JP2647212B2 - ラインレシーバ - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の目的］ （産業上の利用分野） 本発明は、工場その他種々の事業所内の各所に配置さ
れた設備，例えば制御装置や測定装置等の間でディジタ
ル信号を伝送する伝送システム等に利用されるラインレ
シーバに係わり、特に伝送ライン上の伝送信号を正確に
受信するラインレシーバに関する。

（従来の技術） 従来、ベースバンドにて伝送されるディジタル信号を
受信するラインレシーバにおいては、第５図に示すよう
に送信端１から第６図（ａ）のような低い周波数の単極
性ベースバンド信号である送信信号V_Tを送信し、RC積分
回路で置換される伝送ライン２を通すことにより、受信
端３では第６図（ｂ）に示すようなヒステリシス特性を
もった受信信号V_Rを受信する。この受信側ではコンパレ
ータ４が設けられ、このコンパレータ４にて受信信号V_R
と予め設定した比較用基準電圧V_Cとを比較し、この受信
信号V_Rが比較用基準電圧V_Cを越えたとき“1"を出力し、
逆の場合には“0"を出力することにより、コンパレータ
４から第６図（ｃ）に示す送信信号V_Tと同じ波形の信号
V_Oを出力するものがある（実公昭59−18774号公報）。

（発明が解決しようとする課題） ところで、以上のような伝送システムのラインレシー
バでは、受信側の比較用基準電圧発生の定数や伝送ライ
ン２の特性を適切に設定すれば所望とする効果を期待で
きるが、実際上，次のような種々の問題がある。

、先ず、伝送ライン２の距離が設置場所によっても
種々異なり、それに伴って伝送ライン２の特性もまちま
ちである。そのために伝送ライン２の特性に合わせて受
信側の種々の構成素子の定数を調整する必要があるばか
りか、その調整作業が非常に煩雑となる。

、また、伝送ラインは伝送ライン２に直流を伝送す
る構成をとっているので、例えば複数の送信端を時間分
割して伝送する方式のものには適用できない。

、また、コンパレータ４の比較用基準電圧V_Cが固定
であるので、伝送ライン２の特性および受信信号V_Rの大
きさにより、コンパレータ４の出力のパルス幅に大きな
差（ジッタ）が生じてくる。例えば受信信号V_Rのレベル
が小さくなってくると、そのパルス幅が極端に小さくな
り、受信信号V_Rの大きさに大きく左右されやすい。第６
図（ｄ）はコンパレータ４の理想的な出力を示す。

なお、第７図に示すバイポーラ送信信号V_Tの場合であ
っても前述したの場合と同様な問題が生じる。すなわ
ち、このラインレシーバは、比較用基準電圧を、受信信
号V_Rが無いときのコンパレータ４の出力電圧に合わせる
ことによりパルス幅の差を小さくする考えであるが、受
信信号V_Rが無いときにノイズ信号が入るとコンパレータ
４の出力が変化して不安定な状態となる。第７図（ａ）
は送信信号V_T、同図（ｂ）は小さい受信信号、同図
（ｃ）は小さい受信信号の受信時におけるコンパレータ
４の出力、同図（ｄ）は大きい受信信号、同図（ｅ）は
大きい受信信号の受信時のコンパレータ４の出力を示
す。

そこで、小さいノイズ信号に対して出力が変化しない
ようにするために、第８図に示すようにオペアンプ５に
よるシュミット回路を用いたものがあるが、この場合に
も第９図に示すように受信信号V_Rの大きさによってシュ
ミット回路の出力V_Oのパルス幅に大きな差が出てくる。
因みに、第９図（Ａ），（Ｂ）の（ｅ）に示す波形のう
ち右端の波形は、受信信号が比較用電圧を通過した場合
と比較用電圧を通過しない場合との違いを示している。

本発明は上記実情にかんがみてなされたもので、受信
信号の大きさによって生じるパルス幅の差を極力小さく
し、かつ、ノイズ信号によって動作しないようにするラ
インレシーバを提供することを目的とする。

［発明の構成］ （課題を解決するための手段） 本発明は上記課題を解決するために、受信した信号を
コンパレートしてディジタル信号に変換するラインレシ
ーバにおいて、伝送ラインからフイルタを通して受信し
た信号の大きさで定まる第１の直流バイアス電圧を一方
入力端で受け、この第１の直流バイアス電圧と他方入力
端に入力される比較基準用の第２の直流バイアス電圧と
を比較しその比較結果の信号を出力するコンパレータ
と、非受信状態時，前記コンパレータの非受信状態の出
力を受けて前記比較基準用の第２の直流バイアス電圧を
前記第１の直流バイアス電圧とは所定の差の電圧に設定
し、かつ、受信状態時，前記コンパレータの受信状態の
出力をチャージして前記第２の直流バイアス電圧を前記
第１の直流バイアス電圧とほぼ等しい電圧になるように
制御するバイアス制御手段と、前記受信した信号の大き
さから受信可能状態の有無を判定し、受信可能と判定し
たとき前記コンパレータの出力をゲート制御してディジ
タル信号を出力する受信判定手段とを備えた構成であ
る。

