JP2632534B2 - ロータリエンコーダ - Google Patents
ロータリエンコーダInfo
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- JP2632534B2 JP2632534B2 JP63041103A JP4110388A JP2632534B2 JP 2632534 B2 JP2632534 B2 JP 2632534B2 JP 63041103 A JP63041103 A JP 63041103A JP 4110388 A JP4110388 A JP 4110388A JP 2632534 B2 JP2632534 B2 JP 2632534B2
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- signal
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、例えば角度測定機に使用して好適な２物体
間の相対回転角度の検出を行なうためのロータリエンコ
ーダに関する。
間の相対回転角度の検出を行なうためのロータリエンコ
ーダに関する。
本発明は例えば角度測定機に使用して好適な２物体間
の相対回転角度の検出を行なうためのロータリエンコー
ダであって、１周期Ｔを等分してピッチ角λで形成され
た格子を有する格子円板と、その格子の回転に対応して
電気信号を出力する一対の検出素子を有する検出部とよ
り成り、前記格子円板と検出部との相対回転に応じて90
゜位相の異なる２相の検出信号を出力するロータリエン
コーダにおいて、その一対の検出素子を（ｍ＋1/4）λ
（ｍは正の整数）離して配置すると共に、これら検出素
子の出力信号の和信号と差信号とをその２相の検出信号
とする様にして、２個の検出素子を用いた簡単な構成で
検出誤差を平均化して減少させることが出来る様にした
ものである。
の相対回転角度の検出を行なうためのロータリエンコー
ダであって、１周期Ｔを等分してピッチ角λで形成され
た格子を有する格子円板と、その格子の回転に対応して
電気信号を出力する一対の検出素子を有する検出部とよ
り成り、前記格子円板と検出部との相対回転に応じて90
゜位相の異なる２相の検出信号を出力するロータリエン
コーダにおいて、その一対の検出素子を（ｍ＋1/4）λ
（ｍは正の整数）離して配置すると共に、これら検出素
子の出力信号の和信号と差信号とをその２相の検出信号
とする様にして、２個の検出素子を用いた簡単な構成で
検出誤差を平均化して減少させることが出来る様にした
ものである。
２物体間の相対回転角度を検出するためのロータリエ
ンコーダは、サーボモータのフィードバック要素や角度
測定機の検出要素等として広く使用されている。第７図
には従来のロータリエンコーダの一例を示す。第７図に
おいて、（１）は入力軸を示し、この入力軸（１）には
１周期Ｔ（360゜）を等分してピッチ角λで形成された
明暗パターンの格子（２）を有する格子円板（３）が固
定されている。その入力軸（１）は通常外部モータのス
ピンドル等に連結されθ方向に回動自在に保持され、入
力軸（１）の回転により格子円板（３）が回転する。
ンコーダは、サーボモータのフィードバック要素や角度
測定機の検出要素等として広く使用されている。第７図
には従来のロータリエンコーダの一例を示す。第７図に
おいて、（１）は入力軸を示し、この入力軸（１）には
１周期Ｔ（360゜）を等分してピッチ角λで形成された
明暗パターンの格子（２）を有する格子円板（３）が固
定されている。その入力軸（１）は通常外部モータのス
ピンドル等に連結されθ方向に回動自在に保持され、入
力軸（１）の回転により格子円板（３）が回転する。
又、（９）はその格子（２）を読み取るための検出部
を示し、この検出部（９）には格子（２）と同じパター
ンの目盛を２区画に互いに位相を90゜ずらして形成した
参照格子（４）を有する参照スケール（５）と、これら
格子（２）及び参照格子（４）を照明する発光素子（6
a）及び（6b）と、これら格子（２）及び参照格子
（４）を通り抜けた照明光を光電変換する光電素子（7
a）及び（7b）と、これら光電素子の出力を受けるバッ
ファアンプ（8a）及び（8b）とが設けられている。ここ
で格子円板（３）を光電素子（7a）及び（7b）の位置関
係を格子（２）のピッチ角λを大きく表現した第８図を
用いて説明するに、第７図の参照格子（４）は90゜（角
度でλ/4）位相の異なる２区画に別れているので、それ
らに対応する光電素子（7a）及び（7b）は角度にして
（ｎ＋1/4）λ（ｎは正の整数）離れていると考えるこ
とができ、得られる信号UA及びUBは位相が90゜異なって
いるため、バッファ（8a）及び（8b）からは互いに位相
が90゜異なる検出信号φＡ及びφＢが得られる。この検
出信号φＡ及びφＢは格子円板（３）のθ方向への回転
に対して、１周期がλの正弦波となっている。
を示し、この検出部（９）には格子（２）と同じパター
ンの目盛を２区画に互いに位相を90゜ずらして形成した
参照格子（４）を有する参照スケール（５）と、これら
