JP2619423B2 - Power supply - Google Patents
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Description
【発明の詳細な説明】 ［技術分野］ 本発明は電源装置に関するものである。Description: TECHNICAL FIELD The present invention relates to a power supply device.
［背景技術］ 低い電圧の交流電源から、この交流電源電圧の零−ピ
ーク値より高い直流電圧を得たい場合がある。第３図は
交流電源１の電圧Vsの零−ピーク値とほぼ同じ高さの直
流電圧を得るための電源装置の回路を示している。この
回路において交流電源１をトランスで昇圧して得た交流
電圧を入力電源とすることにより、交流電源１の電圧Vs
の零−ピーク値より高い直流電圧を得ることは容易に考
えられることである。第４図にその考えに基づいて交流
電源１の電圧Vsの零−ピーク値とほぼ同じ高さの直流電
圧を得るように構成した従来例装置を示しており、交流
電源１の電圧Vsを昇圧するトランス８の１次、２次の巻
数比を、例えばN1:N2＝1:2に選べば交流電源１の電圧Vs
の零−ピーク値のほぼ２倍の直流出力が得られる電源装
置を実現している。BACKGROUND ART There is a case where it is desired to obtain a DC voltage higher than a zero-peak value of the AC power supply voltage from a low-voltage AC power supply. FIG. 3 shows a power supply circuit for obtaining a DC voltage having substantially the same height as the zero-peak value of the voltage Vs of the AC power supply 1. In this circuit, an AC voltage obtained by boosting the AC power supply 1 with a transformer is used as an input power supply, so that a voltage Vs of the AC power supply 1 is obtained.
Obtaining a DC voltage higher than the zero-peak value of is easily conceivable. FIG. 4 shows a conventional device configured to obtain a DC voltage having substantially the same height as the zero-peak value of the voltage Vs of the AC power supply 1 based on the above idea. If the primary / secondary turns ratio of the transformer 8 is selected to be, for example, N 1 : N 2 = 1: 2, the voltage Vs of the AC power supply 1
And a power supply device capable of obtaining a DC output almost twice as large as the zero-peak value.
次にこの従来装置の基本となる第３図回路について説
明する。Next, the circuit of FIG. 3 which is the basis of this conventional device will be described.
この回路は交流電源１にインダクタンス素子２を介し
て接続した全波整流器３の出力端と、交流電源１にキャ
パシタンス素子４を介して接続した全波整流器６の出力
端とを共通の平滑コンデンサ５に接続した構成となって
いる。図において接続されている負荷７に直流電圧を高
周波交流電圧に変換するインバータ装置等である。In this circuit, the output terminal of a full-wave rectifier 3 connected to an AC power supply 1 via an inductance element 2 and the output terminal of a full-wave rectifier 6 connected to the AC power supply 1 via a capacitance element 4 share a common smoothing capacitor 5. It is configured to be connected to It is an inverter device or the like that converts a DC voltage to a high-frequency AC voltage to a load 7 connected in the figure.
この第３図回路の動作は次の通りである。 The operation of the FIG. 3 circuit is as follows.
即ち今第５図（ａ）に示す交流電源１の電圧Vsが正の
サイクルの開始時にあるとすると、この時点では既にキ
ャパシタンス素子４は第５図（ｄ）に示すように電荷が
貯まっており、図示するようにマイナスの電位をもって
いる。この電位の向きは交流電源１の正の半サイクルの
向きと同じである。やがて電源電圧Vsが高くなり、キャ
パシタンス素子４の電圧Vcを加えた電圧が第５図（ａ）
に示す平滑コンデンサ５の電圧VDCと等しくなる。That is, assuming that the voltage Vs of the AC power supply 1 shown in FIG. 5 (a) is at the start of a positive cycle, at this time, the capacitance element 4 has already accumulated electric charge as shown in FIG. 5 (d). Has a negative potential as shown in FIG. The direction of this potential is the same as the direction of the positive half cycle of the AC power supply 1. Eventually, the power supply voltage Vs increases, and the voltage obtained by adding the voltage Vc of the capacitance element 4 becomes the voltage shown in FIG.
The voltage V DC of the smoothing capacitor 5 shown in FIG.
