JP2625696B2 - SSB modulation circuit - Google Patents
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Description
〔産業上の利用分野〕 本発明は、デジタル処理によるSSB変調回路及びSSB復
調回路に関する。 〔発明の概要〕 本発明は、搬送波周波数の1/2nの標本化周波数で変調
信号の標本化と、90゜移相等のベースバンド処理を行な
い、直線補間を用いて、標本化周波数を搬送波周波数の
4倍に変換することにより、搬送波の変調及び被変調波
の合成を、データの選択及び符号反転処理と等価とし
て、簡単な構成で、全デジタル処理によるSSB変調回路
及びSSB復調回路を得るようにしたものである。 〔従来の技術〕 SSB(単側波帯)信号は、搬送波成分がなく電力効率
が良いこと、帯域幅が狭く回線数を多くとれること等か
ら、主として短波帯の遠距離通信に使用される。 アナログ処理によりSSB信号を得るには、 (i)帯域フィルタにより両側波帯信号から一方の側波
帯のみを分離する、 (ii)2個の平衡変調器と位相分波器とを用い、両変調
器の出力を合成して片方の側波帯を打ち消す、 (iii)低い周波数の副搬送波と高い周波数の搬送波と
を用いて多段変調を行ない、フィルタにより一方の側波
帯のみを分離する、 等の各種の方法が知られている。 〔発明が解決しようとする問題点〕 前述のようなアナログ処理によるSSB信号の生成にお
いては、帯域フィルタとして、高周波領域で急峻な特性
の水晶フィルタを使用しなければならない、ベースバン
ドで広帯域の位相分波器を容易に得ることができない、
多段変調では構成が複雑になる等の問題があり、また、
アナログ処理に付随して、安定性、再現性、調整の困難
性等の問題があった。 そこで、本出願人は、特開昭57−84462号において、
位相分波器に代えてCCDフィルタをヒルベルト変換フィ
ルタとして用いると共に、そのサンプリングクロックの
位相を適宜に選定することによって構成を簡単化した、
サンプリング周波数をキャリア周波数とするSSB変調回
路を既に提案している。 しかしながら、この既提案回路はアナログ処理部分を
含んでいるため、上記の安定性、再現性等の問題点がな
お残存する。 ところで、近年のLSI技術の発展に伴い、デジタル演
算を用いてアナログ変調と同等の機能を実現することも
可能となってきた。デジタル信号処理によるSSB信号の
生成については、例えば、ウィーバー(Weaver)法など
が提案されている(米国雑誌Proc.IRE,1956年12月号参
照)。デジタルSSB変調器では、アナログ変調信号がサ
ンプリング及び量子化によりデジタル信号系列に変換さ
れた後、デジタルフィルタ等を用いて、すべての信号処
理がデジタル演算により行なわれる。 ウィーバー法によるSSB変調回路は、基本的には、例
えば第7図に示すように構成される。 第7図において、入力端子1Nから、第8図Iに示すよ
うなスペクトルの変調信号が第1及び第2の乗算器
(11)及び(12)に共通に供給され、例えば2kHzの副搬
送波周波数fSCの余弦波及び正弦波とそれぞれ乗算(変
調)される。副搬送波がベースバンドの入力信号の帯域
内にあるため、同図A及びBに示すように、乗算器(1
1)の出力は上部及び下部の側波帯が同相で、乗算器
(12)の出力は上部及び下部の側波帯が逆相で、それ
ぞれ重なり合う。また、両乗算器(11)及び(12)の出
力及びは互いに90゜の位相差を有する。 この両乗算器(11)及び(12)の出力及びは、そ
れぞれ遮断周波数が2kHzのデジタル低域フィルタ(13)
及び(14)を介して、第3及び第4の乗算器(15)及び
(16)に供給される。両乗算器(15)及び(16)には、
fC〔kHz〕の搬送波周波数と2kHzの副搬送波周波数との
差の周波数(fC−2)〔kHz〕の余弦波及び正弦波(実
質的搬送波)がそれぞれ供給されており、この余弦波及
び正弦波と低域フィルタ(13)及び(14)の出力とがそ
れぞれ乗算されて、第3及び第4の乗算器(15)及び
(16)の出力は、それぞれ第8図C及びDに示すよう
に、fC〔kHz〕の公称搬送波の下側にそれぞれ低域フィ
ルタ(13)及び(14)の出力が配されたようなスペクト
ルとなる。両乗算器(15)及び(16)の出力の逆相成分
は加算器(17)において相殺されて、同図Oに示すよう
に、加算器(17)の出力は搬送波周波数がfC〔kHz〕
のSSB信号となる。 なお、第7図において、前段及び後段の各乗算器にそ
れぞれ供給される副搬送波と搬送波の周波数2kHzと(fC
−2)〔kHz〕とを入れ換えるように構成すれば、SSB復
調回路が得られる。 また、本明細書においては、簡単のために、実質的搬
送波をも単に「搬送波」と呼び、特に必要がある場合に
のみ区別して記述する。 ところで、第7図のウィーバー変調回路においては、
後段の乗算器(15)等における搬送波とベースバンド信
号との乗算のために、ベースバンド信号のデータのサン
プリング周波数fSPが、搬送波周波数、正確には、公称
搬送波周波数fCと副搬送波周波数fSCとの差の周波数fC
−fSC≡fC *の少くとも2倍に周波数変換されなければ
ならない。換言すれば、データが補間されなければなら
ない。 ところが、ベースバンド信号のデータ、即ちデジタル
低域フィルタ(13)の出力には、第9図に太線で示すよ
うなベースバンド信号と共に、同図に細線で示すよう
に、図示を省略したA−D変換器のサンプリング周波数
fSPの基本波及び高調波に随伴する信号成分が存在す
る。 この随伴成分は図示しない補間フィルタ(デジタルフ
ィルタ)により除去しなければならないが、fC *>>f
SPであるため、補間フィルタとして極めて狭帯域の低域
フィルタが要求され、実現が困難であるばかりでなく、
SSB復調回路に於いても、全デジタル処理により容易に
実現することが困難であるという問題があった。 かかる点に鑑み、本発明の目的は、構成が比較的簡単
で、全デジタル処理により容易に実現することのできる
SSB変調回路及びSSB復調回路を提供するところにある。 〔問題点を解決するための手段〕 本発明は、搬送波周波数の1/2n(nは自然数)の第1
の標本化周波数でアナログ変調信号をデジタル信号に変
換するA−D変換器と、第1のベースバンドの副搬送波
とこの第1のベースバンドの副搬送波に対してこれと相
対的に90゜の位相差を持たせた第2のベースバンドの副
搬送波をこのA−D変換器の出力で変調する変調器を設
けて、1対のベースバンド信号を得るベースバンド信号