格子（２）及び参照格子（４）を照明する発光素子（6
a）及び（6b）と、これら格子（２）及び参照格子
（４）を通り抜けた照明光を光電変換する光電素子（7
a）及び（7b）と、これら光電素子の出力を受けるバッ
ファアンプ（8a）及び（8b）とが設けられている。ここ
で格子円板（３）を光電素子（7a）及び（7b）の位置関
係を格子（２）のピッチ角λを大きく表現した第８図を
用いて説明するに、第７図の参照格子（４）は90゜（角
度でλ/4）位相の異なる２区画に別れているので、それ
らに対応する光電素子（7a）及び（7b）は角度にして
（ｎ＋1/4）λ（ｎは正の整数）離れていると考えるこ
とができ、得られる信号UA及びUBは位相が90゜異なって
いるため、バッファ（8a）及び（8b）からは互いに位相
が90゜異なる検出信号φＡ及びφＢが得られる。この検
出信号φＡ及びφＢは格子円板（３）のθ方向への回転
に対して、１周期がλの正弦波となっている。
第７図においてこれら検出信号φＡ及びφＢは更に内
挿回路（10）に入力されて、方向弁別及び１周期λを細
分割したパルス生成が行なわれ、内挿回路（10）からは
アップ計数パルスUP及び逆方向の回転に対応するダウン
計数パルスDNが夫々出力される。又、（11）はこれらの
パルスを積算計数して格子円板（３）の回転角度を表示
するための可逆カウンタである。この様に方向弁別と１
周期λ内で内挿を行なうため、検出信号としては90゜位
相の異なる２つの信号が要求される。
挿回路（10）に入力されて、方向弁別及び１周期λを細
分割したパルス生成が行なわれ、内挿回路（10）からは
アップ計数パルスUP及び逆方向の回転に対応するダウン
計数パルスDNが夫々出力される。又、（11）はこれらの
パルスを積算計数して格子円板（３）の回転角度を表示
するための可逆カウンタである。この様に方向弁別と１
周期λ内で内挿を行なうため、検出信号としては90゜位
相の異なる２つの信号が要求される。
ロータリエンコーダにおいては高精度化が要求されて
いるが、その構成要素である格子円板（３）の偏心や格
子（２）の製作時のピッチ誤差等によってロータリエン
コーダには角位置誤差Ｅθが存在する。誤差Ｅθは格子
円板（３）の回転量がθの時の例えば第７図の可逆カウ
ンタ（11）の計数値を、入力軸（１）と偏心なく連結さ
れたマスターロータリエンコーダ（図示省略）から得ら
れた検出信号を処理して得られる計数値と比較すること
によって得ることができる。
いるが、その構成要素である格子円板（３）の偏心や格
子（２）の製作時のピッチ誤差等によってロータリエン
コーダには角位置誤差Ｅθが存在する。誤差Ｅθは格子
円板（３）の回転量がθの時の例えば第７図の可逆カウ
ンタ（11）の計数値を、入力軸（１）と偏心なく連結さ
れたマスターロータリエンコーダ（図示省略）から得ら
れた検出信号を処理して得られる計数値と比較すること
によって得ることができる。
ここでロータリエンコーダにおいては１回転が360゜
で変位が周期的であるため、角位置誤差Ｅθは第９図Ａ
に示す様に、周期Ｔが360゜の周期関数となっている。
従って、誤差Ｅθをフーリエ解析とすると、 と表わすことができる。式（１）において、FK sin（Ｋ
θ＋αＫ）は誤差ＥθのＫ次成分であり、FK及びαＫは
夫々定数である。更に、角位置θにおける光電素子の出
力Ｕιは Ｕι＝Asin〔Ｎ（θ＋Ｅθ）〕，（Ｎ＝360゜／λ） ……（２） と表わすことができ、式（２）においてＡは振幅、Ｎは
１回転のパターン数である。例えば、第９図Ａの誤差Ｅ
θは、第９図Ｂの様な１次成分と第９図Ｃの様な２次成
分との和で表わすことができる。
で変位が周期的であるため、角位置誤差Ｅθは第９図Ａ
に示す様に、周期Ｔが360゜の周期関数となっている。
従って、誤差Ｅθをフーリエ解析とすると、 と表わすことができる。式（１）において、FK sin（Ｋ
θ＋αＫ）は誤差ＥθのＫ次成分であり、FK及びαＫは
夫々定数である。更に、角位置θにおける光電素子の出
力Ｕιは Ｕι＝Asin〔Ｎ（θ＋Ｅθ）〕，（Ｎ＝360゜／λ） ……（２） と表わすことができ、式（２）においてＡは振幅、Ｎは
１回転のパターン数である。例えば、第９図Ａの誤差Ｅ
θは、第９図Ｂの様な１次成分と第９図Ｃの様な２次成
分との和で表わすことができる。
しかしながら、第８図に示す従来のロータリエンコー
ダでは誤差補正機能がないため、第９図Ａの角位置誤差
Ｅθが補正されず、例えば第７図の可逆カウンタ（11）
には真の値に誤差Ｅθを加えた値が計数表示されてしま
うという不都合があった。
ダでは誤差補正機能がないため、第９図Ａの角位置誤差
Ｅθが補正されず、例えば第７図の可逆カウンタ（11）
には真の値に誤差Ｅθを加えた値が計数表示されてしま
うという不都合があった。
そのためこの誤差Ｅθを補正するべく、従来は第10図
に示す様なロータリエンコーダも提案されている。第10
図において、（7a）は及び（7b）は第８図と同じ位置関
係にある光電素子を示し、更にそれらの光電素子から夫
々180゜離れた位置に光電素子（7c）及び（7d）が配設
してある。又、光電素子（7a）及び（7c）の出力信号UA