すると、キャパシタンス素子４を介した全波整流器６
へ交流電源１から第５図（ｃ）に示す電源Iincが流れ始
める。この電流Iincによってキャパシタンス素子４は初
めと逆向きに電荷が充電され、電源電圧Vsと逆向きに電
圧を持つようになる。このキャパシタンス素子４の電圧
Vcと平滑コンデンサ５の電圧VDCとの和が、電源電圧Vs
と等しくなると、キャパシタンス素子４を介して流れる
電流Iincは流れなくなる。このときのキャパシタンス素
子４に蓄えられている電荷は交流電源１の負のサイクル
まで維持される。Then, the full-wave rectifier 6 via the capacitance element 4
The power supply Iinc shown in FIG. The current Iinc charges the capacitance element 4 in a direction opposite to the first direction, and has a voltage in a direction opposite to the power supply voltage Vs. The voltage of this capacitance element 4
The sum of Vc and the voltage VDC of the smoothing capacitor 5 is the power supply voltage Vs
, The current Iinc flowing through the capacitance element 4 stops flowing. The charge stored in the capacitance element 4 at this time is maintained until the negative cycle of the AC power supply 1.
一方インダクタンス素子２を介する全波整流器３への
電流IinLは電源電圧Vsが平滑コンデンサ５の電圧VDCと
等しくなったとき流れ始め、次に電源電圧Vsがピーク値
を越えて下がって電圧VDCと等しくなるまで第５図
（ｅ）に示すように増加する。この後電源電圧Vsが電圧
VDCより低くなっても、インダクタンス素子２に発生す
る誘起電圧のためしばらく電流IinLは減少しながらも流
れ続けてやがて零になり、交流電源１の正の半サイクル
が終了する。負の半サイクルも全く同様な理由で各電源
が流れる。On the other hand, the current Iin L to the full-wave rectifier 3 via the inductance element 2 starts to flow when the power supply voltage Vs becomes equal to the voltage VDC of the smoothing capacitor 5, and then the power supply voltage Vs falls beyond the peak value and the voltage Vin It increases as shown in FIG. 5 (e) until it becomes equal to DC . After this, the power supply voltage Vs
Even if the voltage becomes lower than V DC, the current Iin L continues to flow while decreasing for a while due to the induced voltage generated in the inductance element 2, and eventually becomes zero, and the positive half cycle of the AC power supply 1 ends. In the negative half cycle, each power supply flows for exactly the same reason.
従って第３図回路を用いた第４図の回路も全く同様の
理由でインダクタンス素子２、キャパシタンス素子４に
電流IinL、Iincが夫々流れる。Therefore, in the circuit of FIG. 4 using the circuit of FIG. 3, currents Iin L and Iinc flow through the inductance element 2 and the capacitance element 4, respectively, for exactly the same reason.
しかしながらこの第４図回路で所望の電圧の直流を得
るためには昇圧用のトランス８が必要となり、そのため
大型且つ高価になるという欠点が有る上に、第５図
（ｂ）に示すように入力電流Iinに休止期間t0が存在す
るため、入力力率を高くし、入力電流歪みを小さくしょ
うとすれば、入力電流Iinの導通期間を更に広げなけれ
ばならない。However, in order to obtain a DC of a desired voltage in the circuit of FIG. 4, a transformer 8 for boosting is required, which is disadvantageous in that it is large and expensive. because there are rest period t 0 to the current Iin, it increases the input power factor, if you'll reduce input current distortion must further widen the conduction period of the input current Iin.
このためにはインダクタンス素子２のインダクタンス
素子Ｌのインダクタンス値を大きくして誘導起電力を大
きくすることで、導通期間を広げることが考えられる
が、インダクタンス素子２の値を大きくすると、インダ
クタンス素子２と平滑コンデンサ５との電源電圧Vsの分
圧において、インダクタンス素子２の割合が大きくな
り、平滑コンデンサ５に十分高い電圧が得られない上に
装置が大型化し、コストが高くなるという欠点が有る。For this purpose, it is conceivable that the conduction period is extended by increasing the inductance value of the inductance element L of the inductance element 2 to increase the induced electromotive force. However, when the value of the inductance element 2 is increased, In the division of the power supply voltage Vs with the smoothing capacitor 5, the ratio of the inductance element 2 is increased, so that a sufficiently high voltage cannot be obtained in the smoothing capacitor 5, and the size of the device is increased, resulting in a disadvantage that the cost is increased.