処理手段と、このベースバンド信号処理手段の出力の第
1の標本化周波数を直線補間により搬送波周波数の4倍
の第2の標本化周波数にそれぞれ変換する1対の標本化
周波数変換手段と、この1対の標本化周波数変換手段の
各出力を搬送波周波数の2倍の周波数で交互に選択する
選択手段と、この選択手段の出力の符号を搬送波周波数
で交互に反転する符号反転手段とを有し、この符号反転
手段のデジタル出力をアナログ信号に変換してSSB信号
を得るようにしたSSB変調回路である。 〔作 用〕 かかる構成によれば、データの選択及び符号反転が、
ベースバンド信号による搬送波の変調及び被変調搬送波
の合成と等価となり、全デジタル処理によるSSB変調が
簡単な構成で実現される。 〔実施例〕 以下、第1図〜第5図を参照しながら、本発明による
SSB変調回路の一実施例について説明する。 本発明の一実施例の構成を第1図に示す。この第1図
において、第7図に対応する部分には同一の符号を付け
て、一部説明を省略する。 第1図において、ベースバンドの副搬送波(周波数f
SC)が、発振器(18)から、一方の乗算器(11)には直
接に、他方の乗算器(12)には90゜移相器(19)を介し
てそれぞれ供給される。アナログ変調信号がA−D変換
器(20)に供給され、A−D変換器(20)の出力が両乗
算器(11)及び(12)に共通に供給される。 (21)及び(31)はそれぞれ同一構成の補間フィルタ
であって、両補間フィルタ(21)及び(31)の対応する
部分には1の位の数を同じくする符号を付けて重複説明
を省略する。 一方の乗算器(11)の出力が、低域フィルタ(13)を
介して、補間フィルタ(21)の遅延回路(22)及び減算
器(23)に共通に供給され、遅延回路(22)の出力が加
算器(24)に供給されると共に、減算器(23)に減算的
に供給され、減算器(23)の出力が係数乗算器(25)を
介して加算器(24)に供給される。加算器(24)の出力
は一方のレジスタ(26)に供給される。 同様に、他方の乗算器(12)の出力が、低域フィルタ
(14)及び補間フィルタ(31)を介して、他方のレジス
タ(36)に供給される。 両レジスタ(26)及び(36)の出力は電子切換スイッ
チ(41)の固定接点(41a)及び(41b)にそれぞれ供給
される。スイッチ(41)の可動接点(41c)は、符号反
転回路としての、排他的論理和(EXOR)回路(42)の一
方の入力端子に接続され、EXOR回路(42)の出力がD−
A変換器(43)に供給され、D−A変換器(43)の出力
が出力端子OUTに導出される。 周波数が4fC *のクロックパルスが発生器(44)から
D−A変換器(43)及び第1の1/2分周器(45)に供給
され、この分周器(45)の出力がスイッチ(41)に制御
信号として供給されると共に、第2の1/2分周器(46)
に供給される。この分周器(46)の出力がEXOR回路(4
2)の他方の入力端子に供給されると共に、1/2n分周器
(47)に供給され、分周器(47)の出力、即ち周波数が
fSPのサンプリングクロックがA−D変換器(20)に供
給される。 本実施例においては、1/2n分周器(47)の分周比が、
n=3に選定されて、分周器(45)〜(47)の総合分周
比が1/32に設定される。 次に、第2図〜第4図をも参照しながら、補間フィル
タの動作について説明する。 補間フィルタ(21)の遅延線(22)の遅延時間τは、 τ=1/fSP=2n/fC * に設定されており、減算器(23)において、遅延線(2
2)の入力側及び出力側の先行データXi-1及び後続デー
タXiの差(Xi-1−Xi)が求められ、これに係数乗算器
(25)の係数k=1/2mが乗算される。本実施例において
は、 k=1/32,m=5 に選定されているので、実際にはデータを5ビットだけ
シフトすればよい。 係数乗算器(25)の出力(Xi-1−Xi)/32が加算器(2
4)において先行データXi-1に加算されるが、この加算
器(24)は32fSP(=4fC *)のサンプリング周波数で動
作するため、その出力においては、第2図に示すよう
に、両データXi-1及びXiの間が補間データによって直線
的に補間される。 加算器(24)の出力はレジスタ(26)に順次供給さ
れ、このレジスタ(26)はτ時間毎のリセット信号RST
によってリセットされる。 この直線補間演算をデジタルフィルタとして考えたと
き、そのフィルタ係数は、第3図に示すようなインパル
ス応答となる。 また、この補間フィルタの周波数特性を第4図に示
す。第4図では周波数軸は32fSPで規準化されている。
この第4図から明らかなように、補間フィルタの周波数
特性の谷の部分は、サンプリング周波数fSPの基本波及
び高調波と一致しているので、前出第9図に示したよう
な不要の随伴成分を充分に除去することができる。 次に、第5図をも参照しながら、搬送波との乗算につ
いて説明する。 上述の直線補間によるサンプリング周波数変換によっ
て、両レジスタ(26)及び(36)から出力されるデータ
のサンプリング周波数は搬送波周波数fC *の4倍とな
る。そこで、サンプリングのタイミングを適宜に調整し
て、前出第7図の後段の乗算器(15)に供給されるべ
き、周波数がfC *の余弦波のデータは、第5図Aに示す
ように、〔1〕,The present invention relates to a digitally processed SSB modulation circuit and an SSB demodulation circuit. [Summary of the Invention] The present invention performs sampling of a modulation signal at a sampling frequency of 1/2 n of a carrier frequency, performs baseband processing such as 90 ° phase shift, and uses linear interpolation to change the sampling frequency to a carrier frequency. By converting the frequency to four times the frequency, the modulation of the carrier wave and the synthesis of the modulated wave are equivalent to the data selection