及びUBは和演算器（12a）で加算されＡ相信号φＡとな
り、光電素子（7b）及び（7d）の出力信号UB及びUDは和
演算器（12b）で加算されＢ相信号φＢとなる。この
時、２相信号φＡ及びφＢは夫々 φＡ＝UA＋UC ＝Asin〔Ｎ（θ＋Ｅθ）〕 ＋Asin〔Ｎ（θ＋Ｅθ＋π）〕 ＝2Acos（Ｎαθ）sin〔Ｎ（θ＋εθ）〕 ……
（３） φＢ＝2Acos（Ｎαθ）cos〔Ｎ（θ＋εθ）〕 ……
（４） となる。但し、 αθ＝（Ｅθ−Ｅθ＋π）/2, εθ（Ｅθ＋Ｅθ＋π）/2 ……（５） であり、Ｅθの添字では便宜上180゜をπと置いてい
る。ここで、式（５）に式（１）を代入すると、 となり、誤差εθの中では角位置誤差Ｅθ中の奇数次の
フーリエ成分が除去されていることがわかる。従って、
第10図の従来のロータリエンコーダにおいては奇数次の
誤差が除去されているが、このエコーダは光電素子とし
て（7a），（7b），（7c）及び（7d）の最低４個が必要
でエンコーダが大型化して価格が高くなるという不都合
があった。
に示す様なロータリエンコーダも提案されている。第10
図において、（7a）は及び（7b）は第８図と同じ位置関
係にある光電素子を示し、更にそれらの光電素子から夫
々180゜離れた位置に光電素子（7c）及び（7d）が配設
してある。又、光電素子（7a）及び（7c）の出力信号UA
及びUBは和演算器（12a）で加算されＡ相信号φＡとな
り、光電素子（7b）及び（7d）の出力信号UB及びUDは和
演算器（12b）で加算されＢ相信号φＢとなる。この
時、２相信号φＡ及びφＢは夫々 φＡ＝UA＋UC ＝Asin〔Ｎ（θ＋Ｅθ）〕 ＋Asin〔Ｎ（θ＋Ｅθ＋π）〕 ＝2Acos（Ｎαθ）sin〔Ｎ（θ＋εθ）〕 ……
（３） φＢ＝2Acos（Ｎαθ）cos〔Ｎ（θ＋εθ）〕 ……
（４） となる。但し、 αθ＝（Ｅθ−Ｅθ＋π）/2, εθ（Ｅθ＋Ｅθ＋π）/2 ……（５） であり、Ｅθの添字では便宜上180゜をπと置いてい
る。ここで、式（５）に式（１）を代入すると、 となり、誤差εθの中では角位置誤差Ｅθ中の奇数次の
フーリエ成分が除去されていることがわかる。従って、
第10図の従来のロータリエンコーダにおいては奇数次の
誤差が除去されているが、このエコーダは光電素子とし
て（7a），（7b），（7c）及び（7d）の最低４個が必要
でエンコーダが大型化して価格が高くなるという不都合
があった。
本発明はこのような点に鑑み成されたもので、その目
的とする所は、角位置誤差Ｅθを補正する機能を有する
簡易な構造のロータリエンコーダを提供するにある。
的とする所は、角位置誤差Ｅθを補正する機能を有する
簡易な構造のロータリエンコーダを提供するにある。
本発明によるロータリエンコーダは、例えば第１図に
示す様に、１周期Ｔ（360゜）を等分してピッチ角λで
形成された格子（２）を有する格子円板（３）と、その
格子（２）の回転に対応して夫々電気信号VA及びVBを出
力する一対の検出素子（13a）及び（13b）を有する検出
部（９）とより成り、その格子円板（３）と検出部
（９）との相対回転に応じて90゜位相の異なる２相の検
出信号φＡ及びφＢを出力するロータリエンコーダにお
いて、その一対の検出素子（13a）及び（13b）を（ｍ＋
1/4）λ（ｍは正の整数）離して配置すると共に、これ
ら検出素子の出力信号VA及びVBの和信号と差信号とをそ
の２相の検出信号φＡ及びφＢとしたものである。
示す様に、１周期Ｔ（360゜）を等分してピッチ角λで
形成された格子（２）を有する格子円板（３）と、その
格子（２）の回転に対応して夫々電気信号VA及びVBを出
力する一対の検出素子（13a）及び（13b）を有する検出
部（９）とより成り、その格子円板（３）と検出部
（９）との相対回転に応じて90゜位相の異なる２相の検
出信号φＡ及びφＢを出力するロータリエンコーダにお
いて、その一対の検出素子（13a）及び（13b）を（ｍ＋
1/4）λ（ｍは正の整数）離して配置すると共に、これ
ら検出素子の出力信号VA及びVBの和信号と差信号とをそ
の２相の検出信号φＡ及びφＢとしたものである。
又、本発明のロータリエンコーダは例えば第２図に示
す様に、一対の検出素子（13a）及び（13b）を 離して配置したものである。
す様に、一対の検出素子（13a）及び（13b）を 離して配置したものである。
かかる本発明によれば、（ｍ＋1/4）λ（＝Ｗとす
る）離して配置された一対の検出素子（13a）及び（13
b）の出力信号VA及びVBは角度θでの角位置誤差をＥθ
としてT/λ（360゜／λ）をＮとすると、 VA＝Asin〔Ｎ（θ＋Ｅθ）〕， VB＝Asin〔θ＋ｗ＋Ｅθ＋ｗ）〕 となる。従って、それらの和信号と差信号である２相の
検出信号φＡ及びφＢは と表わされる。ここでA1,A2は振幅で|A1||A2|が成り
立つ。これらは角位置誤差が２相ともに（Ｅθ＋Ｅθ＋
ｗ）/2の形で含まれていることを意味し、平均化の効果
により角位置誤差が小さくなる。
る）離して配置された一対の検出素子（13a）及び（13
b）の出力信号VA及びVBは角度θでの角位置誤差をＥθ