［発明の目的］ 本発明は上述の問題点を鑑みて為されたもので、その
目的とするところはトランスを用いることなく低電圧交
流電源から高い直流電圧が得られ、しかも高入力力率で
且つ入力電流の歪みが小さく、安価で小型に製作できる
電源装置を提供するにある。[Object of the Invention] The present invention has been made in view of the above-mentioned problems, and an object of the present invention is to obtain a high DC voltage from a low-voltage AC power supply without using a transformer, and to obtain a high input power factor Another object of the present invention is to provide a power supply device which is small in input current distortion, inexpensive and can be manufactured in a small size.
［発明の開示］ 本発明は誘導性リアクタンスの一端を交流電源に接続
するとともに順方向に接続した第１のダイオードと第２
のダイオードとの直列回路の中間接続点に上記誘導性リ
アクタンスの他端に接続し、上記第１、第２のダイオー
ドの直列回路の両端に平滑コンデンサを２個直列接続
し、上記２個の平滑コンデンサの中間接続点に交流電源
の他端を接続して第１の倍電圧整流回路を形成し、上記
２個の平滑コンデンサの直列回路の両端に順方向に接続
した第３のダイオードと第４のダイオードの直列回路を
接続し、上記第３、第４のダイオードの中間接続点にキ
ャパシタンス素子とインダクタンス素子の直列回路から
なる容量性リアクタンスの一端を接続し、該容量性リア
クタンスの他端を上記誘導性リアクタンスと交流電源と
の接続点に接続して第２の倍電圧整流回路を形成するこ
とで、トランスを用いずとも、交流電源の電圧の零−ピ
ーク値のほぼ倍の直流電圧が得られ且つ入力電流の導通
期間を広げて入力力率を高くし、入力電流歪を小さくす
ることができ、また、容量性リアクタンスを構成するリ
アクタンス素子によって入力電流歪みをさらに小さくし
て入力電流の波形を滑らかにすることができるという特
徴がある。DISCLOSURE OF THE INVENTION The present invention relates to a first diode connected to an AC power source at one end of an inductive reactance and a second diode connected in a forward direction.
The other end of the inductive reactance is connected to an intermediate connection point of the series circuit with the diode, and two smoothing capacitors are connected in series to both ends of the series circuit of the first and second diodes. The other end of the AC power supply is connected to the intermediate connection point of the capacitor to form a first voltage doubler rectifier circuit, and the third diode and the fourth diode connected in the forward direction to both ends of the series circuit of the two smoothing capacitors Is connected to one end of a capacitive reactance composed of a series circuit of a capacitance element and an inductance element, and the other end of the capacitive reactance is connected to the intermediate connection point of the third and fourth diodes. By forming a second voltage doubler rectifier circuit by connecting to a connection point between the inductive reactance and the AC power supply, a direct voltage almost twice the zero-peak value of the AC power supply voltage can be obtained without using a transformer. Voltage can be obtained and the conduction period of the input current can be extended to increase the input power factor and reduce the input current distortion. Also, the input current distortion can be further reduced by the reactance elements constituting the capacitive reactance, and the input current can be reduced. There is a feature that the current waveform can be smoothed.
以下本発明を実施例により説明する。 Hereinafter, the present invention will be described with reference to examples.
実施例 本実施例は第１図に示すように交流電源１、誘導性リ
アクタンスたるインダクタンス素子２、第１のダイオー
ドD1、第２のダイオードD2、平滑コンデンサ5a,5bから
なる第１の倍電圧整流回路と、容量性リアクタンスたる
キャパシタンス素子４とインダクタンス素子９の直列回
路、第３のダイオードD3、第４のダイオードD4、平滑コ
ンデンサ5a,5bからなる第２の倍電圧整流回路とで構成
されている。Example This example AC power source 1 as shown in FIG. 1, the inductive reactance serving inductance element 2, a first diode D 1, a second diode D 2, a smoothing capacitor 5a, a first fold consisting 5b A voltage rectifier circuit, a series circuit of a capacitance element 4 and an inductance element 9 serving as capacitive reactance, a second voltage doubler rectifier circuit including a third diode D 3 , a fourth diode D 4 , and smoothing capacitors 5a and 5b. It is configured.
次に本実施例の動作を第２図の波形図に基づいて説明
する。Next, the operation of this embodiment will be described with reference to the waveform diagram of FIG.