and sign inversion processing, and an SSB modulation circuit and an SSB demodulation circuit by a simple digital processing are obtained with a simple configuration. It is like that. 2. Description of the Related Art SSB (single sideband) signals are mainly used for long-distance communication in the shortwave band because they have no carrier components, have good power efficiency, and have a narrow bandwidth and a large number of lines. In order to obtain an SSB signal by analog processing, (i) separating only one sideband from a double-sideband signal using a bandpass filter, (ii) using two balanced modulators and a phase demultiplexer, (Iii) performing multi-stage modulation using a low-frequency subcarrier and a high-frequency carrier, and separating only one sideband using a filter; And various other methods are known. [Problems to be Solved by the Invention] In the generation of the SSB signal by the analog processing as described above, a crystal filter having a steep characteristic in a high frequency region must be used as a bandpass filter. A duplexer cannot be obtained easily,
Multi-stage modulation has problems such as a complicated configuration.
Along with analog processing, there are problems such as stability, reproducibility, and difficulty in adjustment. Therefore, the present applicant has disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. 57-84462,
The CCD filter was used as a Hilbert transform filter instead of the phase demultiplexer, and the configuration was simplified by appropriately selecting the phase of the sampling clock.
An SSB modulation circuit using a sampling frequency as a carrier frequency has already been proposed. However, since the proposed circuit includes an analog processing part, the above-mentioned problems such as stability and reproducibility still remain. By the way, with the development of LSI technology in recent years, it has become possible to realize a function equivalent to analog modulation using digital operation. Regarding the generation of an SSB signal by digital signal processing, for example, a Weaver method has been proposed (see US Proc. IRE, December 1956). In a digital SSB modulator, after an analog modulated signal is converted into a digital signal sequence by sampling and quantization, all signal processing is performed by digital operation using a digital filter or the like. The SSB modulation circuit based on the Weaver method is basically configured as shown in FIG. 7, for example. In FIG. 7, a modulated signal having a spectrum as shown in FIG. 8I is supplied in common to the first and second multipliers (11) and (12) from an input terminal 1N, for example, a subcarrier frequency of 2 kHz. It is multiplied (modulated) by the cosine and sine waves of f SC , respectively. Since the subcarrier is within the band of the baseband input signal, as shown in FIGS.