としてT/λ（360゜／λ）をＮとすると、 VA＝Asin〔Ｎ（θ＋Ｅθ）〕， VB＝Asin〔θ＋ｗ＋Ｅθ＋ｗ）〕 となる。従って、それらの和信号と差信号である２相の
検出信号φＡ及びφＢは と表わされる。ここでA1,A2は振幅で|A1||A2|が成り
立つ。これらは角位置誤差が２相ともに（Ｅθ＋Ｅθ＋
ｗ）/2の形で含まれていることを意味し、平均化の効果
により角位置誤差が小さくなる。
又、一対の検出素子（13a）及び（13b）を 離して配置する場合は、 より式（７）及び（８）の中の角位置誤差がφＡ及びφ
Ｂともに（Ｅθ＋Ｅθ＋π）/2となる。この角位置誤差
は式（３）及び（４）で表わされる第10図の従来のロー
タリエンコーダの２相の検出信号に含まれている角位相
誤差εθと同一となり、式（６）より明らかな様に角位
置誤差Ｅθ中の奇数次の誤差成分が除去されている。
Ｂともに（Ｅθ＋Ｅθ＋π）/2となる。この角位置誤差
は式（３）及び（４）で表わされる第10図の従来のロー
タリエンコーダの２相の検出信号に含まれている角位相
誤差εθと同一となり、式（６）より明らかな様に角位
置誤差Ｅθ中の奇数次の誤差成分が除去されている。
〔実施例〕 以下、本発明のロータリエンコーダの一実施例を第１
図を参照して説明しよう。尚、図面において第７図及び
第８図に対応する部分には同一符号を付してその詳細説
明は省略する。
図を参照して説明しよう。尚、図面において第７図及び
第８図に対応する部分には同一符号を付してその詳細説
明は省略する。
第１図において、（３）は格子円板でθ方向に回動可
能に保持されている。格子円板（３）の外周部には、36
0゜（１周期Ｔ）をＮ等分して成るピッチ角λ（Ｎ＝360
゜／λ）の明暗パターンの格子（２）が形成されてい
る。又、（９）はその格子（２）の回転に応じて２相の
検出信号φＡ及びφＢを出力する検出部を示し、検出部
（９）には一対の検出素子（13a）及び（13b）が格子円
板（３）の近傍で（ｍ＋1/4）λ（ｍは正の整数）だけ
離れて配設されている。この検出素子（13a）及び（13
b）は第７図の光電素子（7a）及び（7b）に対応する要
素と考えてよいが、分割数Ｎが大きくなった場合には、
更に従来の参照格子（４）を形成した参照スケール
（５）をも含んだ要素と考えてよい。従って、格子
（２）がθ方向に回転するとそれに対応して検出素子
（13a）及び（13b）からは出力信号VA及びVBが得られ、
角位置誤差をＥθ，（ｍ＋1/4）λをＷとすると、定数
Ａを用いて VA＝Asin〔Ｎ（θ＋Ｅθ）〕， VB＝Asin〔Ｎ（θ＋Ｗ＋Ｅθ＋ｗ）〕 ……（９） と表わすことができる。
能に保持されている。格子円板（３）の外周部には、36
0゜（１周期Ｔ）をＮ等分して成るピッチ角λ（Ｎ＝360
゜／λ）の明暗パターンの格子（２）が形成されてい
る。又、（９）はその格子（２）の回転に応じて２相の
検出信号φＡ及びφＢを出力する検出部を示し、検出部
（９）には一対の検出素子（13a）及び（13b）が格子円
板（３）の近傍で（ｍ＋1/4）λ（ｍは正の整数）だけ
離れて配設されている。この検出素子（13a）及び（13
b）は第７図の光電素子（7a）及び（7b）に対応する要
素と考えてよいが、分割数Ｎが大きくなった場合には、
更に従来の参照格子（４）を形成した参照スケール
（５）をも含んだ要素と考えてよい。従って、格子
（２）がθ方向に回転するとそれに対応して検出素子
（13a）及び（13b）からは出力信号VA及びVBが得られ、
角位置誤差をＥθ，（ｍ＋1/4）λをＷとすると、定数
Ａを用いて VA＝Asin〔Ｎ（θ＋Ｅθ）〕， VB＝Asin〔Ｎ（θ＋Ｗ＋Ｅθ＋ｗ）〕 ……（９） と表わすことができる。
又、第１図において、出力信号VA及びVBは共に和演算
器（14a）及び差演算器（15a）に入力されている。和演
算器（14a）は２つの入力信号の和を演算してＡ相信号
φＡを出力し、差演算器（15a）は２つの入力信号の差
を演算してＢ相信号φＢを出力する。式（９）よりφＡ
及びφＢは夫々 で表され、互いに位相が90゜異なる検出信号となってい
る。但し、A1及びA2は振幅を示し、 となっており、Ｅθ＋Ｅθ＋ｗを無視すると、 が成立している。これらの２相信号φA,φＢは第１図の
端子（16）及び（17）より外部の例えば第７図に示す内
挿回路（10）等に供給される。
器（14a）及び差演算器（15a）に入力されている。和演
算器（14a）は２つの入力信号の和を演算してＡ相信号
φＡを出力し、差演算器（15a）は２つの入力信号の差
を演算してＢ相信号φＢを出力する。式（９）よりφＡ
及びφＢは夫々 で表され、互いに位相が90゜異なる検出信号となってい
る。但し、A1及びA2は振幅を示し、 となっており、Ｅθ＋Ｅθ＋ｗを無視すると、 が成立している。これらの２相信号φA,φＢは第１図の
端子（16）及び（17）より外部の例えば第７図に示す内
挿回路（10）等に供給される。
次に本例の作用を説明するに、本例では最終的に得ら
れる２相の検出信号φＡ及びφＢの角位置誤差は式（1
0）及び（11）で示される様に、（Ｅθ＋Ｅθ＋ｗ）/2
の形で含まれている。従って、角位置θでの誤差と角位
置（θ＋Ｗ）での誤差が平均化されているため、誤差が
