JP2614938B2 - チャージポンプ装置 - Google Patents
チャージポンプ装置Info
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- JP2614938B2 JP2614938B2 JP2287806A JP28780690A JP2614938B2 JP 2614938 B2 JP2614938 B2 JP 2614938B2 JP 2287806 A JP2287806 A JP 2287806A JP 28780690 A JP28780690 A JP 28780690A JP 2614938 B2 JP2614938 B2 JP 2614938B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、チャージポンプ装置に関し、特に消費電流
の最適化により半導体集積回路（以下ICと略す）に内蔵
するチャージポンプ装置に関する。
の最適化により半導体集積回路（以下ICと略す）に内蔵
するチャージポンプ装置に関する。
従来のチャージポンプ回路は、第５図に示すように、
インバータを奇数個接続し、最後段を最初段へ帰還して
自励発振させるリングオシレータ50と、リングオシレー
タ50の出力をスイッチング信号としてコンデンサの充電
回路をスイッチングするチャージポンプ回路51と、チャ
ージポンプ回路出力の過剰昇圧電圧をクランプするクラ
ンプ回路52とを有している。第５図に示すチャージポン
プ回路は、インバータのもつ固有の遅延時間を利用し、
奇数個のインバータを接続し、正帰還ループを形成して
発振回路を構成している。このリングオシレータ50の発
振周波数は、個々のインバータの立上り遅延時間と立下
り遅延時間との和をtdiNV、接続するインバータの個数
をｎ個とすると、概ね（１）式のように ｆ≒1/（tdINV×ｎ） …（１） 算出される。チャージポンプ回路の内部回路について
は、種々の回路例があるが、たとえば第３図は、３倍電
圧を発生させる３倍昇圧回路30を備えたチャージポンプ
回路の例を示す。本例のクランプ回路は、所望の出力電
圧を得るためにあらかじめ高目の電圧に昇圧しておき、
余分な電圧をクランプ回路でおさえる働きをさせてい
る。
インバータを奇数個接続し、最後段を最初段へ帰還して
自励発振させるリングオシレータ50と、リングオシレー
タ50の出力をスイッチング信号としてコンデンサの充電
回路をスイッチングするチャージポンプ回路51と、チャ
ージポンプ回路出力の過剰昇圧電圧をクランプするクラ
ンプ回路52とを有している。第５図に示すチャージポン
プ回路は、インバータのもつ固有の遅延時間を利用し、
奇数個のインバータを接続し、正帰還ループを形成して
発振回路を構成している。このリングオシレータ50の発
振周波数は、個々のインバータの立上り遅延時間と立下
り遅延時間との和をtdiNV、接続するインバータの個数
をｎ個とすると、概ね（１）式のように ｆ≒1/（tdINV×ｎ） …（１） 算出される。チャージポンプ回路の内部回路について
は、種々の回路例があるが、たとえば第３図は、３倍電
圧を発生させる３倍昇圧回路30を備えたチャージポンプ
回路の例を示す。本例のクランプ回路は、所望の出力電
圧を得るためにあらかじめ高目の電圧に昇圧しておき、
余分な電圧をクランプ回路でおさえる働きをさせてい
る。
又別な従来例を第６図に示す。本例は定電圧回路60
と、その定電圧回路出力Vrefを基準電圧として、ｍ倍に
昇圧してｍ×Vrefの出力電圧を得るチャージポンプ回路
61とを有している。本例は、時計用ICや電卓用ICの液晶
駆動用電源として、広く実用化されている。
と、その定電圧回路出力Vrefを基準電圧として、ｍ倍に
昇圧してｍ×Vrefの出力電圧を得るチャージポンプ回路
61とを有している。本例は、時計用ICや電卓用ICの液晶
駆動用電源として、広く実用化されている。
第５図の従来例では、リングオシレータの発振周波数
が構成回路を決定した段階で固定され、チャージポンプ
回路出力の負荷の大小にかかわらず、リングオシレータ
の消費電流が多く、特にIC内蔵化の大きな障害となって
いた。更に出力部にクランプ回路があり、所望の出力電
圧はクランプ電圧の設定精度によって決められるが、IC
内蔵で高精度化することはコストアップになるという欠
点があった。
が構成回路を決定した段階で固定され、チャージポンプ
回路出力の負荷の大小にかかわらず、リングオシレータ
の消費電流が多く、特にIC内蔵化の大きな障害となって
いた。更に出力部にクランプ回路があり、所望の出力電
圧はクランプ電圧の設定精度によって決められるが、IC
内蔵で高精度化することはコストアップになるという欠
点があった。
第６図の従来例は、出力電圧をｍ×Vrefとして求める
