DE3503885A1

DE3503885A1 - Sender/empfaenger

Info

Publication number: DE3503885A1
Application number: DE19853503885
Authority: DE
Inventors: Edward Keith Simsbury Conn. Howell
Original assignee: General Electric Co
Current assignee: General Electric Co
Priority date: 1984-02-08
Filing date: 1985-02-06
Publication date: 1985-08-08
Anticipated expiration: 2005-02-07
Also published as: US4583232A; FR2559326B1; NL8500346A; NL192907C; GB2154105B; DE3503885C2; JPS60192442A; FR2559326A1; JP2544098B2; GB2154105A; NL192907B; GB8502642D0

Description

9530.7-41PS-06263 General Electric Company

Sender/Empfänger

Mikroprozessoren finden zunehmende Verwendung als intelligente Steuervorrichtungen im Haushalt und in der Industrie. Wenn mehrere Mikroprozessoren durch einen gemeinsamen Datenbus miteinander verbunden sind, werden zur ordnungsgemäßen Informationsübertragung verschiedene Protokolle benutzt, was von der Anmelderin bereits in der Patentanmeldung EP 04 114 505.5 vorgeschlagen worden ist.

Wenn der gemeinsame Datenbus einen Breitbandübertragungsbus aufweist, wie beispielsweise einen Netzleitungsübertragungsbus, der ein moduliertes Hochfrequenzträgersignal zusammen mit der Netzfrequenz enthält, werden Sende-Empfangs-Geräte (Sender/Empfanger oder Transceiver) benutzt, die in der Lage sein müssen, den modulierten Träger in Basisbanddaten zur Verwendung durch den Mikroprozessor umzuwandeln sowie die Basisbanddaten aus dem Mikroprozessor in den modulierten Träger zur übertragung auf dem Netzleitungsübertragungsbus umzuwandeln. Bekannte Sende- Empfangs-Geräte erfordern vier Klemmen zur Verbindung mit einem Mikroprozessor zum Liefern der Eingangsdaten und der Ausgangsdaten

sowie zur Steuerung der Sender- und Empfänger-Abschnitte des Sende- Empfangs-Gerätes und sind daher zum direkten Anschluß an einen zweiadrigen Basisbanddatenbus nicht geeignet. Solche Sende- Empfangs-Geräte haben außerdem eine niedrige Impedanz an den Breitbandklemmen sowohl in der Empfangs- als auch in der Sendebetriebsart, wodurch eine Dämpfung der Trägersignale bewirkt wird, wenn mehrere Sender/Empfänger mit einem zweiadrigen Breitbanddatenbus verbunden sind.

Ein Trägerstroindigitaldaten-Sender/Empfanger, der nur zwei Klemmen zur Verbindung mit einem Mikroprozessor oder einem Basisbanddatenbus erfordert, ist in dem oben erwähnten Vorschlag beschrieben. Der Sender/Empfänger gemäß dem genannten Vorschlag enthält diskrete Komponenten, durch die zwar ausgezeichnete Ergebnisse bei industriellen Verwendungszwecken erzielt werden, die aber eine Miniaturisierung nicht ohne weiteres möglich machen, beispielsweise wenn sie bei Haushaltsgeräten benutzt werden sollen, die mit dem Netzleitungsbus durch Wandsteckdosen verbunden werden.

Der Trägerstromdigitaldaten-Sender/Empfänger nach der Erfindung bietet eine transparente Schnittstellenfunktion zwischen Breitbanddaten- und Basisbanddatenbussen zusammen mit einer ausreichenden Logik- und Impedanzsteuerung, um alle vorgenannten Probleme zu beseitigen, die bei mehreren Prozessoren an einem gemeinsamen Datenbus auftreten. Die Wahl der Schaltungselemente und der Funktionen gestattet, den Sender/Empfänger als integrierte Schaltung kompakt und wirtschaltlich herzustellen.

(Transceiver)

Der Trägerstromdigital-Sender/Empfänger/ist zur Implementierung mit einer analogen integrierten Schaltung für die übertragung von Daten mit 1000 Bit/s über ASK-100%-Modulation (d.h. Modulation durch Amplituden-Ein-und Ausschal-

tung) einer Trägerfrequenz in dem Bereich von 100 bis 200 kHz ausgebildet. Ein Treiber mit offenem Kollektor, der mit einem NOR-Gatter an dem Basisband-Eingangs-/Ausgangstor verbunden ist, ermöglicht die Funktion "Mithören während des Sprechens". Ein dynamischer Begrenzer, der aus einem Verstärker mit variabler Transkonduktanz (Gegenwirkleitwert), einem Tiefpaßfilter und einem Doppelpolaritätsspitzenkomparator besteht, entfernt Rauschen aus dem Trägersignal vor der Demodulation des Trägers. Ein Tri-State-Leistungsverstärker hat eine niedrige Impedanz an den Breitbandklemmen in der Sendebetriebsart und eine hohe Impedanz in der Empfangsbetriebsart.

Ausführungsbeispiele der Erfindung werden im folgenden unter Bezugnahme auf die Zeichnungen näher beschrieben. Es zeigen

Fig. 1 eine schematische Darstellung der Sender/

Empfänger-Schaltung nach der Erfindung,

Fig. 2 ein Schaltbild der externen Komponenten

außerhalb der integrierten Schaltung, die innerhalb der Sender/Empfänger-Schaltung nach Fig. 1 benutzt wird,

Fig. 3 ein Schaltbild des dynamischen Begrenzers

in der Sender/Empfänger-Schaltung nach Fig. 1,

Fig. 4 ein Schaltbild des getasteten Pegeldetektors in der Sender/Empfänger-Schaltung nach Fig.1,

Fig. 5 ein Schaltbild des Zeitbereichbandpaßfil

ters in der Sender/Empfänger-Schaltung nach Fig. 1,

Fig. 6 ein Schaltbild des Pegeldetektors, eines

schnellen Intergrators, eines Dual-Slope-Integrators, eines !Comparators, einer Hystereseschaltung, eines E/A-Basisbandtreibers und einer Sende-/Empfangssteuerlogik in der Sender/Empfänger-Schaltung nach Fig. 1,

Fig. 7 ein Schaltbild des getasteten Leistungs

verstärkers in der Sender/Empfänger-Schaltung nach Fig. 1,

Fig. 8 ein Schaltbild der integrierten Schaltung,

die in der Sender/Empfänger-Schaltung nach Fig. 1 benutzt wird, und

Fig. 9 und 10 ein Schaltbild einer weiteren Ausführungs-

form der integrierten Schaltung, die in der Sender/Empfänger-Schaltung nach Fig. 1 verwendbar ist.