（作用） 従って、本発明は以上のような手段を講じたことによ
り、非受信状態時、コンパレータの一方入力端には第１
の直流バイアス電圧が入力され、他方入力端にはこの第
１の直流バイアス電圧とは所定の差をもった第２の直流
バイアス電圧が入力される。その結果、これら両バイア
ス電圧の差の電圧以下の信号を受信してもコンパレータ
は動作しない。所定の大きさの信号を受信すると、その
信号の大きさに応じて第１の直流バイアス電圧が変化
し、それに伴ってコンパレータの出力が変化するが、こ
のときコンパレータの出力をチャージして前記第２の直
流バイアス電圧を第１の直流バイアス電圧になるように
制御することより、コンパレータからパルス幅の歪み
（ジッタ）の少ないデイジタル信号を出力する。さら
に、受信判定手段にて受信信号の大きさからな受信可能
状態の有無を判定し、受信可能と判定したとき前記コン
パレータの出力をゲート制御することにより、一定以上
の大きさの受信信号のみのディジタル信号を出力するこ
とができる。

（実施例） 以下、本発明の一実施例について第１図および第２図
を参照して説明する。第１図はラインレシーバのブロッ
ク構成図、第２図は第１図の構成を具体化した実施回路
例である。すなわち、このラインレシーバは、伝送ライ
ン11にトランス12を介して前置増幅器13が接続され、伝
送ライン11から見たときに高インピーダンスとなるよう
に設定されている。なお、トランス12を設けたのは伝送
ライン接続点のインピーダンスのミスマッチングをなく
し、かつ、送信側から送られて来る送信信号の当該接続
点での反射を抑制するためである。前記前置増幅器13
は、第２図に示すごとく抵抗R1〜R5、コンデンサC1〜C3
およびトランジスタTR1,TR2等で構成され、そのうち抵
抗R1,R2はトランジスタTR1のバイアス回路として機能
し、抵抗R3,R4はトランジスタTR2のバイアス回路として
機能し、さらにコンデンサC1,C2はトランス12とトラン
ジスタTR1,TR2の交流カップリング機能をもっている。
また、トランジスタTR1,TR2および抵抗R5は差動増幅器
を構成している。

さらに、前記前置増幅器13の出力側には受信信号のう
ち所定周波数帯域の信号を通し、他の不要信号例えばノ
イズ周波数帯域の信号等を除去するバンドパスフィルタ
14が接続されている。このバンドパスフィルタ14は、コ
イルL1,コンデンサC6にて共振回路を構成し、抵抗R6,R
7,R8,C4,C5にてローパスフィルタを構成している。

15はオープンコレクタ出力タイプのオペアンプIC1で
構成された第１のコンパレータであって、その一方入力
端にはバンドパスフィルタ14の出力である第１の直流バ
イアス電圧が入力され、他方入力端には直流バイアス回
路16から比較基準用の第２の直流バイアス電圧が入力さ
れている。この直流バイアス回路16は抵抗R8,R9および
コンデンサC7によって構成され、抵抗R9とコンデンサC7
とでCRフィルタを構成し、そのフィルタ時定数を数十ビ
ットの時間とし受信信号の直流分を取り出すことによ
り、前置増幅器13の出力が直流的に変動しても第１のコ
ンパレータ15の入力が変動しないようにしている。この
抵抗R8は前置増幅器13を構成するトランジスタTR2の動
作コレクタ電流によるドロップ電圧を発生させ、この電
圧によって非受信状態時のノイズに対して第１のコンパ
レータ15の動作を阻止する機能をもっている。

さらに、第１のコンパレータ15の出力側にバイアス制
御手段としてのチャージポンプ回路17が接続されてい
る。このチャージポンプ回路17は、ダイオードD1,抵抗R
10およびコンデンサC7,C8で構成され、前記第１のコン
パレータ15の出力が＋Ｖとなったとき、図示点線で示す
ようにコンパレータ15の出力をダイオードD1,コンデン
サC8を通してコンデンサC7にチャージする機能をもって
いる。このときの電圧はトランジスタTR2のコレクタ電
流と抵抗R8とによって発生する電圧と同じ電圧となるよ
うにコンデンサC7,C8の定数を選定する。抵抗R10は受信
状態においてトランジスタTR2のコレクタ電流と抵抗R8
とによって発生する電圧と同じ電圧となるように定数を
選定する。