ことができるため、出力電圧を精度よく得ることができ
るが、負荷が大きくなった場合に、電圧降下分を補間す
るようになっていないため、用途が液晶表示器の駆動回
路などに限られていた。
ことができるため、出力電圧を精度よく得ることができ
るが、負荷が大きくなった場合に、電圧降下分を補間す
るようになっていないため、用途が液晶表示器の駆動回
路などに限られていた。
本発明の目的は、必要最小限の消費電流で所望の出力
電圧を得るチャージポンプ装置を提供することにある。
電圧を得るチャージポンプ装置を提供することにある。
前記目的を達成するため、本発明に係るチャージポン
プ装置は、チャージポンプ回路と、分圧回路と、誤差増
幅器と、VCOとを有するチャージポンプ装置であって、 チャージポンプ回路は、スイッチングによりコンデン
サの充電を行い、直流電圧を昇圧又は降圧するものであ
り、 分圧回路は、チャージポンプ回路の出力を分圧するも
のであり、 誤差増幅器は、分圧回路の出力と基準電圧とを比較
し、誤差電圧を増幅してVCOに対する電圧制御信号を出
力するものであり、 VCOは、直列接続された複数段のインバータと、各段
のインバータに設けた負荷トランジスタとを含み、各負
荷トランジスタのゲートに誤差増幅器からの電圧制御信
号を入力して負荷トランジスタのオン抵抗を可変させ、
クロックの全期間で帰還をかけ発振周波数を変化させる
ものである。
プ装置は、チャージポンプ回路と、分圧回路と、誤差増
幅器と、VCOとを有するチャージポンプ装置であって、 チャージポンプ回路は、スイッチングによりコンデン
サの充電を行い、直流電圧を昇圧又は降圧するものであ
り、 分圧回路は、チャージポンプ回路の出力を分圧するも
のであり、 誤差増幅器は、分圧回路の出力と基準電圧とを比較
し、誤差電圧を増幅してVCOに対する電圧制御信号を出
力するものであり、 VCOは、直列接続された複数段のインバータと、各段
のインバータに設けた負荷トランジスタとを含み、各負
荷トランジスタのゲートに誤差増幅器からの電圧制御信
号を入力して負荷トランジスタのオン抵抗を可変させ、
クロックの全期間で帰還をかけ発振周波数を変化させる
ものである。
チャージポンプ回路の負荷の度合により、チャージポ
ンプ回路入力のスイッチング周波数を変調させる帰還部
を設ける。その帰還部の構成が分圧回路と誤差増幅器で
あるチャージポンプ回路のスイッチング周波数を負荷の
度合により最適周波数にするVCO（Voltage Controlled
Oscillator）をリングオシレータの機能に付加する。
ンプ回路入力のスイッチング周波数を変調させる帰還部
を設ける。その帰還部の構成が分圧回路と誤差増幅器で
あるチャージポンプ回路のスイッチング周波数を負荷の
度合により最適周波数にするVCO（Voltage Controlled
Oscillator）をリングオシレータの機能に付加する。
次に本発明について図面を参照して説明する。
第１図は、本発明の一実施例を示す構成図である。
図において、本実施例は、スイッチングによりコンデ
ンサを充電するチャージポンプ回路１と、チャージポン
プ回路１の出力を分圧する分圧回路２と、分圧回路２の
出力と基準電圧とを比較し、誤差電圧を増幅する誤差増
幅器３と、誤差増幅器３の出力を制御電圧とし、チャー
ジポンプ回路１のスイッチング信号を出力するVCO（Vol
tage Controlled Oscilltor）４とを有する。また、５
は負荷を示す。
ンサを充電するチャージポンプ回路１と、チャージポン
プ回路１の出力を分圧する分圧回路２と、分圧回路２の
出力と基準電圧とを比較し、誤差電圧を増幅する誤差増
幅器３と、誤差増幅器３の出力を制御電圧とし、チャー
ジポンプ回路１のスイッチング信号を出力するVCO（Vol
tage Controlled Oscilltor）４とを有する。また、５
は負荷を示す。
より具体的にするために、第２図の実施例で説明す
る。第２図は、第１図の構成の内部回路を具体的に示し
た一例である。チャージポンプ回路１の例として、従来
から実績のある２倍電圧昇圧回路を用いた。即ち、出力
電圧V0＝２×Vccが得られる実施例である。ここでは、
２倍電圧昇圧回路は、MOSトランジスタT1〜T8、コンデ
ンサC1,C2を有しており、その動作は、既に公知技術で
あり省略するが、チャージポンプ回路１の部分に、第３
図に示す３倍電圧昇圧回路30ないしは、第４図の1/2倍
昇圧回路40をそのまま置き替えても差しつかえない。
る。第２図は、第１図の構成の内部回路を具体的に示し
た一例である。チャージポンプ回路１の例として、従来
から実績のある２倍電圧昇圧回路を用いた。即ち、出力
電圧V0＝２×Vccが得られる実施例である。ここでは、
２倍電圧昇圧回路は、MOSトランジスタT1〜T8、コンデ