The output of 1) has the same phase in the upper and lower sidebands, and the output of the multiplier (12) has the upper and lower sidebands in opposite phases and overlap each other. The outputs of the multipliers (11) and (12) have a phase difference of 90 ° from each other. The outputs of both multipliers (11) and (12) are digital low-pass filters (13) with a cutoff frequency of 2 kHz.
And (14) are supplied to third and fourth multipliers (15) and (16). Both multipliers (15) and (16) have
A cosine wave and a sine wave (substantial carrier) having a frequency (f C -2) [kHz] of the difference between the carrier frequency of f C [kHz] and the sub-carrier frequency of 2 kHz are supplied, respectively. The sine wave is multiplied by the outputs of the low-pass filters (13) and (14), respectively, and the outputs of the third and fourth multipliers (15) and (16) are shown in FIGS. 8C and D, respectively. Thus, the spectrum is such that the outputs of the low-pass filters (13) and (14) are arranged below the nominal carrier of f C [kHz]. The negative phase components of the outputs of the multipliers (15) and (16) are canceled by the adder (17), and the output of the adder (17) has a carrier frequency of f C [kHz] as shown in FIG. ]
SSB signal. In FIG. 7, the frequency of the sub-carrier and the frequency of the carrier, 2 kHz and (f C
-2) If it is configured to replace [kHz], an SSB demodulation circuit can be obtained. Further, in this specification, for the sake of simplicity, a substantial carrier is also simply referred to as a “carrier”, and is distinguished and described only when particularly necessary. By the way, in the weaver modulation circuit of FIG.
For multiplication of the carrier and the baseband signal in the subsequent stage of the multiplier (15) or the like, the sampling frequency f SP data of the baseband signal, the carrier frequency, to be precise, the nominal carrier frequency f C and subcarrier frequency f Frequency f C of difference from SC
The frequency conversion must be performed at least twice as large as −f SC ≡f C * . In other words, the data must be interpolated. However, the data of the baseband signal, that is, the output of the digital low-pass filter (13), together with the baseband signal shown by the thick line in FIG. Sampling frequency of D converter
signal component is present that accompany the fundamental and harmonics of f SP. Although this accompanying component must be removed by an interpolation filter (digital filter) not shown, f C * >> f
Since it is SP , an extremely narrow band low-pass filter is required as an interpolation filter, which is not only difficult to realize, but also
Also in the SSB demodulation circuit, there is a problem that it is difficult to realize easily by all digital processing. In view of the above, the object of the present invention is relatively simple in configuration and can be easily realized by all digital processing.
An SSB modulation circuit and an SSB demodulation circuit are provided. [Means for Solving the Problems] The present invention relates to a first half of n (n is a natural number) of the carrier frequency.
An analog-to-digital converter for converting an analog modulated signal into a digital signal at a sampling frequency of, a first baseband subcarrier and a 90 ° relative to the first baseband subcarrier. A baseband signal processing means for obtaining a pair of baseband signals by providing a modulator for modulating a second baseband subcarrier having a phase difference with an output of the A / D converter; A pair of sampling frequency converting means for converting the first sampling frequency of the output of the signal processing means into a second sampling frequency four times the carrier frequency by linear interpolation, and a pair of sampling frequency converting means; Selecting means for alternately selecting each output of the means at twice the carrier frequency; and sign inverting means for alternately inverting the sign of the output of the selecting means at the carrier frequency. Out Which is the SSB modulation circuit to obtain a SSB signal into an analog signal. [Operation] According to this configuration, data selection and sign inversion are performed.
This is equivalent to the modulation of a carrier by a baseband signal and the synthesis of a modulated carrier, and SSB modulation by all digital processing is realized with a simple configuration. Embodiment Hereinafter, the present invention will be described with reference to FIGS.