SENDER/EMPFÄNGER-FUNKTION

Das Blockschaltbild nach Fig. 1 zeigt die Hauptfunktionen des Senders/Empfängers 10. Das Basisband-E/A-Tor 11 ist eine Einzelklenune, die auf den negativen Gleichstromversorgungsbus bezogen ist und üblicherweise über einen Widerstand mit einer positiven Versorgungsspannung von beispielsweise 5 V verbunden ist. Die Basisbandtor spannung ist normalerweise auf hohem Potential oder Η-Pegel, was dem NichtVorhandensein des Trägers an dem Breitbandtor entspricht, und kann durch den internen Treiber 28 mit offenem Kollektor auf niedriges Potential oder L-Pegel gezogen werden, wenn ein Träger an dem Breitband-E/A-Tor 12 vorhanden ist, was anzeigt, daß Daten empfangen werden, oder er kann extern auf den Pegel L gezogen werden, und zwar durch irgendeine von mehreren Digitalvorrichtungen, wie beispielsweise Mikroprozessoren, die mit ähnlichen Treibern mit

14 . ■ ■ ;

■

35D3885

offenem Kollektor verbunden sind, wodurch bewirkt wird, daß ein Trägersignal an dem Breitbandtor 12 zum Senden erzeugt wird.

Die Sende-/Empfangs(S/E)-Steuerung wird durch ein NOR-Gatter 27 erzielt, das einen H-Ausgangspegel nur dann erzeugt, wenn das Basisbandtor 11 extern auf den Pegel L gezogen wird. Das NOR-Gatter-Ausgangssignal sperrt den Empfangspfad über einen Inverter 26, eine Leitung 35 und einen getasteten Pegeldetektor 21 und gibt einen Tri-State-Leistungsverstärker 25 frei, der das Breitband-E/A-Tor 12 mit einem Trägersignal ansteuert. Die Freigeben-Sperren-Funktion, Leitung 35, ist zwar bei dem Pegeldetektor 21 angewandt dargestellt, die Funktion kann jedoch bei richtiger Schaltungsmodifizierung bei irgendeinem der Funktionselemente 22, 23, 24, 32, 31 oder 30 angewandt werden. Wenn das Basisbandtor 11 auf dem H-Pegel ist, ist der Sender/Empfänger 10 immer in der Empfangsbetriebsart und deshalb in der Lage, während dieser Zeit ein weiteres Trägersignal auf dem Breitbandbus abzufühlen. Diese Logiktechnik ergibt die verlangte Transparenz, die in dem oben erwähnten anderen Vorschlag der Anmelderin definiert ist, und die Möglichkeit, ein konkurrierendes Signal abzufühlen.

Das Breitband-E/A-Tor 12 besteht aus zwei Klemmen, von denen nur eine gezeigt ist und die mit einem Hochfrequenztrenntransformator 13 kapazitiv gekoppelt sind, der eine induktive Leerlaufimpedanz von etwa 2000 Ohm hat. Klemmdioden in einem Uberspannungsbegrenzer 14 auf der Sekundärseite des Transformators 13 begrenzen traniente Spannungen auf +/- 5 Volt. In der Empfangsbetriebsart beträgt die Ausgangsimpedanz des Leistungsverstärkers 25 etwa 10000 Ohm. Ein Breitbandfilter 15 bildet eine Last von 2000 Ohm an dem Trenntransformator 13 und koppelt Trägersignale in den Eingangsverstärker 17 innerhalb des dynamischen Begrenzers 16.

Der Eingangsverstärker 17 enthält einen Verstärker mit variabler Transkonduktanz, der die Trägersignalspannung in einen Signalstrom umwandelt, welcher ein Parallelresonanz-L/C-Schmalbandfilter 20 über einen Widerstand R ansteuert. Die Summe der Filterspannung plus der Spannung an dem Widerstand R_A wird durch einen Doppelpolaritätsspitzenspannungskomparator 19 abgefühlt, der ein Rückkopplungssignal zum Steuern der Transkonduktanz des Verstärkers 17 erzeugt und dadurch die L/C-Filterspannung bei sämtlichen Eingangssignalspannungen oberhalb des Minimums auf eine feste Amplitude begrenzt.

Der Pegeldetektor 21, der wie weiter oben erwähnt durch die S/E-Logik gesteuert wird, läßt positive Spitzen der Filterspannung oberhalb von 50% des begrenzten Wertes durch. Diese Spitzen werden durch ein Frequenzteilerflipflop 22 in eine Rechteckschwingung mit der halben Trägerfrequenz umgewandelt. Die Rechteckschwingung wird über ein Hochpaßfilter 23 an ein Zeitbereichbandpaßfilter 24 angelegt, welches die Rechteckschwingung zu seinem Ausgang durchläßt, wenn die Frequenz innerhalb des Durchlaßbandes liegt und keinen anderweitigen Ausgang hat. Die Ausgangsrechteckschwingung dieses Filters wird in einem Detektor und schnellen Integrator 32 im wesentlichen gleichgerichtet und gefiltert, der die Modulationshüllkurve (Rechteckschwingung) des Trägers zurückgewinnt.

Zum Minimieren der Auswirkungen von Impulsrauschen hoher Amplitude steuert die Rechteckschwingung einen Dual-Slope-Linearintegrator 31 an, um eine Zustandserkennungszeit (SRT) von etwa 330 με zu schaffen. Die integrierte Schwingung wird an einen Komparator 30 angelegt, der wieder die Rechteckschwingung erzeugt, und zwar verzögert um die Zustandserkennungszeit und ohne schmale Schwingungsdeformationen. Eine Hystereseschaltung 29 ist mit dem Komparatorreferenzeingang über eine Leitung 39 als eine

zweite Einrichtung zum Eliminieren von schmalen Impulsen verbunden.

Schließlich wird die verzögerte Rechteckschwingung der Basisbanddaten an den invertierenden, mit offenem Kollektor versehenen Treiber 28 des Basisband-E/A-Tors 11 und an das S/E-NOR-Gatter 27 angelegt.

Wenn das Basisbandtor 11 und der Eingang des Treibers beide auf L-Pegel sind, was anzeigt, daß eine externe Vorrichtung das Basisbandtor auf L-Pegel gezogen hat, sperrt das NOR-Gatter 27 den getasteten Pegeldetektor 21, der einen "kein Träger"-Zustand in dem Filter 23, dem Detektor und Integrator 32 und dem Komparator 30 herstellt und so die Basisbandtreibereingangsklemme auf L-Pegel hält. Das NOR-Gatter 27 gibt außerdem den zweistufigen Leistungsverstärker 25 frei, der die sinusförmige L/C-Filterspannung an den Trenntransformator 13 mit einer Spannungsverstärkung von etwa 50 anlegt. Das L/C-Filter 20 wird durch Rückkopplung über den dynamischen Begrenzer 16 auf eine feste Amplitude gesteuert, wodurch die Amplitude, die Frequenz und die Schwingungsform des gesendeten Trägersignals festgelegt werden. Ein Strombegrenzungswiderstand R_, schützt den Leistungsverstärker 25 vor vorübergehenden Kurzschluß- und Hochspannungszuständen. Die Ausgangsimpedanz des Leistungsverstärkers 25 ist in der Sendebetriebsart kleiner als 10 Ohm, und zwar einschließlich R_. Wenn der Leistungsverstärker 25 gesperrt wird, steigt seine Ausgangsimpedanz auf 10000 Ohm. Das ergibt eine minimale Dämpfung des Trägersignals und gestattet dadurch, eine große Anzahl von solchen Sendern/Empfängern mit einem gemeinsamen Breitbandbus zu verbinden.