今第２図（ａ）に示す交流電源１の電圧Vsの正の半サ
イクルの開始時にあるとすると、キャパシタンス素子４
は交流電源１の正サイクルと同じ向きに電位を持ってい
る。電源電圧Vsが高くなると、やがてキャパシタンス素
子４の電圧Vcと電源電圧Vsの和が平滑コンデンサ5aの電
圧Vcaと等しくなる。すると交流電源１からキャパシタ
ンス素子４へ第２図（ｃ）に示すように電流Iincが流れ
る。キャパシタンス素子４に電流Iincが流れ続けるとキ
ャパシタンス素子４は初めと逆向きに充電され、電源電
圧Vsと逆向きの電圧Vcを持つようになる。そしてキャパ
シタンス素子４の電圧Vcと平滑コンデンサ5aの電圧Vca
との和が電源電圧Vsと等しくなると、キャパシタンス素
子４を介する電流は流れなくなる。ここで、キャパシタ
ンス素子４にはインダクタンス素子９が直列に接続され
ているため、電流Iinc延いては入力電流Iinの波形が滑
らかになるものである。Assuming that there is a start of a positive half cycle of the voltage Vs of the AC power supply 1 shown in FIG.
Have a potential in the same direction as the positive cycle of the AC power supply 1. When the power supply voltage Vs increases, the sum of the voltage Vc of the capacitance element 4 and the power supply voltage Vs eventually becomes equal to the voltage Vca of the smoothing capacitor 5a. Then, a current Iinc flows from the AC power supply 1 to the capacitance element 4 as shown in FIG. When the current Iinc continues to flow through the capacitance element 4, the capacitance element 4 is charged in the opposite direction from the beginning, and has a voltage Vc opposite to the power supply voltage Vs. The voltage Vc of the capacitance element 4 and the voltage Vca of the smoothing capacitor 5a
Is equal to the power supply voltage Vs, the current through the capacitance element 4 stops flowing. Here, since the inductance element 9 is connected to the capacitance element 4 in series, the waveform of the current Iinc and thus the waveform of the input current Iin are smoothed.
このときのキャパシタンス素子４の電荷は負の半サイ
クルまで維持される。次にインダクタンス素子４を介し
て流れる第２図（ｄ）に示す電流IinLは電源電圧Vsが平
滑コンデンサ5aの電圧Vcaと等しくなると流れ始める。
平滑コンデンサ5aの電圧Vcaは次第に上昇していくのに
対して、電源電圧Vsはピーク値に達して下がるため、再
び両者の電圧VcaとVsが等しくなる。この間は電源電圧V
sの方が平滑コンデンサ5aの電圧Vcaより高いので、イン
ダクタンス素子２に流れる電流IinLは増加して行く。や
がて電源電圧Vsが平滑コンデンサ5aの電圧Vcaより低く
なると、インダクタンス素子４の誘起電圧によって、し
ばらく電流IinLは流れ続けるが、やがて零になり、正の
半サイクルが終了する。平滑コンデンサ5aは次の正の半
サイクルまで負荷７に電流を放出するのみである。At this time, the charge of the capacitance element 4 is maintained until a negative half cycle. Next, the current Iin L shown in FIG. 2D flowing through the inductance element 4 starts to flow when the power supply voltage Vs becomes equal to the voltage Vca of the smoothing capacitor 5a.
While the voltage Vca of the smoothing capacitor 5a gradually increases, the power supply voltage Vs reaches a peak value and decreases, so that the voltages Vca and Vs of the two become equal again. During this time, the power supply voltage V
Since s is higher than the voltage Vca of the smoothing capacitor 5a, the current Iin L flowing through the inductance element 2 increases. When the power supply voltage Vs eventually becomes lower than the voltage Vca of the smoothing capacitor 5a, the current Iin L continues to flow for a while due to the induced voltage of the inductance element 4, but eventually becomes zero, and the positive half cycle ends. Smoothing capacitor 5a only emits current to load 7 until the next positive half cycle.