打ち消し合って小さくなる。しかも、検出素子の数は第
８図の従来例と同じ２個であり、極めて簡易な構造で誤
差補正が行なわれている。
れる２相の検出信号φＡ及びφＢの角位置誤差は式（1
0）及び（11）で示される様に、（Ｅθ＋Ｅθ＋ｗ）/2
の形で含まれている。従って、角位置θでの誤差と角位
置（θ＋Ｗ）での誤差が平均化されているため、誤差が
打ち消し合って小さくなる。しかも、検出素子の数は第
８図の従来例と同じ２個であり、極めて簡易な構造で誤
差補正が行なわれている。
ここで、第１図例のロータリエンコーダにおいてｍの
値をｍλがT/2即ち180゜になるように選んだ場合につい
て、第２図を参照して説明しよう。
値をｍλがT/2即ち180゜になるように選んだ場合につい
て、第２図を参照して説明しよう。
第２図においては、２個の検出素子（13a）及び（13
b）が180゜＋λ/4だけ離して配置してある他は、第１図
と同じ構成となっている。これはｍλ＝T/2（＝180゜）
となるようにｍの値を選んだことを意味する。この場
合、一般的な場合である分割数Ｎが充分大きい場合（ピ
ッチ角λ＜＜180゜）を考えると、 が成立するので、式（10）及び（11）より検出信号φＡ
及びφＢは夫々 で表わされる。但し、誤差εθは式（５）と同じ（Ｅθ
＋Ｅθ＋π）/2である。この誤差はεθは式（３）及び
（４）で表わされる第10図のロータリエンコーダによっ
て得られる検出信号の誤差と同じであり、式（６）がそ
のまま適用されるので、機械的な当初の角位置誤差Ｅθ
中の奇数次の成分が除去されている。
b）が180゜＋λ/4だけ離して配置してある他は、第１図
と同じ構成となっている。これはｍλ＝T/2（＝180゜）
となるようにｍの値を選んだことを意味する。この場
合、一般的な場合である分割数Ｎが充分大きい場合（ピ
ッチ角λ＜＜180゜）を考えると、 が成立するので、式（10）及び（11）より検出信号φＡ
及びφＢは夫々 で表わされる。但し、誤差εθは式（５）と同じ（Ｅθ
＋Ｅθ＋π）/2である。この誤差はεθは式（３）及び
（４）で表わされる第10図のロータリエンコーダによっ
て得られる検出信号の誤差と同じであり、式（６）がそ
のまま適用されるので、機械的な当初の角位置誤差Ｅθ
中の奇数次の成分が除去されている。
一般に角位置誤差Ｅθの中で最も大きな成分は格子円
板（３）の偏心による１次成分であり、第２図例のエン
コーダによれば奇数次即ち１次成分の誤差が除去される
のでその効果は大である。
板（３）の偏心による１次成分であり、第２図例のエン
コーダによれば奇数次即ち１次成分の誤差が除去される
のでその効果は大である。
ここで第２図例のエンコーダの角位置誤差の測定結果
を第４図及び第５図に示す。
を第４図及び第５図に示す。
第４図は市販の格子の分割数Ｎが5000のロータリエン
コーダを用いて、検出素子の配置及び処理回路を変更し
て、マスタロータリエンコーダと比較してその誤差を求
めたものであり、マスタロータリエンコーダは例えば精
密工学会誌Vol.52,10（1986）P1732で開示されている様
な手法で校正されている。この内、第４図Ａは第８図の
従来方式のロータリエンコーダの構成とした時の誤差で
あり、第４図Ｂは第２図例のロータリエンコーダの構成
とした時の誤差である。第４図Ｂでは１次誤差成分が除
去されているが、２次誤差成分は残っていることがわか
る。
コーダを用いて、検出素子の配置及び処理回路を変更し
て、マスタロータリエンコーダと比較してその誤差を求
めたものであり、マスタロータリエンコーダは例えば精
密工学会誌Vol.52,10（1986）P1732で開示されている様
な手法で校正されている。この内、第４図Ａは第８図の
従来方式のロータリエンコーダの構成とした時の誤差で
あり、第４図Ｂは第２図例のロータリエンコーダの構成
とした時の誤差である。第４図Ｂでは１次誤差成分が除
去されているが、２次誤差成分は残っていることがわか
る。
第５図は格子の分割数Ｎが5400のロータリエンコーダ
の測定結果であり、第５図Ａは第８図の従来方式，第５
図Ｂは第２図例の方式の構成にした場合の誤差を夫々示
す。第５図Ｂでは第４図Ｂと同様に２次成分は残ってい
る。この様に実験的にも、第２図例のロータリエンコー
ダでは奇数次の誤差成分が除去されることが確かめられ
た。
の測定結果であり、第５図Ａは第８図の従来方式，第５
図Ｂは第２図例の方式の構成にした場合の誤差を夫々示
す。第５図Ｂでは第４図Ｂと同様に２次成分は残ってい
る。この様に実験的にも、第２図例のロータリエンコー
ダでは奇数次の誤差成分が除去されることが確かめられ
た。
本例のロータリエンコーダは上述の様に第10図の従来
のロータリエンコーダと同様に奇数次の誤差成分を除去
できるが、その構成は検出素子が２個だけでよく、第10
図の場合と比べて、エンコーダを小型化でき更にコスト
ダウンを図ることができる。
のロータリエンコーダと同様に奇数次の誤差成分を除去
できるが、その構成は検出素子が２個だけでよく、第10
図の場合と比べて、エンコーダを小型化でき更にコスト
ダウンを図ることができる。