SENDER/EMPFÄNGER

Die Sender/Empfänger-Breitband-E/A-Torklemmen T., T in Fig. 2 sind an zwei Netzleiter oder die Phasen- und Nulloder Erd- und Nullleiter einer Netzleitung angeschlossen,

die die modulierten Trägersignale führt. Die Basisband-E/A-Torklemmen T₃, T. sind mit einem E/A-Tor an einem Mikroprozessor verbunden, wodurch eine transparente übertragung zwischen dem Mikroprozessor und irgendeinem anderen Mikroprozessor gestattet wird, der mit einem gleichen Sender/Empfänger verbunden ist, welcher an derselben Netzleitung betrieben wird. Die Basisband-E/A-Torklemmen T₃, T. können auch mit einem Basisbanddatenbus verbunden sein, der mehrere Mikroprozessoren enthält, wodurch jeder dieser Mikroprozessoren selbst den Bus steuern und zu sämtlichen anderen Mikroprozessoren auf diesem Basisbanddatenbus und über den Sender/Empfänger an der Netzleitung, die als Breitbanddatenbus dient, zu einer Anzahl entfernter Mikroprozessoren senden kann, die ebenso mit den Basisband-E/A-Torklemmen von gleichen Sendern/Empfängern verbunden sind.

Fig. 2 zeigt die externen Komponenten und die Stromversorgungsschaltungsanordnung, die in der Sender/Empfänger-· Schaltung 10 nach Fig. 1 benutzt werden, für die in Fig. 8 gezeigte Implementierung der integrierten Schaltung (IC) 40 mit sämtlichen Komponenten, die in einem einzelnen Chip enthalten und weiter unten ausführlicher beschrieben sind. Das Breitband-E/A-Tor 12 besteht aus den Klemmen T₁, T₂, welche die Signale mit entweder den Leiter/Null-, den Null/Erdeoder den Phasenanschlüssen eines Netzleitungsübertragungssysteme (nicht dargestellt) über einen kleinen Hochspannungskondensator C₁ an dem Transformator 13 koppeln, bei welchem es sich um einen Hochfrequenztrenntransformator handelt, der eine Magnetisierungsimpedanz von 2000 Ohm bei der Trägerfrequenz an dem E/A-Tor 12 darstellt. Es ist zwar ein einzelner Kondensator C₁ gezeigt, gewisse Fälle können jedoch die Verwendung von zwei Kondensatoren in Reihe erfordern. Ein Gleichstromblockierkondensator C- koppelt den Transformator über die Strombegrenzungswiderstände R₁, R-mit dem Ausgangsstift B der integrierten Schaltung. Dioden D₁, D₂ schützen die Schaltung vor transienten Hoch-

-76"

spannungen durch Begrenzen der Transformatorsekundärspannung auf +/- 1/2 VcC. Die positive Versorgungsspannung Vcc enthält 9 Volt Gleichspannung und wird an die Stifte D, E der integrierten Schaltung angelegt. Die negative Spannung wird an die Stifte A, U der integrierten Schaltung angelegt. Die DoppeIkleimen minimieren das Nebensprechen zwischen der Ausgangsstufe und den anderen Schaltungen in der integrierten Schaltung. Die paarweisen Klemmen der integrierten Schaltung sind mit einem einzelnen Stift in dem Gehäuse der integrierten Schaltung verbunden. Widerstände Rc^-Rg sind in einer Widerstandsteilerkette angeordnet, um eine Referenzspannung V_n zu bilden, die an dem Stift G anliegt, überbrückt durch einen Kondensator C₃, mit 1/2 Vcc. Der Teiler liefert außerdem eine Vorspannung von 20 mV über V_n, die an dem Stift L anliegt, und eine zweite

SS.

Vorspannung von 600 mV über V„, die an dem Stift O anti

liegt.

DYNAMISCHER BEGRENZER

Der Eingang des dynamischen Begrenzers 16, der in Fig. 1 gezeigt ist, ist der Trägersignalausgang des Breitbandfilters 15, welches aus Kondensatoren C., C , C, und Widerständen R_g, R₁₀ und R₁₁ besteht, und zwar bezogen auf V„ über den Widerstand R_1Λ, wie es in Fig. 3 gezeigt

ti IU

ist. Das Breitbandfilter 15 ist zwar als ein R/C-Filter gezeigt, in manchen Fällen ist jedoch ein L/C-Filter vorteilhaft. Die Signalamplitude reicht von 2 Millivolt bis 2 Volt. Da Rauschimpulse +/- Vcc übersteigen können, wird die Spannung an dem Verstärkereingangsstift H der integrierten Schaltung durch Transistoren Q₁ und Q₁₀₁ begrenzt, um ein übersteuern des Verstärkers 17 mit variabler Trankonduktanz zu vermeiden.

/ft

Der dynamische Begrenzer 16, der den Differenzverstärker 17 mit variabler Transkonduktanz enthält, bildet eine Stromansteuerung mit hoher Ausgangsimpedanz an der Parallelresonanz-L/C-Filterschaltung 20. Der Transkonduktanzverstärker 17 enthält Transistoren Q₉-Q₇ und Q_1n-, und Q_1n^ in der in Fig. 3 gezeigten dynamischen Begrenzerschaltung 16. Transistoren Q. und Q₅ sind als Differenzverstärker geschaltet, wobei das Eingangssignal und die Referenz-

glaichspannung V_n an dem Stift H der integrierten Schallt

tung, der Basis des Transistors Q., anliegen und wobei die Gleichstromrückkopplung zur Offset-Korrektur aus dem Ausgangsstift J der integrierten Schaltung über das Tiefpaßfilter R₁₂/ C_ an den Stift I der integrierten Schaltung und die Basis des Transistors Q₅ angelegt wird. Der Emitterstrom für diesen Verstärker wird durch Widerstände R₁₅ und R₁₆ aus VCC an dem Stift F der integrierten Schaltung und dem Stromspiegel Q₂ und Q₃ geliefert. Der Ausgangsdifferenzstrom an dem Stift J der integrierten Schaltung wird aus Q₁₀₂ und Q₁₀₃ über den Stromspiegel Q_g und Q₇ erzielt. Der Verstärkerausgangsstrom steuert die abgestimmte Schaltung Lw Cg über einen Widerstand R₁₃ an, um ein Spannungssignal zu bilden, das proportional zu dem Strom ist und zu der Spannung addiert wird, die an der abgestimmten Schaltung gebildet wird. Dieses Signalgemisch wird an den Doppelpolaritätsspitzendetektor 19 in Fig. 1 an dem Stift J der integrierten Schaltung zufolge des Bildens eines Rückkopplungssignals zum Steuern der Stromverstärkung des Verstärkers 17 angelegt.