An embodiment of the SSB modulation circuit will be described. FIG. 1 shows the configuration of an embodiment of the present invention. In FIG. 1, parts corresponding to those in FIG. 7 are denoted by the same reference numerals, and a part of the description will be omitted. In FIG. 1, the baseband subcarrier (frequency f
SC ) is supplied from the oscillator (18) directly to one multiplier (11) and to the other multiplier (12) via a 90 ° phase shifter (19). The analog modulated signal is supplied to the AD converter (20), and the output of the AD converter (20) is supplied to both multipliers (11) and (12) in common. (21) and (31) denote interpolation filters having the same configuration. Corresponding portions of both interpolation filters (21) and (31) are denoted by the same reference numerals, and redundant description is omitted. I do. The output of one multiplier (11) is supplied via a low-pass filter (13) to a delay circuit (22) and a subtractor (23) of an interpolation filter (21) in common. The output is supplied to the adder (24), and is supplied to the subtractor (23) in a subtractive manner. The output of the subtracter (23) is supplied to the adder (24) via the coefficient multiplier (25). You. The output of the adder (24) is supplied to one register (26). Similarly, the output of the other multiplier (12) is supplied to the other register (36) via the low-pass filter (14) and the interpolation filter (31). The outputs of both registers (26) and (36) are supplied to fixed contacts (41a) and (41b) of an electronic changeover switch (41), respectively. The movable contact (41c) of the switch (41) is connected to one input terminal of an exclusive OR (EXOR) circuit (42) as a sign inverting circuit, and the output of the EXOR circuit (42) is D-
The signal is supplied to the A converter (43), and the output of the DA converter (43) is led out to the output terminal OUT. A clock pulse having a frequency of 4f C * is supplied from the generator (44) to the DA converter (43) and the first 分 frequency divider (45), and the output of the frequency divider (45) is The switch (41) is supplied as a control signal and a second 1/2 frequency divider (46)
Supplied to The output of this divider (46) is connected to the EXOR circuit (4
2) is supplied to the other input terminal and is also supplied to the 1 / 2n frequency divider (47), and the output of the frequency divider (47), that is, the frequency is
The sampling clock of f SP is supplied to the AD converter (20). In this embodiment, the frequency division ratio of the 1 / 2n frequency divider (47) is
When n = 3, the total frequency division ratio of the frequency dividers (45) to (47) is set to 1/32. Next, the operation of the interpolation filter will be described with reference to FIGS. The delay time τ of the delay line (22) of the interpolation filter (21) is set to τ = 1 / f SP = 2 n / f C * , and the delay line (2
The difference of the preceding data X i-1 and subsequent data X i of the input side and the output side of the 2) (X i-1 -X i) is obtained, which coefficients of the coefficient multipliers (25) to k = 1/2 m is multiplied. In this embodiment, since k = 1/32 and m = 5, data is actually shifted by 5 bits. The output (X i-1 −X i ) / 32 of the coefficient multiplier (25) is the adder (2
Although is added to the preceding data X i-1 in 4), the adder (24) for operating at a sampling frequency of 32f SP (= 4f C *) , in its output, as shown in Figure 2 , between both data X i-1 and X i are linearly interpolated by the interpolation data. The output of the adder (24) is sequentially supplied to a register (26).
Reset by When this linear interpolation calculation is considered as a digital filter, the filter coefficient has an impulse response as shown in FIG. FIG. 4 shows the frequency characteristics of the interpolation filter. In FIG. 4, the frequency axis is normalized at 32f SP .
As apparent from FIG. 4, the valley portions of the frequency characteristic of the interpolation filter is so consistent with the fundamental and harmonics of the sampling frequency f SP, supra unnecessary as shown in FIG. 9 Accompanying components can be sufficiently removed. Next, multiplication with a carrier will be described with reference to FIG. By the sampling frequency conversion by the linear interpolation described above, the sampling frequency of the data output from both registers (26) and (36) becomes four times the carrier frequency f C * . Therefore, the sampling timing is appropriately adjusted, and the data of the cosine wave having the frequency f C * to be supplied to the multiplier (15) in the latter stage of FIG. 7 is as shown in FIG. 5A. And [1],
〔0〕,〔−1〕,[0], [-1],
〔0〕…と考えて
よく、同様に、第7図の乗算器(16)に供給すべき、周
波数がfC *の正弦波のデータは、第5図Bに示すよう
に、Similarly, sine wave data having a frequency f C * to be supplied to the multiplier (16) shown in FIG. 7 can be considered as shown in FIG. 5B.
〔0〕,〔1〕,[0], [1],
〔0〕,〔−1〕…と考えてよ
い。変調処理において、この2相の搬送波の[0], [-1]... In the modulation process, the two-phase carrier wave
〔0〕のデ
ータは不要であるから、第5図Cに示すような繰返し周
波数が2fC *の制御信号に切換制御されるスイッチ(4
1)によって、2相の搬送波のデータ〔1〕及び〔−
1〕のタイミングで、両レジスタ(26)及び(36)の出
力データが選択される。 なお、搬送波のデータがSince the data of [0] is unnecessary, a switch (4 ) whose switching frequency is switched to a control signal of 2f C * as shown in FIG. 5C is controlled.