ンサC1,C2を有しており、その動作は、既に公知技術で
あり省略するが、チャージポンプ回路１の部分に、第３
図に示す３倍電圧昇圧回路30ないしは、第４図の1/2倍
昇圧回路40をそのまま置き替えても差しつかえない。
分圧回路２は、抵抗r1,t2、コンデンサC3を有し、チ
ャージポンプ回路１の出力V0をr2/（r1＋r2）に分圧す
る。即ち、分圧回路２の出力Viは、 Vi＝｛r2/（r1＋r2）｝・V0 …（２） として算出できる。誤差増幅器３は、基準電圧Vrefを正
転入力に接続し、分圧回路２の出力Viを抵抗r3を介し
て、反転入力に接続した差動増幅器で構成する。差動増
幅器出力と反転入力の間を抵抗r4で負帰還をかけると、
誤差増幅器３の出力Vcは、（３）式で表わすことができ
る。
ャージポンプ回路１の出力V0をr2/（r1＋r2）に分圧す
る。即ち、分圧回路２の出力Viは、 Vi＝｛r2/（r1＋r2）｝・V0 …（２） として算出できる。誤差増幅器３は、基準電圧Vrefを正
転入力に接続し、分圧回路２の出力Viを抵抗r3を介し
て、反転入力に接続した差動増幅器で構成する。差動増
幅器出力と反転入力の間を抵抗r4で負帰還をかけると、
誤差増幅器３の出力Vcは、（３）式で表わすことができ
る。
Vc＝Vref−（r4/r3）（Vi−Vref） …（３） 即ち、VCO4の電圧制御入力となるVcは、基準電圧Vref
を中心に分圧回路２の出力Viと基準電圧Vrefの差分（Vi
−Vref）をr4/r3倍に増幅し、極性を反転した電圧を得
る。VCO4の回路構成は、MOSトランジスタT9〜T22を有
し、リングオシレータ回路を変形し、インバータの負荷
トランジスタT10,T12,T14,T16及びT16のゲート電圧を電
圧制御し、誤差増幅器３の出力Vcに接続する。
を中心に分圧回路２の出力Viと基準電圧Vrefの差分（Vi
−Vref）をr4/r3倍に増幅し、極性を反転した電圧を得
る。VCO4の回路構成は、MOSトランジスタT9〜T22を有
し、リングオシレータ回路を変形し、インバータの負荷
トランジスタT10,T12,T14,T16及びT16のゲート電圧を電
圧制御し、誤差増幅器３の出力Vcに接続する。
以上のようにすると、誤差増幅器３の出力Vcが高くな
ると、リングオシレータのインバータの負荷電流特性が
大きくなり、発振周波数は高くなる。発振周波数が高く
なると、チャージポンプ回路１のスイッチング速度も速
くなり、チャージポンプ回路１の出力V0も高くなる。そ
の結果、分圧回路２の出力Viも高くなり、（３）式に従
って誤差増幅器３の出力Vcが低くなるというフィードバ
ックがかかり、自動制御が働く。
ると、リングオシレータのインバータの負荷電流特性が
大きくなり、発振周波数は高くなる。発振周波数が高く
なると、チャージポンプ回路１のスイッチング速度も速
くなり、チャージポンプ回路１の出力V0も高くなる。そ
の結果、分圧回路２の出力Viも高くなり、（３）式に従
って誤差増幅器３の出力Vcが低くなるというフィードバ
ックがかかり、自動制御が働く。
（２）式と（３）式をまとめると、誤差増幅器の出力
Vcとチャージポンプ回路出力V0との間には、 VC＝Vref−（r4/r3）｛［r2/ （r1＋r2）］・V0−Vref｝ …（４） の関係式が成り立つ。
Vcとチャージポンプ回路出力V0との間には、 VC＝Vref−（r4/r3）｛［r2/ （r1＋r2）］・V0−Vref｝ …（４） の関係式が成り立つ。
また、リングオシレータの個々のインバータの負荷電
流ILは、 IL＝1/2β（VC−VT）２ …（５） （βはMOSトランジスタの導伝係数） として表わすことができ、５個のインバータを接続した
本実施例では波形増幅用インバータを含めて、６×ILと
してリングオシレータの消費電流を算出でき、チャージ
ポンプ回路として出力V0を得る最低限の消費電流で動作
する構成となっている。
流ILは、 IL＝1/2β（VC−VT）２ …（５） （βはMOSトランジスタの導伝係数） として表わすことができ、５個のインバータを接続した
本実施例では波形増幅用インバータを含めて、６×ILと
してリングオシレータの消費電流を算出でき、チャージ
ポンプ回路として出力V0を得る最低限の消費電流で動作
する構成となっている。
以上説明したように本発明は、リングオシレータをVC
O構成にしたことにより、所望の出力電圧V0を得るため
に必要な最小限の消費電流でチャージポンプ回路を実現
するとができ、IC内蔵化の極めて有効な手段である。
O構成にしたことにより、所望の出力電圧V0を得るため
に必要な最小限の消費電流でチャージポンプ回路を実現
するとができ、IC内蔵化の極めて有効な手段である。
第１図は、本発明の一実施例を示す構成図、第２図は、
