、かつ前記別のコ
ンデンサ（24）の他方電極は前記別のコンデンサを前記
第１の基準電位線および接地に交互に接続する切換セク
ション（21,20）に接続され、前記第２の基準電位線お
よび前記第３の基準電位線は同じ電位を有する、特許請
求の範囲第８項記載の電力MOSトランジスタ駆動回路。 １３．前記別のコンデンサ（24）の一方電極は、第５の
スイッチ素子（26）を介して前記上部MOSトランジスタ
のゲート電極に接続される、特許請求の範囲第11項記載
の電力MOSトランジスタ駆動回路。 １４．前記第５のスイッチ素子（26）は、前記別のコン
デンサ（24）に接続されるアノード電極と、前記上部MO
Sトランジスタのゲート電極端子に接続されるカソード
電極とを有するダイオードで構成される、特許請求の範
囲第13項記載の電力MOSトランジスタ駆動回路。 １５．前記第４のスイッチ素子（35,25）は、前記スイ
ッチングMOSトランジスタに接続されるアノードと前記
別のコンデンサの一方電極に接続されるカソードとを有
するダイオード（25）をさらに含む、特許請求の範囲第
11項記載の電力MOSトランジスタ駆動回路。 １６．プッシュプル段の電力MOSトランジスタのための
駆動回路であって、 第１の基準電位線と、 前記第１の基準電位線よりも低い電圧の第２の基準電位
線と、 前記第２の基準電位線よりも低い電圧の第３の基準電位
線と、 第１および第２のレベルを有するAC入力信号を受けるAC
信号入力と、 第１および第２の電力MOSトランジスタとを含み、前記
第１および第２の電力MOSトランジスタは、それぞれ、
ドレイン、ソースおよびゲート電極を有し、前記第１の
電力MOSトランジスタのドレイン電極は前記第１の基準
電位線に接続され、前記第１の電力MOSトランジスタの
ソース電極は前記第２の電力MOSトランジスタのドレイ
ン電極に接続され、前記第２の電力MOSトランジスタの
ソース電極は前記第３の基準電位線に接続され、かつ前
記第１および第２の電力MOSトランジスタのゲート電極
は前記AC信号入力に相補的に結合されかつ前記第１およ
び第２の電力MOSトランジスタは、それぞれ、上部およ
び下部MOSトランジスタを構成し、 さらに、前記上部MOSトランジスタのソース電極と前記
第２の基準電位線との間に接続されるブートストラップ
コンデンサを有するブートストラップ回路と、 前記ブートストラップコンデンサと前記第２の基準電位
線との間に接続される第１のスイッチ素子とを含み、前
記第１のスイッチ素子および前記ブートストラップコン
デンサは接続点を形成し、さらに 前記第１の基準電位線と前記上部MOSトランジスタのゲ
ート電極との間に配置される第２のスイッチ素子と、 前記上部MOSトランジスタのゲート電極と前記接続点と
の間に配置される第３のスイッチ素子とを含み、前記AC
信号入力へ与えられる入力信号が低レベルのDC動作の
間、前記第２のスイッチ素子はオン状態となりかつ前記
第１および第３のスイッチ素子はオフ状態とされ、これ
により前記上部MOSトランジスタのゲート電極が前記第
１の基準電位線へ電気的に接続され、前記AC信号入力に
与えられる入力信号のレベルが交互に変化するAC動作の
間、前記AC信号入力に与えられる信号が第１のレベルの
とき、前記第１および第２のスイッチ素子がオン状態と
なりかつ前記第３のスイッチ素子がオフ状態となり、こ
れにより前記ブートストラップコンデンサが前記第２の
基準電位線の電圧で充電され、前記AC信号入力の入力信
号が第２のレベルのとき、前記第１および第２のスイッ
チ素子がオフ状態とされかつ前記第３のスイッチ素子が
オン状態となり、これにより前記ブートストラップコン
デンサは前記上部MOSトランジスタのゲート電極とソー
ス電極との間に接続される、電力MOSトランジスタ駆動
回路。 １７．前記第１ないし第３のスイッチ素子は、各々が、
アノード電極とカソード電極とを有するダイオードを含
み、前記第１のスイッチ素子は、アノード電極が前記第
２の基準電位線に接続されかつカソードが前記接続点に
接続される第１のダイオードを含み、 前記第２のスイッチ素子は、アノード電極が前記第１の
基準電位線に接続されかつカソード電極が前記上部MOS
トランジスタのゲート電極に接続される第２のダイオー
ドを含み、 前記第３のスイッチ素子は、アノード電極が前記接続点
に接続されかつカソード電極が前記上部MOSトランジス
タのゲート電極に接続される第３のダイオードを含む、
特許請求の範囲第16項記載の電力MOSトランジスタ駆動
回路。
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