Verschiedene Betriebsströme innerhalb der integrierten Schaltung werden durch einen Strom I_, über den Widerstand R₁₉ an dem Stift S und den in Fig. 8 gezeigten Transistor Q_fi_ gebildet, wobei der Emitterfolgertransistor Q_g. die Basisspannung V₀ liefert, die zum Bilden dieses Stroms Q,, erforderlich ist, und außerdem die Basisspannung V_ an die Basen von sämtlichen anderen Transistoren in der integrierten Schaltung anlegt, um dieselbe Stromgröße I₁, zu bilden.

Der Kondensator C₄, in Fig. 2 bildet eine überbrückung

Ί O

für Hochfrequenzen an dem Stift S der integrierten Schaltung und unterdrückt parasitäre Schwingungen.

Transistoren Q„ und Q₁₂ bilden mit internen Widerständen R₁ und R. einen Differenzkomparator mit Emittergegenkopplung. Der Emitterstrom für diesen Komparator wird aus der Vorspannung V_ gebildet, die an der Basis von Q₁₁ anliegt, und wird durch den Emitterwiderstand R₃ auf 0,7 I„ reduziert. Die Kollektorströme von Q_g und Q₁₂ werden an zwei Wilson-Stromspiegel Q₁ _Q., Q-. Q₅ Q106 ^und Q₁ _ angelegt, die ein gemeinsamens Ausgangssignal haben, das gleich dem Zweifachen des höheren der beiden Kollektorströme aus dem Komparator ist. Wenn die Kollektorströme gleich sind (0,35 I_), beträgt der Spiegelausgangsstrom 0,7 I„. Dieser Ausgangsstrom wird dem Kollektor des Transistors Q₁₀ zugeführt, der durch die Vorspannung V angesteuert wird,um Ι_Ώ zu senken. Daher ist beim Abgleich Q₁₀ gesättigt, der Basisstrom wird durch R₂ begrenzt, und an Q₈ ist keine Basisansteuerung vorhanden. Wenn der Komparator um ungefähr 50 Millivolt durch ein Signal der einen oder anderen Polarität an der Basis von Qg verstimmt ist, übersteigt einer der beiden Kollektorströme 0,5 I_ß, was dazu führt, daß der Spiegelausgangsstrom größer als I_ß ist, was Q₁₀ aus den Sättigungsbereich zieht und die Basis des Rückkopplungstransistors Q ansteuert. Dieser Vor-

gang bewirkt, daß Q₈ einen Teil des Verstärkeremitterstroms ableitet, der an dem Stift F der integrierten Schaltung zu dem Stromspiegel Q₂ und Q₃ geliefert wird.

Die Widerstände R.„, R₁ _c und R₁, sowie die Kondensatoren

14 Ib Tb

Cg und C₁₀ steuern den Frequenzgang dieses Verstärkungssteuerungsrückkopplungspfades,um das gewünschte transiente Ansprechen auf stufenförmige Änderungen in der Trägersignalstärke und Rauschimpulse zu erzielen.

-γί-

PEGELDETEKTOR

Das Begrenzerausgangssignal, das an dem L/C-Schwingkreis gebildet wird, der aus der variablen Induktivität L₁ und dem Kondensator Cg besteht, wird an den Stift K der integrierten Schaltung des getasteten Pegeldetektors 21 gemäß der Darstellung in Fig. 4 angelegt. Transistoren Q₁₃ und Q₁₅ bilden einen Differenzkomparator für dieses Signal mit Bezug auf einen Gleichstrompegel an dem Stift L der integrierten Schaltung von 20 Millivolt über der Referenzspannung V_R. Wenn positive Signalspannungsspitzen diesen Schwellenwert überschreiten, wird der Ausgang durch den Stromspiegel Q₁₀Q angesteuert, der einen Strom erzeugt, welcher größer als I_ß ist, gemäß der Stromsenkungseigenschaft von Q₁₇ . Der Emitterstrom von 2 I_ß für den Komparator wird durch die Vorspannung V_ erzeugt, die an den Basen von Q₁₄ und Q_{1 fi} sowie über den Widerstand R_ an der Basis der Senke Q₁₇ anliegt. In der Sendebetriebsart steuert die Senden/Empfangen-Steuerlogik die Basis von Q₁₈ positiv an, was bewirkt, daß der Kollektorstrom von Q₁₈ die Basisspannungen an Q₁ ., Q₁₆ und Q₁₇ erniedrigt und dadurch den Pegeldetektor sperrt, so daß dieser keine Ausgangsspannung liefert. Der Transistor Q₁₈ fühlt so die Funktion des Inverters 26 nach Fig. 1 ab.

ZEITBEREICHBANDPASSFILTER

Zusätzliche FrequenzSelektivität wird durch das Zeitbereichbandpaßfilter 24 nach Fig. 5 bereitgestellt, bei welchem es sich um ein "ideales" Filter mit ebenem Durchlaßband und unendlicher Dämpfung handelt. Dieses Filter mißt die Zeitspanne von abwechselnden Zyklen der Signalfrequenz und erzeugt ein festes Ausgangssignal nur dann, wenn die Zeitspanne in ein vorgeschriebenes Zeitfenster paßt. Da je-

- γί-

de Zeitspannenmessung von vorherigen Ereignissen unabhängig ist, erfolgt das Ansprechen schnell und steht nicht in Beziehung zu der Breite des Durchlaßbandes.

Die Signalfrequenz wird halbiert, um eine Rechteckschwingung fester Amplitude mit einer Halbperiode zu erzeugen, die gleich der Signalperiode ist, und zwar auf folgende Weise. Das Ausgangssignal des getasteten Pegeldetektors 21 nach Fig. 4 steuert über einen Emitterfolger Q₂₁ einen herkömmlichen Master/Slave-Flipflop-Frequenzteiler, der aus Transistoren Q.., Qon' ^22' ^23 ^un^ Widerständen R, - R₁₀ besteht. Die Ausgangsrechteck-

D u

schwingung dieses Frequenzteilers wird an dem Kollektor von Q₂₃ abgegeben.