次に、本発明のロータリエンコーダの他の実施例につ
いて第３図を参照して説明しよう。
いて第３図を参照して説明しよう。
第３図においては、第２図の検出素子から夫々T/4即
ち90゜離れた角位置に検出素子（13c）及び（13d）が配
置してある。更に処理回路には、和演算器（14a），（1
4b），（18a）及び（18b）を差演算器（15a）及び（15
b）とが設けてある。ここで各検出素子（13a），（13
b），（13c）及び（13d）の出力信号を夫々VA,VB,VC及
びVDとして、和演算器（14a）及び（14b）並びに差演算
器（15a）及び（15b）の出力を夫々WA,WC,WB及びWDとす
ると、第３図の配線は WA＝VA＋VB,WB＝VA−VB WC＝VC＋VD,WD＝VC−VD となるように成されている。更に、信号WA及びWCは和演
算器（18a）で加算されてＡ相信号φＡとなり、信号WB
及びWDは和演算器（18b）で加算されてＢ相信号φＢと
なる。第１図例と同様に演算すると、 φＡ＝WA＋WC＝4AKAsin〔Ｎ（θ＋εθ＋Φ〕 …（15） φＢ＝WB＋WD＝4AKBcos〔Ｎ〕θ＋εθ＋Φ〕 …（16） となる。ここで、Φ＝90゜であり εθ＝Ｅθ＋Ｅθ＋π/2＋Ｅθ＋π＋Ｅθ＋３π/2）/4
…（17） KA＝cos（Nbθ）cos（NCθ−Φ） KB＝cos（Nbθ）sin（NCθ−Φ） ｂθ＝（Ｅθ−Ｅθ＋π/2）/2 Ｃθ＝（Ｅθ＋Ｅθ＋π/2−Ｅθ＋π−Ｅθ＋３π/2）
/4 である。これらの式で角位置誤差Ｅθの添字中では便宜
上180゜はπで表わしている。この時、式（17）のεθ
中の誤差Ｅθとして式（１）を代入すると、 となり、４の倍数以外の高次成分の誤差が除去されてい
る。
ち90゜離れた角位置に検出素子（13c）及び（13d）が配
置してある。更に処理回路には、和演算器（14a），（1
4b），（18a）及び（18b）を差演算器（15a）及び（15
b）とが設けてある。ここで各検出素子（13a），（13
b），（13c）及び（13d）の出力信号を夫々VA,VB,VC及
びVDとして、和演算器（14a）及び（14b）並びに差演算
器（15a）及び（15b）の出力を夫々WA,WC,WB及びWDとす
ると、第３図の配線は WA＝VA＋VB,WB＝VA−VB WC＝VC＋VD,WD＝VC−VD となるように成されている。更に、信号WA及びWCは和演
算器（18a）で加算されてＡ相信号φＡとなり、信号WB
及びWDは和演算器（18b）で加算されてＢ相信号φＢと
なる。第１図例と同様に演算すると、 φＡ＝WA＋WC＝4AKAsin〔Ｎ（θ＋εθ＋Φ〕 …（15） φＢ＝WB＋WD＝4AKBcos〔Ｎ〕θ＋εθ＋Φ〕 …（16） となる。ここで、Φ＝90゜であり εθ＝Ｅθ＋Ｅθ＋π/2＋Ｅθ＋π＋Ｅθ＋３π/2）/4
…（17） KA＝cos（Nbθ）cos（NCθ−Φ） KB＝cos（Nbθ）sin（NCθ−Φ） ｂθ＝（Ｅθ−Ｅθ＋π/2）/2 Ｃθ＝（Ｅθ＋Ｅθ＋π/2−Ｅθ＋π−Ｅθ＋３π/2）
/4 である。これらの式で角位置誤差Ｅθの添字中では便宜
上180゜はπで表わしている。この時、式（17）のεθ
中の誤差Ｅθとして式（１）を代入すると、 となり、４の倍数以外の高次成分の誤差が除去されてい
る。
この第３図例のロータリエンコーダを市販のロータリ
エンコーダを変形して構成し、誤差測定を行なった結果
を第４図Ｃ及び第５図Ｃに示す。第４図Ｃは分割数Ｎ＝
5000の格子を用いた場合であり、誤差は第２図例の結果
（第４図Ｂ）から２次成分を除いたものとほぼ一致し、
更に４次成分が残っている所から、理論解析の正しさが
裏付けられる。同様に第５図Ｃは分割数Ｎ＝5400の格子
を用いた場合であるが、第５図Ｂと比べて２次成分が更
に除去された誤差曲線が得られており、４次成分は残っ
ている。
エンコーダを変形して構成し、誤差測定を行なった結果
を第４図Ｃ及び第５図Ｃに示す。第４図Ｃは分割数Ｎ＝
5000の格子を用いた場合であり、誤差は第２図例の結果
（第４図Ｂ）から２次成分を除いたものとほぼ一致し、
更に４次成分が残っている所から、理論解析の正しさが
裏付けられる。同様に第５図Ｃは分割数Ｎ＝5400の格子
を用いた場合であるが、第５図Ｂと比べて２次成分が更
に除去された誤差曲線が得られており、４次成分は残っ
ている。
以上説明した様に、第３図例のロータリエンコーダに
おいては、機械的な当初の角位置誤差Ｅθの内で奇数次
の成分だけでなく、４の倍数次を除く偶数次の成分まで
もが除去されているため、より高精度な角度検出が可能
である。
おいては、機械的な当初の角位置誤差Ｅθの内で奇数次
の成分だけでなく、４の倍数次を除く偶数次の成分まで
もが除去されているため、より高精度な角度検出が可能
である。
次に、本発明ロータリエンコーダを磁気式エンコーダ
に適用した例を第６図を参照して説明しよう。
に適用した例を第６図を参照して説明しよう。
第６図において、（20）は磁気ディスクを示し、この
磁気ディスク（20）はθ方向に回動可能でその外周部に
は１周期Ｔ（360゜）をＮ分割したピッチ角λの磁気目
盛（21）が形成されている。又、（19）は検出部を全体