According to 1), two-phase carrier data [1] and [−
At the timing [1], the output data of both registers (26) and (36) is selected. Note that the carrier data is
〔0〕となるタイミングでは
補間フィルタ(21)及び(31)をそれぞれ休止させるよ
うにしてもよい。 スイッチ(41)で選択された2の補数表示のデータは
EXOR回路(42)に供給される。EXOR回路(42)には、第
5図Dに示すように、同図A,Bの搬送波のデータが〔−
1〕のタイミングで“Hi"となる分周器(46)の出力が
供給されており、これにより、スイッチ(41)で選択さ
れたデータの符号が反転される(データの2進コードが
反転され、LSBに〔1〕が加えられる)。 こうして、本実施例においては、サンプリング周波数
を4fC *に選定することにより、選択スイッチ(41)及
び符号反転回路(42)という簡単な構成で搬送波の直交
変調及び合成を行なうことができて、使用する半導体デ
バイスの価格が低減される。 なお、上述の実施例では、実質的搬送波周波数fC *を
公称搬送波周波数fCと副搬送波周波数fSCの差として説
明したが、勿論、両周波数の和fC+fSCであってもよ
い。 また、サンプリング周波数の変換比は、上述の実施例
に限定されることなく、適宜の2の巾乗に選定すること
ができる。 例えば、搬送波周波数を短波帯下限の近傍にfC *≒3M
Hzに選定すれば、サンプリング周波数をfSP≒12kHzに設
定しても、変換比は210に達する。 更に、本発明は、位相合成法によるSSB変調回路にも
同様に適用することができる。この場合、第1図の実施
例の乗算回路(11)及び(12)に代えて、ベースバンド
内での90゜移相のためのヒルベルトフィルタが使用さ
れ、このヒルベルトフィルタの出力が低域フィルタ(1
3)及び(14)を介して、補間フィルタ(21)及び(3
1)にそれぞれ供給され、以下、第1図の実施例と同様
にしてSSB信号が得られる。 なお、この場合、第1図の実施例と異なり、多段変調
ではないから、サンプリング周波数の基準は公称搬送波
周波数fCとなる。 第1図の実施例によるSSB信号は、変調と概ね逆の処
理により、第6図に示すようなSSB復調回路を用いて復
調される。 第6図において、公称搬送波周波数fCのアナログSSB
信号が入力端子1NからA−D変換器(51)に供給され、
A−D変換器(51)の出力が符号反転回路(52)を介し
て電子切換スイッチ(53)の可動接点(53c)に供給さ
れる。周波数が4fC *のクロックパルスが発生器(54)
からA−D変換器(51)及び第1の1/2分周器(55)に
供給され、この分周器(55)の出力がスイッチ(53)に
制御信号として供給されると共に、第2の1/2分周器(5
6)に供給される。この分周器(56)の出力が反転回路
(52)に供給されると共に、1/2n分周器(57)に供給さ
れる。 スイッチ(53)の固定接点(53a)及び(53b)の出力
が間引き回路(61)及び(62)にそれぞれ供給され、間
引き回路(61)及び(62)の出力が乗算器(63)及び
(64)にそれぞれ供給される。周波数がfSCの副搬送波
が、発振器(65)から、一方の乗算器(63)には直接
に、他方の乗算器(64)には90゜移相器(66)を介して
それぞれ供給され、両乗算器(63)及び(64)の出力
が、加算器(67)で合成されて、D−A変換器(68)に
供給される。このD−A変換器(68)には、分周器(5
7)から周波数がfSP=fC */2nのパルスのサンプリング
クロックとして供給される。 A−D変換器(51)の出力データは、符号反転回路
(52)において、前出第1図のEXOR回路(42)における
と同様のタイミングでその符号を反転され、スイッチ
(53)によって両間引き回路(61)及び(62)に交互に
分配される。間引き回路(61)及び(62)においては、
前出第1図の補間フィルタ(21)及び(31)とは逆の信
号処理によって、入力データのサンプリング周波数が4f
C *からfSP=fC */2nに変換される。両間引き回路(6
1)及び(62)の出力はそれぞれ乗算器(63)及び(6
4)における同期検波の後、加算器(67)で合成されて
D−A変換器(68)に供給され、このD−A変換器(6
8)からアナログ復調信号が出力端子OUTに導出される。 〔発明の効果〕 以上詳述のように、本発明によれば、搬送波周波数の
1/2nの標本化周波数で変調信号の標本化と、90゜移相等
のベースバンド処理を行ない、直線補間を用いて、標本
化周波数を搬送波周波数の4倍に変換するようにしたの
で、搬送波の変調及び被変調波の合成を、データの選択
及び符号反転処理により行なうことができて、簡単な構
成で、全デジタル処理によるSSB変調回路が得られる。At the timing of [0], the interpolation filters (21) and (31) may be respectively deactivated. The data of 2's complement display selected by the switch (41) is
It is supplied to the EXOR circuit (42). As shown in FIG. 5D, the EXOR circuit (42) receives the carrier data of FIGS.