さて負の半サイクルでは平滑コンデンサ5bに上述と同
様の電流が流れる。従って一つの平滑コンデンサ5a又は
5bは正の半サイクル又は負の半サイクルのどちらか一方
でしか充電されず、電荷の放出時間が長いので、全波整
流のときに比べて電流が流れ始めるときの平滑コンデン
サ5a又は5bの電圧Vca又はVcbがわずかに低く、そのため
第２図（ｂ）に示す入力電流Iinは大きくなる。よって
キャパシタンス素子４並びにインダクタンス素子９に流
れる電流Iincも第２図（ｃ）に示すように大きくなるの
で、キャパシタンス素子４に発生する電圧Vcが高くな
る。従って、平滑コンデンサ5a又は5bの電圧Vca又はVcb
の低下と相まって電源電圧Vsが全波整流のときより低い
電圧で、キャパシタンス素子４の電圧Vcとの和が平滑コ
ンデンサ5a又は5bの電圧Vca又はVcbと等しくなる。Now, in the negative half cycle, the same current as described above flows through the smoothing capacitor 5b. Therefore, one smoothing capacitor 5a or
5b is charged only in either the positive half cycle or the negative half cycle, and since the charge is released for a long time, the voltage of the smoothing capacitor 5a or 5b when the current starts to flow as compared with the full-wave rectification Vca or Vcb is slightly lower, so that the input current Iin shown in FIG. Therefore, the current Iinc flowing through the capacitance element 4 and the inductance element 9 also increases as shown in FIG. 2C, so that the voltage Vc generated in the capacitance element 4 increases. Therefore, the voltage Vca or Vcb of the smoothing capacitor 5a or 5b
And the sum of the power supply voltage Vs and the voltage Vc of the capacitance element 4 becomes equal to the voltage Vca or Vcb of the smoothing capacitor 5a or 5b.
よって、キャパシタンス素子４の電流Iincの流れ初め
は電源電圧Vsの半サイクルの前方へずれる。一方電源電
圧Vsと平滑コンデンサ5a又は5bの電圧Vca又はVcbとの差
もキャパシタンス素子４の電圧Vcも共に大きくなるの
で、電流Iincが流れなくなる時期は殆どずれない。結局
キャパシタンス素子４に流れる電流Iincの導通期間は電
源電圧Vsの半サイクルの前方に広がることになる。また
インダクタンス素子４に流れる電流IinLも大きくなる。
従って電源電圧Vsが平滑コンデンサ5a又は5bの電圧Vca
又はVcbより低くなってから、インダクタンス素子２に
誘電起電力が発生して電流IinL流れ続ける期間が長くな
る。一方全波整流のときに比べて平滑コンデンサ5a,5b
の電圧Vca,Vcbは僅かに下がるだけなので、上昇時の電
源電圧Vsと平滑コンデンサ5a又は5bの電圧Vca又はVcbと
が等しくなる時期は殆ど変わらない。即ちインダクタン
ス素子２の電流IinLの流れ始める時期は殆ど変わらな
い。結局インダクタンス素子２に流れる電流IinLの導通
期間は電源電圧Vsの半サイクルの後方へ広がる。よって
入力電流Iinの休止期間t0が短くなるので、高入力力率
で且つ、入力電流Iinの歪みが小とな。以上の本発明で
はトランスを使用せずにインダクタンス値の小さなイン
ダクタンス素子２とキャパシタンス素子で低い交流電源
１の電圧Vsから交流入力の零−ピーク値より高い直流出
力電圧を得られ、しかもキャパシタンス素子４とインダ
クタンス素子９の直列回路により容量性リアクタンスを
構成しているため、キャパシタンス素子４に流れる電流
Iincの波形は第２図（ｃ）のように滑らかになって、結
果第２図（ｂ）のように入力電流Iinの歪みを更に小さ
くできるとともに、高入力力率で、入力電流歪みが小さ
い電源装置が実現できる。Therefore, the beginning of the flow of the current Iinc of the capacitance element 4 is shifted forward by a half cycle of the power supply voltage Vs. On the other hand, the difference between the power supply voltage Vs and the voltage Vca or Vcb of the smoothing capacitor 5a or 5b and the voltage Vc of the capacitance element 4 both increase, so that the timing when the current Iinc stops flowing hardly shifts. Eventually, the conduction period of the current Iinc flowing through the capacitance element 4 spreads before a half cycle of the power supply voltage Vs. Also, the current Iin L flowing through the inductance element 4 increases.
Therefore, the power supply voltage Vs is equal to the voltage Vca of the smoothing capacitor 5a or 5b.