Da dieses Ausgangssignal entweder im H- oder im L-Zustand gelassen werden kann, wenn das Eingangssignal am Ende eines Trägerimpulses aufhört, und da die nachfolgende Filterschaltung ein L-Eingangssignal für ein Nullsignal erfordert, muß das Frequenzteilerausgangssignal an das Zeitbereichfilter 24 über ein Hochpaßfilter 23 gemäß der Darstellung in Fig. 1 angelegt werden. Transistoren Q₂₄ und Q₂₅ mit Widerständen R _ und R₁₄ und einem Kondensator C₁₁ , der an den Stift M der integrierten Schaltung angeschlossen ist, erfüllen diese Funktion in der Zeitbereichbandpaßfilter schaltung 24 nach Fig. 5. Wenn der Flipflopausgangstransistor Q₂₃ eingeschaltet wird, entlädt Q₂₄ den Kondensator C₁₁, und Q₃₅ ist ausgeschaltet. Wenn Q₂₃ ausgeschaltet wird, ist das Ausgangssignal an seinem Kollektor im Η-Zustand, wird an das Zeitbereichfilter über den Widerstand R₁₄ angelegt und lädt den Kondensator C₁₁ über den Widerstand R₁₃ auf. Wenn Q₂₃ langer als etwa 12 \is ausgeschaltet bleibt, wird Q₂₅ eingeschaltet, und das Zeitbereichfiltereingangssignal wird auf

niedrigen Pegel gezogen.

Das Zeitfenster zwischen einer Zeit t.. und einer Zeit t₂ für das Filter 24 wird erzeugt, indem R₁₇ so eingestellt wird, daß der Kondensator C₁₂ beim Aufladen 4,5 Volt (V₁₃) an dem Stift N der integrierten Schaltung in der Zeit t. und 5,1 Volt (V_ + 0,6 V) in der Zeit t_ erreicht, nachdem der Eingang (Kollektor von Q₂,-) ^auf niedrigen Pegel gegangen ist. Die niedrigere Grenzfrequenz wird durch t₂ festgelegt, und die obere Grenzfrequenz durch t₁. Der Zeitsteuerkondensator C₁₂ wird durch Q₂₈ entladen, wenn der Eingang auf Η-Pegel ist, oder wird nach t₂ durch Q_2g entladen und entladen gehalten, bis Q₂₈ einschaltet. Zur Zeit t.. geben die Transistoren Q₃₅, Q₃₇, Q₁₁₂' Q-J₁₃ ^und Q38' ^{die als} Komparator geschaltet sind, das Setzen des Ausgangsflipflops Q_3g und Q frei, wenn der Eingang zwischen t.. und t auf H-Pegel geht, und zwar durch Vergleichen der Spannung an C₁₂ mit der Referenzspannung V_. Zur Zeit t_o erreicht die Spannung an C₁- das höhere Potential des Stiftes O der integrierten Schaltung, die Transistoren Q₃₂' Q34' ^i in ^und Q₁₁₁, die ebenfalls als Komparator geschaltet sind, setzen das Flipflop Q₃₀ und Q₃₁/ wodurch Q₃₉ eingeschaltet wird, der Kondensator C₁₂ entladen und das Ausgangsfreigabesignal beseitigt wird, das durch den Komparator erzeugt wird, welcher aus den Transistoren Q₃₅ und Q₃₇ besteht. Wenn der Eingang auf Η-Pegel geht, wird C₁₂ entladen, das Flipflop Q30/Q31 ^wird durch Q₂₆ rückgesetzt, und das Ausgangsflipflop Q₃g/Q4Q ^wird durch Q₃₇ und Q₄₁ gesetzt, wenn es durch Q₃₈ freigegeben ist, d.h., wenn es zwischen t.. und t₂ erfolgt. Wenn der Eingang auf L-Pegel geht, wird C₁₂ sich aufzuladen gestattet, und das Ausgangsflipflop wird rückgesetzt. Die Emitterströme für sämtliche Komparatoren und die Versorgungsströme für

die beiden Flipflops werden durch Q₃₃ und Q₃₆ geliefert, welche mit der Vorspannung V angesteuert werden, um den Strom I_ zu erzeugen. Das Ausgangsflipflop Q39/Q40 ^steu~ ert den Ausgangstransistor Q₄₂ ^an' ^um Inversion und Stromasymmetrie für die schnellintegrierende Pegeldetektorfunktion zu schaffen.

DETEKTOR, INTEGRATOR, KOMPARATOR, BASISBAND-E/A-TREIBER

UND SENDEN/EMPFANGEN-STEUERLOGIK

Die Schaltungen für die Funktionen 27-32 des in Fig. 1 gezeigten Senders/Empfängers 10 sind in Fig. 6 gezeigt. Durch Hinzufügen eines Uberbrückungskondensators C₁₃ an dem Stift P der integrierten Schaltung gemäß der Darstellung in Fig. 6 werden der Transistor Q₄₂ in dem Zeitbereichbandpaßfilter 24 nach Fig. 5 und der Transistor Q_g nach Fig. 6 in einen Detektor durch Integrieren des asymmetrischen Ausgangssignals umgewandelt. Diese Integration muß ziemlich schnell sein, um das Dehnen des Trägerimpulszeitintervalls zu minimieren. Eine anschließende symmetrische Integration erfolgt durch den Kondensator C₁₄, der an den Stift Q der integrierten Schaltung angeschlossen ist und mit einem konstanten Quellenstrom I_ durch den Stromspiegel Q₁₂₂ ^un(^ °·123 ^aus °-78 ^versor9^t wird, der aus V gebildet wird. Der Detektortransistor

Q-O steuert einen Senkenstrom von 2 I_, welcher durch Q_, / y β /ο

und Q₇₇ in Parallelschaltung geliefert wird. Daher wird bei NichtVorhandensein eines Signals der Kondensator C₁₄ mit einer Geschwindigkeit aufgeladen, welche durch I_, festgelegt ist, und bei Vorhandensein eines Signals wird C₁₄ mit derselben Geschwindigkeit entladen. Die Spannung an C₁₄ kann von im wesentlichen null (Sättigung von Q₇₆ und Q₇₇) auf V_cc minus V_ßE von Q₁₂₃ und V_SAT von Q₁₂₂ schwingen. Da dieser Spannungshub um V_R nicht symmetrisch ist, wird die Spannung an C₁₄ durch Q₇₃ und Q₇₅ mit einer Referenzspannung verglichen, die um 1/2 (V_cc - V) schwingt, welche durch Q₇₀ # R₃₉ und R₄₀ gebildet wird. Die Hysterese

von +/- 2 Volt um diese Referenzspannung wird durch R₄₁ mit Strom aus Q₁₂₀ ^{oder aus} Q-i 01 ^{über den} Stromspiegel Q₇₂ und Q₇₁ geliefert, der die Hystereseschaltung 29 nach Fig. 1 bildet.