18は受信信号の大きさを検出するピーク検出回路であ
って、コンデンサC9,C10,C11、抵抗R12およびダイオー
ドD2,D3等で構成され、ダイオードD2,D3で受信信号を整
流し、コンデンサC11でピーク電圧をチャージする。19
はピーク検出回路18の出力レベルが所定のレベル以上あ
るか否か，つまり受信可能状態にあるか否かを判定する
第２のコンパレータであって、これは第１のコンパレー
タ15と同様にオープンコレクタ出力タイプのオペアンプ
IC2によって構成され、その出力が第１のコンパレータ1
5の出力と接続されて第３図に示す如くゲート回路20を
構成している。

21は第２のコンパレータ19の出力にて動作するタイマ
回路であって、コンデンサC11と抵抗R13とのCR時定数で
定まる時間ごとにピークの再検出を行わせるためにピー
ク検出回路18に起動をかける機能をもっている。従っ
て、ピーク検出回路18、第２のコンパレータ19およびタ
イマ回路21は受信可能状態の有無を判定する受信判定手
段を構成しているものとする。

次に、以上のように構成されたラインレシーバの動作
を説明する。先ず、伝送ライン11およびトランス12を介
して伝送ライン11上の信号を受信すると、トランジスタ
TR2のコレクタに現われる信号をダイオードD2,D3で整流
しコンデンサC11でピーク電圧をチャージし、第２のコ
ンパレータ19に送出する。この第２のコンパレータ19で
はこのピーク電圧と基準電圧例えば零ボルトと比較し受
信可能状態の有無を判定する。非受信状態時には抵抗R1
2,ダイオードD2,D3および抵抗R13を通って電流が流れ、
コンデンサC11にある一定の電圧がタージされているの
で、その電圧と基準電圧とから受信可能状態の有無を判
定する。そして、この受信可能状態時，第２のコンパレ
ータ19の受信可能信号に基づいてタイマ回路21が所定時
間するごとにピーク検出回路18に対し再起動を行ってピ
ーク検出を繰り返し行わせる。

一方、本来の受信系においては、非受信状態時，前記
前置増幅器13のトランジスタTR2の動作コレクタ電流に
よる抵抗R8のドロップ電圧を発生させ、第１のコンパレ
ータ15の受信側に第１の直流バイアス電圧を与える。ま
た、第１のコンパレータ15の他方入力端には直流バイア
ス回路16から前記第１の直流バイアス電圧とは所定の差
の第２の直流バイアス電圧が与えられている。その結
果、第１のコンパレータ15には前記差の電圧以下の信
号，例えばノイズ信号を受信しても動作しない。

次に、所定の大きさの信号を受信すると第１のコンパ
レータ15の動作によって第１のコンパレータ15の出力が
変化すると、この出力をチャージポンプ回路17でチャー
ジし、このチャージ電圧に基づいて直流バイアス回路16
から受信側の第１の直流バイアス電圧とほぼ同じ値の比
較用の第２の直流バイアス電圧が与えられ、これによっ
て第１のコンパレータ15の出力のディジタル信号の歪み
が最小となるように動作し、ビットエラーがなくなって
受信信号を正確に受信して出力できる。なお、第２の直
流バイアス電圧を第１の直流バイアス電圧とほぼ等しい
値にすることは、受信信号の比較基準用電圧を受信信号
の中心の電圧とすることにより、パルス幅の変化を少な
くし送信されてくる信号のパルス幅に等しくするためで
ある。つまり、受信信号の大きさに依存して変化する比
較基準用電圧を発生する方法でなく、受信信号の大きさ
に変化しない直流バイアスを、コンパレータ15の出力に
抵抗R10,コンデンサC77,C8等の定数で定まるチャージポ
ンプ回路を用いて得ることにある。

そして、受信終了後、数ビットの時間にて非受信状態
とすることにより、ディジタル処理回路の誤動作を防い
でいる。

従って、このラインレシーバによれば、コンパレータ
19によって受信可能状態の有無を判定しているので、非
受信状態時には例えば内部回路のドリフトによる誤動
作、ノイズによる誤動作、さらには両コンパレータ15,1
9の不動作によって消費電力を少なくでき、また受信状
態時には第１のコンパレータ15の出力をチャージし、こ
のチャージ電圧に基づいて直流バイアス回路16から受信
側の第１の直流バイアス電圧とほぼ同じ値の比較用の第
２の直流バイアス電圧を与えることにより、ディジタル
信号の歪みを最小にすることができ、しかも受信可能と
判定したときにコンパレータ15の出力をゲート制御して
出力するので、所定の大きさの受信信号を確実、正確に
受信して出力できる。