として示し、その中で（22a）及び（22b）は互いに 離して配置されている磁気ヘッドであり、この一対の磁
気ヘッド（22a）及び（22b）は第１図例の検出素子に対
応する。磁気ヘッド（22a）及び（22b）には発振器（2
5）から出力された励磁信号f0がV/I変換器（26）を介し
て供給されている。信号f0は振幅をＩ、角周波数をωと
して、 と表わせる。
磁気ディスク（20）はθ方向に回動可能でその外周部に
は１周期Ｔ（360゜）をＮ分割したピッチ角λの磁気目
盛（21）が形成されている。又、（19）は検出部を全体
として示し、その中で（22a）及び（22b）は互いに 離して配置されている磁気ヘッドであり、この一対の磁
気ヘッド（22a）及び（22b）は第１図例の検出素子に対
応する。磁気ヘッド（22a）及び（22b）には発振器（2
5）から出力された励磁信号f0がV/I変換器（26）を介し
て供給されている。信号f0は振幅をＩ、角周波数をωと
して、 と表わせる。
又、磁気ヘッド（22a）及び（22b）から得られた出力
信号は夫々帯域フィルタ（23a）及び（23b）に供給さ
れ、２倍の高周波成分PA及びPBが濾波される。PA及びPB
は定数P0,角位置誤差Ｅθを用いて次式で表わされる。
信号は夫々帯域フィルタ（23a）及び（23b）に供給さ
れ、２倍の高周波成分PA及びPBが濾波される。PA及びPB
は定数P0,角位置誤差Ｅθを用いて次式で表わされる。
PA＝P0cosωt sin〔Ｎ（θ＋Ｅθ）〕 これらの信号PA及びPBは和演算器（14a）で加算され
Ａ相信号φＡ′とる。一方、信号PA及びPBは90゜移相器
（24a）及び（24b）に夫々供給され次式で表わされる信
号PA′及びPB′となる。
Ａ相信号φＡ′とる。一方、信号PA及びPBは90゜移相器
（24a）及び（24b）に夫々供給され次式で表わされる信
号PA′及びPB′となる。
PA′＝P0sinωt sin〔Ｎ（θ＋Ｅθ）〕 これらの信号PA′及びPB′は差演算器（15a）でその
差が演算されＢ相信号φＢ′となる。式（10）及び（1
1）と同様の演算により で表わせ、|P1||P2|が成立する。信号φＡ′及び
φＢ′は混合回路（27）で加算され位相変調信号ｆθと
なる。ここでP1P2とすると、 となり、この後は例えば特公昭52−17427号公報に示さ
れる方法によって角度変位が計数値として得られる。
差が演算されＢ相信号φＢ′となる。式（10）及び（1
1）と同様の演算により で表わせ、|P1||P2|が成立する。信号φＡ′及び
φＢ′は混合回路（27）で加算され位相変調信号ｆθと
なる。ここでP1P2とすると、 となり、この後は例えば特公昭52−17427号公報に示さ
れる方法によって角度変位が計数値として得られる。
この第６図例のロータリエンコーダにおいても、第２
図例と同様に角位置誤差Ｅθの内の奇数次成分が除去さ
れている。
図例と同様に角位置誤差Ｅθの内の奇数次成分が除去さ
れている。
尚、実施例では本発明ロータリエンコーダを光電式及
び磁気式のエンコーダに適用した例を示したが、これら
以外にも例えば静電容量式や電磁誘導式のエンコーダに
も適用できることは明らかである。
び磁気式のエンコーダに適用した例を示したが、これら
以外にも例えば静電容量式や電磁誘導式のエンコーダに
も適用できることは明らかである。
〔発明の効果〕 本発明のロータリエンコーダは、一対の検出素子を
（ｍ＋1/4）λ離して配置すると共に、これら検出素子
の出力信号の和信号と差信号とを２相の検出信号として
いるので、角位置誤差Ｅθが平均化されて減少する。
又、構成が簡易であり検出器を小型化して更にローコス
ト化することができる。
（ｍ＋1/4）λ離して配置すると共に、これら検出素子
の出力信号の和信号と差信号とを２相の検出信号として
いるので、角位置誤差Ｅθが平均化されて減少する。
又、構成が簡易であり検出器を小型化して更にローコス
ト化することができる。
更に、１周期をＴとして一対の検出素子をT/2＋λ/4
離して配置すると、角位置誤差Ｅθの内の奇数次の誤差
成分を除去することができる。
離して配置すると、角位置誤差Ｅθの内の奇数次の誤差
成分を除去することができる。
第１図は本発明ロータリエンコーダの一実施例を示す構
成図、第２図は第１図でｍλ＝180゜とした場合を示す
構成図、第３図は本発明ロータリエンコーダの他の実地
例を示す構成図、第４図及び第５図は従来及び本発明ロ
ータリエンコーダの検出誤差の測定結果を示す誤差曲線
図、第６図は本発明ロータリエンコーダを磁気式エンコ
ーダに適用した例を示す構成図、第７図は従来のロータ
リエンコーダを示す一部斜視図を含むブロック図、第８
図は第７図の回転円板（３）と光電素子（7a）及び（7
b）との位置関係を説明するための構成図、第９図はロ
ータリエンコーダの角位置誤差Ｅθの一例を示す線図、
第10図は従来のロータリエンコーダの他の例を示す構成
図である。 （２）は格子、（３）は格子円板、（９）は検出部、
（13a），（13b），（13c）及び（13）は夫々検出素
子、（14a），（14b），（18a）及び（18b）は夫々和演
算器、（15a）及び（15b）は夫々差演算器である。