Der Differenzausgangsstrom des Komparators 30 nach Fig. 1 wird durch Q_11n und Q^_n reproduziert und an den

ι ι y by

Basisband-E/A-Treiber Q₆₅ und an den S/E-Logiktransistor

Q_CQ über die Widerstände R_Oir bzw. R-,- gemäß der Darstel-Do Jb j /

lung in Fig. 6 angelegt. Wenn das Trägersignal nicht vorhanden ist, lädt sich der Kondensator C₁₄ auf, die Spannung an dem Stift Q der integrierten Schaltung steigt über die Referenzspannung, Strom fließt in Q₇,-/ Qi01' Q72' Qt₁ und Q^_n, und Q_co und Q^- werden daher abgeschaltet.

/I by go Dj

Ein externer Widerstand R₂O' ^^{er an} ^^en Stift ^R ^^er i^nte~ grierten Schaltung angeschlossen ist, kann dann das E/A-Tor 11 auf eine positive Spannung ziehen. Diese Spannung an dem Stift R, die an dem Emitterfolger Q,, anliegt,

bb

schaltet den S/E-Logik-Transistor Q_c- ein. Bei dem Vorhan-

b /

densein des Trägersignals entlädt sich C₁₄, die Spannung an dem Stift Q der integrierten Schaltung wird unter die geänderte Referenzspannung reduziert, ein Strom fließt zu Q__, Q_10n und Q_11n und schaltet Q,_c und Q^._o ein. Der Trei-

15 Ί ZU Ί 1y bb Oo

bertransistor Q₆- in dem E/A-Treiber 28 nach Fig. 1 zieht das E/A-Tor 11 und den Stift R der integrierten Schaltung auf L-Pegel, der Q₆₆ und Q₆₇ abschaltet, die in dem S/E-Steuerlogik-NOR-Gatter 27 enthalten sind.

In der Empfangsbetriebsart wird die S/E-Steuerleitung 36 auf niedrigen Pegel gezogen, und zwar entweder durch Q₆₇/ wenn das Basisband-E/A-Tor 11 auf Η-Pegel ist (kein Trägersignal) oder durch Q₆₈/ wenn das Basisband-E/A-Tor auf L-Pegel gezogen wird (durch einen Träger). Wenn das Basisband-E/A-Tor 11 extern statt intern auf L-Pegel gezogen wird, sind sowohl Q₆₇ als auch Q₆₈ ausgeschaltet, und die S/E-Steu-

erleitung 36 ist ausgelöst.

GETASTETER LEISTUNGSVERSTÄRKER

Wenn der getastete Leistungsverstärker 25 nach Fig. 1 eingeschaltet wird, wird ein Leistungsoszillator in Kombination mit einer Rückkopplung über den dynamischen Begrenzer 16, der die Oszillatoramplitude festlegt, und dem L/C-Schmalbandfilter 20, das die Schwingungsfrequenz und die sinusförmige Schwingungsform festlegt, gebildet.

Betriebsstrom für den getasteten, d.h. torimpulsgesteuerten Leistungsverstärker 25, der ausführlich in Fig. 7 gezeigt ist, wird von V__, aus durch einen Widerstand R₁₀ dem Stift

LU IO

T der integrierten Schaltung immer dann zugeführt, wenn die S/E-Steuerleitung 41 ausgelöst ist. Der Kondensator C₁₅ erzeugt eine Verzögerung von einigen Mikrosekunden, um etwas kapazitive Belastung an dem Basisband-E/A-Tor zu gestatten, was eine Zeitverzögerung zwischen dem Ausschalten des S/E-Logik-Transistors Q_co und dem Einschalten von Q,.- bei dem

DO D /

Übergang von einem empfangenen L-Zustand an dem Stift R der integrierten Schaltung gemäß der Darstellung in Fig. 6 verursacht .

Wenn das Basisband-E/A-Tor 11 extern auf niedrigen Pegel gezogen wird, wird die S/E-Steuerleitung 41 ausgelöst, das Potential an dem Stift T der integrierten Schaltung steigt, bis der Emitterstrom des Transistors 05g ausreicht, um Q _ zu veranlassen, eine Senke für den durch R„_Q gelieferten

I 0

Strom zu bilden. Das Potential an dem Emitter von Q₅₈ ist dann 2,0 V von Q₅₉ , die durch R₃₉ und R₃₀ bestimmt wird. Diese Spannung erzeugt einen Strom in R₃₈ zum Ansteuern von Q₁O in dem getasteten Pegeldetektor 25 nach Fig. 4, um den getasteten Pegeldetektor und dadurch den Empfangspfad zu blockieren.

Die Basis-Emitter-Spannung von Q steuert vier weitere

- ve -

Stromquellen an, nämlich Q₅₂' ^55' ^57 ^und ^fii* ^61 ^lie" fert Betriebsstrom zu dem Erststufendifferenzverstärker Q₆Q, Qg₂ und Q₁₁O/ der eine Spannungsverstärkung von 5 hat, die durch die Rückkopplungswiderstände R₃₁ und R-₂ bestimmt wird, für die Signalfrequenz, die an dem Parallelschwingkreis L₁, Cg an dem Stift K der integrierten Schaltung erscheint.

Der Zweitstufenverstärker Q_c/r, Q₁- ->, Q₁₁. und Q_co arbeitet

bo DJ \\ I dZ

mit dem Doppelten des EmitterStroms der ersten Stufe, der durch Q₅₅ und Q₅₇ in Parallelschaltung geliefert wird. Die Stromdifferenz von Q₁₁₇ und Q_₂ steuert die Darlington-Totempfahl-Ausgangsstufe an, welche aus Q_{4 g} und Q__Q besteht, die die großen 200mA-Leistungstransistoren Q₄₃ und Q₄₄ ansteuern. Der Kondensator C₁₇, der zwischen die Stifte B und V geschaltet ist, stabilisiert den Verstärker. Die Rückkopplungswiderstände R, und R₄ setzen die Leerlaufspannungsverstärkung dieser Stufe auf 10 und die Kurzschlußverstärkung auf 20 fest. Die Widerstände R₁ und R₃ sorgen für eine Strombegrenzung während transienter Spannungen hoher Amplitude, und der Mittelpunktsanschluß für die Rückkopplung reduziert die Verstärkerausgangsimpedanz als teilweise Kompensation für diese Widerstände.