The output of the frequency divider (46) which becomes " Hi " at the timing of [1] is supplied, whereby the sign of the data selected by the switch (41) is inverted (the binary code of the data is (1) is added to the LSB. Thus, in this embodiment, by selecting a sampling frequency of 4f C * , quadrature modulation and synthesis of a carrier can be performed with a simple configuration of the selection switch (41) and the sign inversion circuit (42). The cost of the semiconductor device used is reduced. In the above-described embodiment, the substantial carrier frequency f C * has been described as the difference between the nominal carrier frequency f C and the sub-carrier frequency f SC , but may be, of course, the sum f C + f SC of both frequencies. Further, the conversion ratio of the sampling frequency is not limited to the above-described embodiment, and can be appropriately set to a power of two. For example, if the carrier frequency is set near the lower limit of the short wave band, f C * ≒ 3M
Be selected in Hz, Setting the sampling frequency f SP ≒ 12 kHz, the conversion ratio reaches 2 10. Further, the present invention can be similarly applied to an SSB modulation circuit based on a phase synthesis method. In this case, instead of the multiplication circuits (11) and (12) of the embodiment of FIG. 1, a Hilbert filter for 90 ° phase shift in the base band is used, and the output of this Hilbert filter is a low-pass filter. (1
Via 3) and (14), the interpolation filters (21) and (3)
1), and thereafter, an SSB signal is obtained in the same manner as in the embodiment of FIG. In this case, unlike the embodiment of FIG. 1, not a multi-stage modulation, the reference sampling frequency is the nominal carrier frequency f C. The SSB signal according to the embodiment shown in FIG. 1 is demodulated by using an SSB demodulation circuit as shown in FIG. In FIG. 6, the analog SSB of the nominal carrier frequency f C
A signal is supplied from an input terminal 1N to an AD converter (51),
The output of the AD converter (51) is supplied to the movable contact (53c) of the electronic changeover switch (53) via the sign inverting circuit (52). Frequency 4f C * clock pulse generator (54)
Are supplied to an A / D converter (51) and a first 1/2 frequency divider (55). The output of the frequency divider (55) is supplied to a switch (53) as a control signal, and 2 1/2 divider (5
6) supplied to. The output of the frequency divider (56) is supplied to the inverting circuit (52) and also to the 1 / 2n frequency divider (57). Outputs of the fixed contacts (53a) and (53b) of the switch (53) are supplied to thinning circuits (61) and (62), respectively, and outputs of the thinning circuits (61) and (62) are multipliers (63) and (62). 64) respectively. A subcarrier having a frequency of f SC is supplied from the oscillator (65) directly to one multiplier (63) and to the other multiplier (64) via a 90 ° phase shifter (66). , The outputs of the multipliers (63) and (64) are combined by an adder (67) and supplied to a DA converter (68). The DA converter (68) includes a frequency divider (5
From 7), the pulse is supplied as a sampling clock of a pulse having a frequency of f SP = f C * / 2n . The sign of the output data of the A / D converter (51) is inverted by the sign inverting circuit (52) at the same timing as in the EXOR circuit (42) of FIG. It is alternately distributed to the thinning circuits (61) and (62). In the thinning circuits (61) and (62),
The sampling frequency of the input data is 4f by the signal processing reverse to the interpolation filters (21) and (31) of FIG.
Is converted from C * to f SP = f C * / 2 n. Both thinning circuits (6
The outputs of (1) and (62) are the multipliers (63) and (6), respectively.
After the synchronous detection in 4), the signals are combined by the adder (67) and supplied to the DA converter (68), where the DA converter (6) is used.
From 8), the analog demodulated signal is led to the output terminal OUT. [Effects of the Invention] As described above in detail, according to the present invention, the carrier frequency
Since the modulation signal was sampled at a sampling frequency of 1/2 n and baseband processing such as 90 ° phase shift was performed, the sampling frequency was converted to four times the carrier frequency using linear interpolation. Modulation of a carrier wave and synthesis of a modulated wave can be performed by data selection and sign inversion processing, and an SSB modulation circuit with a simple configuration and all digital processing can be obtained.
第1図は本発明のSSB変調回路による一実施例の構成を
示すブロック図、第2図〜第4図は第1図の一実施例の
要部の動作を説明するための概念図及び特性曲線図、第
5図は一実施例の他の要部の動作を説明するためのタイ
ムチャート、第6図は本発明の説明のためのSSB復調回
路の構成を示すブロック図、第7図及び第8図は従来の
SSB変調回路の構成例を示すブロック図及びその動作を
説明するためのスペクトル図、第9図は本発明の説明の
ためのスペクトル図である。 (11),(12)は乗算器、(18)は副搬送波発振器、
(19)は90゜移相器、(20)はA−D変換器、(21),
(31)は補間フィルタ、(41)は選択スイッチ、(42)
は符号反転回路、(43)はD−A変換器、(44)はサン
プリングクロック発生器、fCは公称搬送波周波数、fC *
は実質的搬送波周波数である。FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of an embodiment using an SSB modulation circuit according to the present invention, and FIGS. 2 to 4 are conceptual diagrams and characteristics for explaining the operation of the main part of the embodiment of FIG. FIG. 5 is a time chart for explaining the operation of another main part of the embodiment, FIG. 6 is a block diagram showing the configuration of an SSB demodulation circuit for explaining the present invention, FIG. FIG. 8 shows a conventional
FIG. 9 is a block diagram showing a configuration example of the SSB modulation circuit and a spectrum diagram for explaining its operation, and FIG. 9 is a spectrum diagram for explaining the present invention. (11) and (12) are multipliers, (18) is a subcarrier oscillator,
(19) is a 90 ° phase shifter, (20) is an AD converter, (21),
(31) is an interpolation filter, (41) is a selection switch, (42)
Is a sign inversion circuit, (43) is a DA converter, (44) is a sampling clock generator, f C is a nominal carrier frequency, f C *
Is the effective carrier frequency.