なお、本発明は上記実施例に限定されるものではな
い。例えば直流バイアス回路16およびチャージポンプ回
路17は、例えば第３図に示す如くアナログスイッチ30を
設けた構成であってもよい。この構成は、コンパレータ
15の出力を用いてスイッチ30を直接制御する方法であっ
て、具体的には、非受信状態時には、第２のコンパレー
タ19は動作せず、スイッチ30は接点ａ側に接続されてい
る。また、第１のコンパレータ15の比較用基準電圧は0V
と−Ｖとの間の電圧を２つの抵抗で分圧した電圧とな
り、フィルタ14の出力の電圧とは一定の差の電圧を有し
ている。この差の電圧以下はノイズと判定され、第１の
コンパレータ15は動作しない。

受信状態時には、ピーク検出回路18で受信信号の大き
さを検出し、第２のコンパレータ19が動作する。スイッ
チ30はコンパレータ15の出力により接点ｂ側に接続さ
れ、フィルタ14の出力を抵抗とコンデンサとの接続点か
ら比較基準用電圧を取り出すことにより、受信電圧と同
じ値の比較基準用電圧を得ている。なお、この抵抗とコ
ンデンサは、受信信号に対してはローパスフィルタとし
て動作する。その結果、最大レベル時間と最小レベル時
間の違う送信信号を送信したときに受信信号に揺らぎを
伴うが、この抵抗とコンデンサとの定数によって、比較
基準用電圧を受信信号とほぼ同じ値に設定することによ
り、受信信号の揺らぎによるパルス幅の変化をなくし、
送信信号に等しいパルス幅のパルスを受信できる。ま
た、タイマ回路21として、例えば第４図に示すように第
２のコンパレータ19による受信可能状態の判定に基づき
カウンタ31でクロックを計数し、所定値になったときア
ナログスイッチ32をオン・オフしてピーク検出を行わせ
る構成であってもよい。その他、本発明はその要旨を逸
脱しない範囲で種々変形して実施できる。

［発明の効果］ 以上説明したように本発明によれば、受信信号の大き
さによって生じるパルス幅の差を大幅に低減化し得、ま
たノイズ信号に左右されることがなく、本来の伝送信号
を確実に受信できるラインレシーバを提供できる。

【図面の簡単な説明】

第１図および第２図は本発明に係わるラインレシーバの
実施例を説明するために示したもので、第１図はライン
レシーバのブロック構成図、第２図は第１図の構成を具
体化した実施回路例図、第３図および第４図はそれぞれ
本発明ラインレシーバの一部分の他の実施例を示す図、
第５図ないし第９図は従来のラインレシーバを説明する
ために示したもので、第５図は従来のラインレシーバの
構成図、第６図および第７図は第５図のラインレシーバ
におけるユニポーラ信号伝送とバイポーラ信号伝送の場
合の動作波形図、第８図は従来の他のもう１つのライン
レシーバの構成図、第９図は第８図のラインレシーバに
おける動作波形図である。 11……伝送ライン、12……トランス、13……前置増幅
器、14……バンドパスフィルタ、15……第１のコンパレ
ータ、16……直流バイアス回路、17……チャージポンプ
回路、18……ピーク検出回路、19……第２のコンパレー
タ、20……ゲート回路、21……タイマ回路、30……アナ
ログスイッチ、31……カウンタ、32……アナログスイッ
チ。

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】受信した信号をコンパレートしてディジタ
   ル信号に変換するラインレシーバにおいて、 伝送ラインからフイルタを通して受信した信号の大きさ
   で定まる第１の直流バイアス電圧を一方入力端で受け、
   この第１の直流バイアス電圧と他方入力端に入力される
   比較基準用の第２の直流バイアス電圧とを比較しその比
   較結果の信号を出力するコンパレータと、非受信状態
   時，前記コンパレータの非受信状態の出力を受けて前記
   比較基準用の第２の直流バイアス電圧を前記第１の直流
   バイアス電圧とは所定の差の電圧に設定し、かつ、受信
   状態時，前記コンパレータの受信状態の出力をチャージ
   して前記第２の直流バイアス電圧を前記第１の直流バイ
   アス電圧とほぼ等しい電圧になるように制御するバイア
   ス制御手段と、前記受信した信号の大きさから受信可能
   状態の有無を判定し、受信可能と判定したとき前記コン
   パレータの出力をゲート制御してディジタル信号を出力
   する受信判定手段とを備えたことを特徴とするラインレ
   シーバ。