In der Empfangsbetriebsart wird, wenn die S/E-Steuerlogik den Stift T der integrierten Schaltung auf niedrigen Pegel zieht, die Ausgangsimpedanz des getasteten Leistungsverstärkers 25 durch R₃ und R₄ auf 11 Kiloohm festgelegt. Transiente hohe Spannungen, die in den Trenntransformator 13 gelangen, werden durch Z-Dioden Q₄₇ und Q₄₈, welche Q₄₅ und Q₄, und die Leistungsausgangstransistoren Q₄₃* Q^₄ ansteuern, auf niedrigere Stromwerte geklemmt. Dioden D. und D^ sorgen für transientes Klemmen bei höheren Stromwerten, die durch R₁ und R_ und die Größen von V„_, V__ und V₀₁, bestimmt werden.

Ί Z CC tiD OEi

Eine Diode Q₅₄ klemmt die Basis von Q₅₀ auf L-Pegel in der Empfangsbetriebsart, um zu verhindern, daß ein Hochfrequenz-

- V6 -

strom in dem Kompensationskondensator C₁- die niedrigere Leistungsausgangsstufe einschaltet.

SENDER/EMPFÄNGER-IC

Die Sender-Empfänger-Schaltungselemente, die in der integrierten Schaltung 40 enthalten sind, sind in Fig. 8 gezeigt, wobei die Stifte A-V der integrierten Schaltung (IC) zur Verbindung mit den anderen Komponenten innerhalb der Trägerstromdigitaldaten-Sender/ Empfänger -Schaltung 10 vorgesehen sind, die schematisch in Fig. 2 gezeigt ist. Sämtliche Schaltungselemente, die in Fig. 8 gezeigt sind, und ihre Betriebsweise sind oben mit Bezug auf die Fig. 3-7 beschrieben worden, und zwar anhand gleicher Bezugszeichen.

Der Trägerstromdigitaldaten-Sender/Empfänger nach der Erfindung ist zwar für den Anschluß zwischen ein Netzleitungsübertragungssystem und einen Mikroprozessordatenbus beschrieben worden, dies dient jedoch lediglich als Beispiel, da der Sender/Empfänger über jedes Medium übertragen kann, das für eine geeignete Trägerausbreitung sorgt, und da der Sender/Empfänger mit jeder Quelle von Basisbanddaten, wie beispielsweise Mikro- und Minicomputern, in Verbindung treten kann. Die integrierte Schaltung (IC) des Senders/Empfängers ist mit 20 Anschlußstiften versehen. Selbstverständlich können andere Konfigurationen der integrierten Schaltung, die eine kleinere Anzahl von Anschlußstiften haben, in Abhängigkeit von Kostenüberlegungen und Bedürfnissen des Benutzers verwendet werden.

Eine solche integrierte Schaltung des Senders/Empfängers, die eine 14-Stift-Konfiguration hat, ist in den Fig. 9 und 10 dargestellt und mit 41 bezeichnet. Diese Schaltung ergibt sich zum Teil durch Anordnen der Widerstände R₁₁-R₁- außerhalb der integrierten 20-Stift-

- JZt -

Schaltung 40 nach Fig. 2 innerhalb der integrierten 14-Stift-Schaltung. Darüber hinaus ist die Gleichstromrückkopplung in dem dynamischen Begrenzer 16, der in den Fig. 1 und 3 gezeigt ist, beseitigt worden, und Strombegrenzungswiderstände sind zu den Z-Dioden Q₄₇ und Q-g gemäß der Darstellung in Fig. 10 hinzugefügt worden. Das Hochpaßfilter 23 zwischen dem Frequenzteiler 22 und dem Zeitbereichbandpaßfilter 24 gemäß der Darstellung in Fig. 1 ist abgeändert worden, indem der Transistor Q₁24 hinzugefügt und der Transistor Q₂₄ weggelassen worden ist, was ein Vergleich der in den Fig. 8 und 10 gezeigten Schaltungen ohne weiteres erkennen läßt. Diese Vereinfachung der Schaltungsanordnung erfolgt durch Verwenden der Eigenschaften der schnellen Integratorfunktion des Kondensators C₁₃ in den Detektor- und Integratorschaltungen gemäß der Darstellung in den Fig. 1 und 6 zum Rücksetzen des Zeitbereichfilterausgangsflipflops Q,_g und Q₄₀ gemäß der Darstellung in Fig. 5, wenn bei NichtVorhandensein eines Signals der Transistor Q₄₂ länger als etwa 12 ,us leitend bleibt. Der Kondensator C₁₃ wird auf eine Spannung entladen, die niedrig genug ist, um die Transistoren Q₁₂₄ und Q₂₅ einzuschalten. Fig. 9 zeigt außerdem die Verwendung einer LC-abgestimmten Schaltung L₂ und C_g für das Breitbandfilter 15 nach Fig. 1, das weiter oben beschrieben und als ein RC-Filter C₄-Cg und Rq-R₁₁ in Fig. 2 gezeigt ist.

- Leerseite -

Claims

Patentansprüche :

Sender/Empfänger zum Bilden einer Schnittstelle für den Digitaldatenaustausch zwischen einem Basisbandbus und einem Modulierte-Trägerfrequenz-Breitbandbus, gekennzeichnet durch:

eine Einrichtung (12) zum Koppeln von Trägerfrequenzsignalen mit und aus einem Breitbandbus; eine Einrichtung (11) zum Koppeln von Digitalsignalen mit und aus einem Basisbandbus;

eine Einrichtung (28-32) zum Erkennen der Trägersignale; eine Einrichtung (27) zum Freigeben und Sperren der Sender- und Empfängerfunktionen innerhalb des Senders/ Empfängers (10) in Abhängigkeit von der Richtung der Digitaldatenübertragung zwischen dem Breitband- und dem Basisbandbus; und

eine Oszillatorschaltung (25) zum Liefern der Trägersignale zum Senden auf dem Breitbandbus.
2. Sender/Empfänger nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung (12) zum Koppeln mit dem

Breitbandbus einen ersten Kondensator (C₁) aufweist.
3. Sender/Empfänger nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung (12) zum Koppeln mit dem Breitbandbus einen Transformator (13) aufweist.
4. Sender/Empfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung (12) zum Koppeln mit dem Breitbandbus einen Uberspannungsbegrenzer (14) aufweist.
5. Sender/Empfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung (12) zum Koppeln mit dem Breitbandbus ein erstes Filter (20) zum selektiven Durchlassen der Trägersignale aufweist.
6. Sender/Empfänger nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß das erste Filter (20) einen zweiten Kondensator (Cg) und eine erste Induktionsspule (L₁) in einem auf die Frequenz der Trägersignale abgestimmten ersten Schwingkreis enthält.
7. Sender/Empfänger nach Anspruch 6, gekennzeichnet durch eine Begrenzungseinrichtung (16) zum Halten der Amplitude der Trägersignale an dem ersten Filter (20) auf einem ersten vorbestimmten Pegel für sämtliche Werte der Trägersignale in dem Breitbandbus über einem zweiten vorbestimmten Pegel.
8. Sender/Empfänger nach Anspruch 7, gekennzeichnet durch ein zweites Filter (15) zum selektiven Durchlassen der Trägersignale zu der Begrenzungseinrichtung (16).
9. Sender/Empfänger nach Anspruch 8, dadurch gekenn-