Claims (4)
の標本化周波数でアナログ変調信号をデジタル信号に変
換するA−D変換器と、 第1のベースバンドの副搬送波と該第1のベースバンド
の副搬送波に対してこれと相対的に90゜の位相差を持た
せた第2のベースバンドの副搬送波を上記A−D変換器
出力で変調する変調器を設けて、1対のベースバンド信
号を得るベースバンド信号処理手段と、 該ベースバンド信号処理手段の出力の上記第1の標本化
周波数を直線補間により上記搬送周波数の4倍の第2の
標本化周波数にそれぞれ変換する1対の標本化周波数変
換手段と、 該1対の標本化周波数変換手段の各出力を上記搬送波周
波数の2倍の周波数で交互に選択する選択手段と、 該選択手段の出力の符号を上記搬送波周波数で交互に反
転する符号反転手段とを有し、 該符号反転手段のデジタル出力をアナログ信号に変換し
てSSB信号を得ることを特徴とするSSB変調回路。A first frequency of 1/2 n (n is a natural number) of a carrier frequency;
An analog-to-digital converter that converts an analog modulated signal into a digital signal at a sampling frequency of: a first baseband subcarrier and a first baseband subcarrier that is 90 ° relative to the first baseband subcarrier. A baseband signal processing means for obtaining a pair of baseband signals by providing a modulator for modulating a second baseband subcarrier having a phase difference with the output of the A / D converter; A pair of sampling frequency converting means for converting the first sampling frequency of the output of the processing means into a second sampling frequency four times the carrier frequency by linear interpolation, respectively; Selecting means for alternately selecting each output of the converting means at twice the carrier frequency; and sign inverting means for alternately inverting the sign of the output of the selecting means at the carrier frequency. Means digital An SSB modulation circuit, which converts a digital output to an analog signal to obtain an SSB signal.
において、上記変調器として乗算回路を使用したことを
特徴とするSSB変調回路。2. The SSB modulation circuit according to claim 1, wherein a multiplication circuit is used as said modulator.
において、上記変調器としてヒルベルトフィルターを使
用したことを特徴とするSSB変調回路。3. The SSB modulation circuit according to claim 1, wherein a Hilbert filter is used as said modulator.
数信号に基づきデジタル信号に変換するA−D変換器
と、 該A−D変換器からのデジタル化信号を上記搬送波周波
数で交互に反転する符号反転手段と、 入力データのサンプリング周波数を4倍の上記搬送周波
数から上記搬送波周波数の1/2n(nは自然数)に変換す
る一対の間引き回路と、 上記符号反転回路からの信号を、上記一対の間引き回路
に対して上記搬送波周波数の2倍の周波数で交互に供給
する選択手段と、 第1のベースバンドの副搬送と該第1のベースバンドの
副搬送に対してこれと相対的に90゜の位相差をもたせた
第2のベースバンドの副搬送波を発生する副搬送波生成
手段と、 上記一対の間引き回路からの各々の出力を上記第1のベ
ースバンドの副搬送波で同期検波する一方の復調手段
と、 上記一対の間引き回路からの各々の出力を上記第2のベ
ースバンドの副搬送波で同期検波する他方の復調手段
と、 上記一方及び他方の復調手段からの出力信号を加算する
加算手段と、 上記加算手段からの出力を上記搬送周波数の1/2nの周波
数信号でアナログ信号に変換するD−A変換器とよりな
ることを特徴とするSSB復調回路。4. An A / D converter for converting an SSB modulated signal into a digital signal based on a frequency signal four times the carrier frequency, and a digitized signal from the A / D converter is alternately inverted at the carrier frequency. A pair of thinning circuits for converting the sampling frequency of input data from the carrier frequency of 4 times to 1/2 n (n is a natural number) of the carrier frequency, and a signal from the sign inverting circuit. Selecting means for alternately supplying the pair of decimation circuits at a frequency twice as high as the carrier frequency; and a subcarrier of the first baseband and a subcarrier of the first baseband relative thereto. And a subcarrier generating means for generating a second baseband subcarrier having a phase difference of 90 °, and synchronously detecting each output from the pair of decimation circuits with the first baseband subcarrier. One demodulation means, the other demodulation means for synchronously detecting each output from the pair of decimation circuits with the second baseband subcarrier, and the output signals from the one and other demodulation means are added. An SSB demodulation circuit comprising: an adding unit; and a DA converter that converts an output from the adding unit into an analog signal using a frequency signal of 1/2 n of the carrier frequency.
Priority Applications (1)
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JP1299187A JP2625696B2 (en) | 1987-01-22 | 1987-01-22 | SSB modulation circuit |
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JPS63181509A JPS63181509A (en) | 1988-07-26 |
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