成図、第２図は第１図でｍλ＝180゜とした場合を示す
構成図、第３図は本発明ロータリエンコーダの他の実地
例を示す構成図、第４図及び第５図は従来及び本発明ロ
ータリエンコーダの検出誤差の測定結果を示す誤差曲線
図、第６図は本発明ロータリエンコーダを磁気式エンコ
ーダに適用した例を示す構成図、第７図は従来のロータ
リエンコーダを示す一部斜視図を含むブロック図、第８
図は第７図の回転円板（３）と光電素子（7a）及び（7
b）との位置関係を説明するための構成図、第９図はロ
ータリエンコーダの角位置誤差Ｅθの一例を示す線図、
第10図は従来のロータリエンコーダの他の例を示す構成
図である。 （２）は格子、（３）は格子円板、（９）は検出部、
（13a），（13b），（13c）及び（13）は夫々検出素
子、（14a），（14b），（18a）及び（18b）は夫々和演
算器、（15a）及び（15b）は夫々差演算器である。
Claims (2)
- 【請求項１】１周期Ｔを等分してピッチ角λで形成され
た格子を有する格子円板と上記格子の回転に対応して電
気信号を出力する一対の検出素子を有する検出部とを有
し、上記格子円板と上記検出部の間の相対的回転に応じ
て90゜位相が異なる２相の検出信号を出力するロータリ
エンコーダにおいて、 上記一対の検出素子を互いにT/2＋（ｍ＋1/4）λ（ｍは
ｍλがT/2に比べて十分小さいな値となるゼロ又は正の
整数）離して配置し、上記検出素子の出力信号の和信号
と差信号とを上記２相の検出信号としたことを特徴とす
るロータリエンコーダ。 - 【請求項２】１周期Ｔを等分してピッチ角λで形成され
た格子を有する格子円板と上記格子の回転に対応して電
気信号を出力する二対の対検出素子を有する検出部とを
有し、上記格子円板と上記検出部の間の相対的回転に応
じて90゜位相が異なる２相の検出信号を出力するロータ
リエンコーダにおいて、 上記二対の検出素子の各々の２つの検出素子を互いにT/
2＋（ｍ＋1/4）λ（ｍはｍλがT/2に比べて十分小さい
な値となるゼロ又は正の整数）離して配置し、上記二対
の検出素子を互いにT/4離して配置し、上記第１の対の
検出素子の出力信号の和信号と上記第２の対の検出素子
の出力信号の和信号とを加算し上記第１の対の検出素子
の出力信号の差信号と上記第２の対の検出素子の出力信
号の差信号とを加算して上記２相の検出信号としたこと
を特徴とするロータリエンコーダ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63041103A JP2632534B2 (ja) | 1988-02-24 | 1988-02-24 | ロータリエンコーダ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63041103A JP2632534B2 (ja) | 1988-02-24 | 1988-02-24 | ロータリエンコーダ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01214715A JPH01214715A (ja) | 1989-08-29 |
| JP2632534B2 true JP2632534B2 (ja) | 1997-07-23 |
Family
ID=12599142
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63041103A Expired - Lifetime JP2632534B2 (ja) | 1988-02-24 | 1988-02-24 | ロータリエンコーダ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2632534B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2022131049A1 (ja) * | 2020-12-18 | 2022-06-23 | パナソニックＩｐマネジメント株式会社 | 磁気検知システム、位置検知システム及び磁気検知モジュール |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2137755A (en) * | 1983-04-04 | 1984-10-10 | Computer Memories Inc | Position Encoder System having Quadrature Outputs |
| JPS6312915A (ja) * | 1986-07-03 | 1988-01-20 | Yamaha Corp | エンコ−ダ用検出信号処理回路 |
-
1988
- 1988-02-24 JP JP63041103A patent/JP2632534B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01214715A (ja) | 1989-08-29 |
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