zeichnet, daß das zweite Filter (15) einen dritten Kondensator (Cg) und eine zweite Induktionsspule (Lg) in einem auf die Frequenz der Trägersignale abgestimmten zweiten Schwingkreis enthält.
10. Sender/Empfänger nach Anspruch 8_f dadurch gekennzeichnet, daß das zweite Filter (15) ein RC-Bandpaßfilter (C₄-C₆ , R₉-R₁₀) ist.
11. Sender/Empfänger nach einem der Ansprüche 7 bis 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Begrenzungseinrichtung (16) eine Verstärkereinrichtung (17) und eine Amplitudenabfühleinrichtung (19) zum Steuern der Verstärkung des Verstärkers (17) enthält, um den ersten vorbestimmten Pegel an dem ersten Filter (20) festzulegen.
12. Sender/Empfänger nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß die Verstärkereinrichtung einen Verstärker (17) mit variabler Transkonduktanz aufweist.
13. Sender/Empfänger nach Anspruch 11 oder 12, dadurch gekennzeichnet, daß die Amplitudenabfühleinrichtung einen Doppelpolaritätsspitzendetektor (19) aufweist.
14. Sender/Empfänger nach einem der Ansprüche 11 bis

13, dadurch gekennzeichnet, daß die Amplitudenabfühleinrichtung (19) die Verstärkung des Verstärkers (17) über ein Tiefpaßfilter (18) steuert.
15. Sender/Empfänger nach einem der Ansprüche 7 bis

14, dadurch gekennzeichnet, daß der Begrenzer (16) einen Stromabfühlwiderstand (R,.) enthält.
16. Sender/Empfänger nach einem der Ansprüche 1 bis

15, gekennzeichnet durch eine Schwellenwerteinrichtung

(21) zwischen der Einrichtung (12) zum Koppeln der Trägerfrequenzsignale mit und aus dem Breitbandbus und der Trägersignalerkennungseinrichtung (28-32) zum Durchlassen der Trägersignale, die eine Amplitude haben, welche einen dritten vorbestimmten Pegel übersteigt.
17. Sender/Empfänger nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß die Schwellenwerteinrichtung (21) mit der Trägersignalerkennungseinrichtung (28-32) über ein drittes oder Bandpaßfilter (24) verbunden ist.
18. Sender/Empfänger nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß das Bandpaßfilter (24) mit der Schwellenwerteinrichtung (21) über einen Frequenzteiler

(22) und ein viertes oder Hochpaßfilter (23) verbunden ist.
19. Sender/Empfänger nach Anspruch 17, dadurch gekennzeichnet, daß das Bandpaßfilter (24) die Trägersignale selektiv durchläßt, um ein Ausgangssignal vorbestimmter Amplitude gemäß der Augenblicksfrequenz der Trägersignale zu liefern.
20. Sender/Empfänger nach einem der Ansprüche 1 bis

19, dadurch gekennzeichnet, daß der Detektor einen Transistor, eine Strom zu dem Transistor liefernde Stromquelle und einen vierten Kondensator enthält, der an den Emitter und den Kollektor des Transistors angeschlossen ist.
21. Sender/Empfänger nach einem der Ansprüche 1 bis

20, dadurch gekennzeichnet, daß der Detektor eine Einrichtung (32) enthält zum Integrieren der erkannten Trägersignale mit im wesentlichen gleicher Anstiegsund Abfallzeit.
22. Sender/Empfänger nach Anspruch 21, gekennzeichnet durch einen Komparator (30), in welchem das integrierte Trägersignal mit einem Referenzpegel verglichen wird, um eine rechteckige Digitalwellenform zu erzeugen.
23. Sender/Empfänger nach Anspruch 22, dadurch gekennzeichnet, daß der Referenzpegel des Komparators (30) durch ein Ausgangssignal aus diesem Komparator modifiziert wird, um Hysterese in dem Komparator zu erzeugen.
24. Sender/Empfänger nach einem der Ansprüche 1 bis 23, dadurch gekennzeichnet, daß die Digitalkopplungseinrichtung einen Treiber (28) mit offenem Kollektor enthält.
25. Sender/Empfänger nach Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet, daß die Freigabe- und Sperreinrichtung ein NOR-Gatter (27) enthält, das zwei Eingänge hat, die mit dem Treiber (28) mit offenem Kollektor verbunden sind, und einen Ausgang, der mit der Einrichtung (12) zum Koppeln der Trägerfrequenzsignale verbunden ist.
26. Sender/Empfänger nach Anspruch 25, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang des NOR-Gatters (27) mit dem Oszillator (25) verbunden ist.
27. Sender/Empfänger nach einem der Ansprüche 1 bis

26, dadurch gekennzeichnet, daß der Oszillator (25) einen getasteten Verstärker enthält.
28. Sender/Empfänger nach einem der Ansprüche 5 bis

27, dadurch gekennzeichnet, daß der Oszillator (25) einen Verstärker enthält, der einen mit dem ersten Filter (20) verbundenen Eingang und einen mit dem Breitbandbus verbundenen Ausgang hat.
29. Sender/Empfänger nach einem der Ansprüche 16 bis 28, dadurch gekennzeichnet, daß die Schwellenwerteinrichtung eine Torsteuereinrichtung zum Freigeben und Sperren des Empfängers enthält.
30. Sender/Empfänger nach einem der Ansprüche 3 bis 29/ dadurch gekennzeichnet/ daß der Transformator (13) eine induktive Magnetisierungsreaktanz aufweist/ die größer ist als eine Ausgangsimpedanz des Breitbandbusses, um die Dämpfung der Trägerfrequenzsignale zu reduzieren, wenn der Sender gesperrt ist.
31. Sender/Empfänger nach einem der Ansprüche 3 bis 29/ dadurch gekennzeichnet, daß der Transformator (13) eine Streureaktanz aufweist, die mit der Reaktanz des ersten Kondensators (C₁) bei der Trägerfrequenz vergleichbar ist, um einen Reihenschwingkreis zu bilden, dessen Impedanz niedriger ist als eine Eingangsimpedanz des Breitbandbusses, wenn der Sender freigegeben ist.
32. Sender/Empfänger nach einem der Ansprüche 1 bis

31, dadurch gekennzeichnet, daß die Trägerfrequenzsignal- und Digitalsignalkopplungseinrichtungen (11, 12), die Detektoreinrichtungen (21, 32), die Freigabe- und Sperreinrichtung (27) und die Oszillatoreinrichtung (25) in einer einzigen monolithischen integrierten Schaltung implementiert sind.