Or from lower than Vcb, the period continue to flow current Iin L becomes longer the inductance element 2 induced electromotive force is generated. On the other hand, smoothing capacitors 5a, 5b
Since the voltages Vca and Vcb only slightly decrease, the time when the power supply voltage Vs at the time of rising and the voltage Vca or Vcb of the smoothing capacitor 5a or 5b become equal hardly changes. That is, the timing at which the current Iin L of the inductance element 2 starts flowing hardly changes. Eventually, the conduction period of the current Iin L flowing through the inductance element 2 extends after a half cycle of the power supply voltage Vs. Thus since the rest period t 0 of the input current Iin becomes short, and a high input power factor, distortion of the input current Iin ne small and. In the present invention described above, a DC output voltage higher than the zero-peak value of the AC input can be obtained from the low voltage Vs of the AC power supply 1 by using the inductance element 2 and the capacitance element having a small inductance value without using a transformer. And the inductance element 9 form a capacitive reactance, so that a current flowing through the capacitance element 4
The waveform of Iinc is smoothed as shown in FIG. 2 (c), and as a result, the distortion of the input current Iin can be further reduced as shown in FIG. A power supply can be realized.
尚本実施例の負荷７は所謂ハーフブリッジ式インバー
タ装置からなり、このインバータ装置では発振器CO1,CO
2で交互にトランジスタQ1,Q2をスイッチングさせて、イ
ンダクタンス素子L1、コンデンサC3、放電灯laとコンデ
ンサC4の並列回路に振動電流を流して放電灯laを高周波
点灯させるようになっている。The load 7 of the present embodiment is composed of a so-called half-bridge type inverter device. In this inverter device, the oscillators CO 1 and CO
The transistors Q 1 and Q 2 are alternately switched by 2 so that an oscillating current flows through the parallel circuit of the inductance element L 1 , the capacitor C 3 , and the discharge lamp la and the capacitor C 4 to light the discharge lamp la at high frequency. ing.
［発明の効果］ 本発明は誘電性リアクタンスの一端を交流電源に接続
するとともに順方向に接続した第１のダイオードと第２
のダイオードとの直列回路の中間接続点に上記誘導性リ
アクタンスの他端を接続し、上記第１、第２のダイオー
ドの直列回路の両端に平滑コンデンサを２個直列接続
し、上記２個の平滑コンデンサの中間接続点に交流電源
の他端を接続して第１の倍電圧整流回路を形成し、上記
２個の平滑コンデンサの直列回路の両端に順方向に接続
した第３のダイオードと第４のダイオードの直列路を接
続し、上記第３、第４のダイオードの中間接続点にキャ
パシタンス素子とインダクタンス素子の直列回路からな
る容量性リアクタンスの一端を接続し、該容量性リアク
タンスの他端を上記誘導性リアクタンスと交流電源との
接続点に接続して第２の倍電圧整流回路を形成してある
から、トランスを用いて交流電源電圧を上昇させること
なく、またインダクタンス値の大きなインダクタンス素
子を用いることなく低い交流電源電圧をその零−ピーク
値より高い直流出力電圧に変換することができ、しかも
入力電流の休止期間を短くすることができ、入力力率が
高く且つ入力電流歪みが小さくなるものであって、しか
も使用するインダクタンス素子が大型にならず、しか
も、キャパシタンス素子とインダクタンス素子の直列回
路から容量性リアクタンスを構成しているため、電流波
形を滑らかにすることができ、結果入力電流の歪みを更
に小さくできるから製作コストも安価となる上に装置も
大型にならないという効果を奏する。[Effects of the Invention] The present invention connects a first diode having one end of a dielectric reactance to an AC power source and a second diode connected in a forward direction.
The other end of the inductive reactance is connected to an intermediate connection point of the series circuit with the diode, and two smoothing capacitors are connected in series to both ends of the series circuit of the first and second diodes. The other end of the AC power supply is connected to the intermediate connection point of the capacitor to form a first voltage doubler rectifier circuit, and the third diode and the fourth diode connected in the forward direction to both ends of the series circuit of the two smoothing capacitors Are connected to one end of a capacitive reactance composed of a series circuit of a capacitance element and an inductance element, and the other end of the capacitive reactance is connected to the intermediate connection point between the third and fourth diodes. Since the second voltage doubler rectifier circuit is formed by connecting to the connection point between the inductive reactance and the AC power supply, the transformer is not used to raise the AC power supply voltage, A low AC power supply voltage can be converted to a DC output voltage higher than its zero-peak value without using an inductance element having a large inductance value, and the idle period of the input current can be shortened, resulting in a high input power factor. In addition, the input current distortion is reduced, and the inductance element used is not increased in size. In addition, since the capacitive reactance is formed by a series circuit of the capacitance element and the inductance element, the current waveform is smoothed. As a result, the distortion of the input current can be further reduced, so that the manufacturing cost is reduced and the device is not increased in size.
【図面の簡単な説明】 第１図は本発明の実施例の回路図、第２図は同上の動作
説明波系図、第３図は従来例の基本となる回路図、第４
図は従来例の回路図、第５図は第３図回路の動作説明用
波形図である。 １……交流電源、２……インダクタンス素子、４……キ
ャパシタンス素子、5a,5b……平滑コンデンサ、D1〜D4
……ダイオード、９……インダクタンス素子である。BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS FIG. 1 is a circuit diagram of an embodiment of the present invention, FIG. 2 is an operation explanatory wave diagram of the embodiment, FIG. 3 is a basic circuit diagram of a conventional example, FIG.
FIG. 5 is a circuit diagram of a conventional example, and FIG. 5 is a waveform diagram for explaining the operation of the circuit of FIG. 1 ...... AC power source, 2 ...... inductance element, 4 ...... capacitance element, 5a, 5b ...... smoothing capacitor, D 1 to D 4
... Diode, 9 ... inductance element.
Claims (1)
続するとともに順方向に接続した第１のダイオードと第
２のダイオードとの直列回路の中間接続点に上記誘導性
リアクタンスの他端を接続し、上記第１、第２のダイオ
ードの直列回路の両端に平滑コンデンサを２個直列接続
し、上記２個の平滑コンデンサの中間接続点に交流電源
の他端を接続して第１の倍電圧整流回路を形成し、上記
２個の平滑コンデンサの直列回路の両端に順方向に接続
した第３のダイオードと第４のダイオードの直列回路を
接続し、上記第３、第４のダイオードの中間接続点にキ
ャパシタンス素子とインダクタンス素子の直列回路から
なる容量性リアクタンスの一端を接続し、該容量性リア
クタンスの他端を上記誘導性リアクタンスと交流電源と
の接続点に接続して第２の倍電圧整流回路を形成して成
ることを特徴とする電源装置。1. An inductive reactance having one end connected to an AC power source and the other end of the inductive reactance connected to an intermediate connection point of a series circuit of a first diode and a second diode connected in a forward direction. Two first smoothing capacitors are connected in series at both ends of the series circuit of the first and second diodes, and the other end of the AC power supply is connected to an intermediate connection point of the two smoothing capacitors to perform first voltage doubler rectification. A circuit is formed, a series circuit of a third diode and a fourth diode connected in the forward direction is connected to both ends of the series circuit of the two smoothing capacitors, and an intermediate connection point between the third and fourth diodes Is connected to one end of a capacitive reactance formed of a series circuit of a capacitance element and an inductance element, and the other end of the capacitive reactance is connected to a connection point between the inductive reactance and the AC power supply. Power apparatus characterized by comprising forming a second voltage doubler rectifier circuit.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62260056A JP2619423B2 (en) | 1987-10-15 | 1987-10-15 | Power supply |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62260056A JP2619423B2 (en) | 1987-10-15 | 1987-10-15 | Power supply |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01103165A JPH01103165A (en) | 1989-04-20 |
| JP2619423B2 true JP2619423B2 (en) | 1997-06-11 |
Family
ID=17342691
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62260056A Expired - Lifetime JP2619423B2 (en) | 1987-10-15 | 1987-10-15 | Power supply |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2619423B2 (en) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE10241304A1 (en) * | 2002-09-04 | 2004-03-18 | Patent-Treuhand-Gesellschaft für elektrische Glühlampen mbH | Operating circuit with improved power supply of a driver circuit |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0828973B2 (en) * | 1987-10-08 | 1996-03-21 | ニチコン株式会社 | Rectifier |
-
1987
- 1987-10-15 JP JP62260056A patent/JP2619423B2/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01103165A (en) | 1989-04-20 |
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