第１図に示した構成の内部詳細回路図、第３図は、第１
図に示したチャージポンプ回路の３倍電圧昇圧回路を示
す図、第４図は、第１図に示したチャージポンプ回路の
1/2倍昇圧回路を示す図、第５図は、従来のチャージポ
ンプ回路を示す図、第６図は、従来の基準電圧をチャー
ジポンプする回路を示す図である。 １……チャージポンプ回路 ２……分圧回路、３……誤差増幅器 ４……VCO、５……負荷 T1〜T22……MOSトランジスタ C1〜C3……コンデンサ r1〜r4……抵抗
第１図に示した構成の内部詳細回路図、第３図は、第１
図に示したチャージポンプ回路の３倍電圧昇圧回路を示
す図、第４図は、第１図に示したチャージポンプ回路の
1/2倍昇圧回路を示す図、第５図は、従来のチャージポ
ンプ回路を示す図、第６図は、従来の基準電圧をチャー
ジポンプする回路を示す図である。 １……チャージポンプ回路 ２……分圧回路、３……誤差増幅器 ４……VCO、５……負荷 T1〜T22……MOSトランジスタ C1〜C3……コンデンサ r1〜r4……抵抗
Claims (1)
- 【請求項１】チャージポンプ回路と、分圧回路と、誤差
増幅器と、VCOとを有するチャージポンプ装置であっ
て、 チャージポンプ回路は、スイッチングによりコンデンサ
の充電を行い、直流電圧を昇圧又は降圧するものであ
り、 分圧回路は、チャージポンプ回路の出力を分圧するもの
であり、 誤差増幅器は、分圧回路の出力と基準電圧とを比較し、
誤差電圧を増幅してVCOに対する電圧制御信号を出力す
るものであり、 VCOは、直列接続された複数段のインバータと、各段の
インバータに設けた負荷トランジスタとを含み、各負荷
トランジスタのゲートに誤差増幅器からの電圧制御信号
を入力して負荷トランジスタのオン抵抗を可変させ、ク
ロックの全期間で帰還をかけ発振周波数を変化させるも
のであることを特徴とするチャージポンプ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2287806A JP2614938B2 (ja) | 1990-10-25 | 1990-10-25 | チャージポンプ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2287806A JP2614938B2 (ja) | 1990-10-25 | 1990-10-25 | チャージポンプ装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04162560A JPH04162560A (ja) | 1992-06-08 |
| JP2614938B2 true JP2614938B2 (ja) | 1997-05-28 |
Family
ID=17721997
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2287806A Expired - Fee Related JP2614938B2 (ja) | 1990-10-25 | 1990-10-25 | チャージポンプ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2614938B2 (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008099370A (ja) * | 2006-10-06 | 2008-04-24 | Texas Instr Japan Ltd | 電源回路およびバッテリ装置 |
| JP2010004717A (ja) * | 2008-06-23 | 2010-01-07 | Toshiba Corp | 定電圧昇圧電源 |
| JP2010068565A (ja) * | 2008-09-08 | 2010-03-25 | Rohm Co Ltd | チャージポンプ回路の制御回路、制御方法およびそれらを利用した電源回路 |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3267756B2 (ja) * | 1993-07-02 | 2002-03-25 | 株式会社日立製作所 | 半導体集積回路装置 |
| KR100603516B1 (ko) * | 1999-04-20 | 2006-07-20 | 페어차일드코리아반도체 주식회사 | 충전 펌프 회로를 갖는 스위칭 레귤레이터 |
| JP3656495B2 (ja) | 2000-01-25 | 2005-06-08 | セイコーエプソン株式会社 | Ｄｃ−ｄｃ昇圧方法及びそれを用いた電源回路 |
| US6958668B1 (en) * | 2000-02-04 | 2005-10-25 | Lucent Technologies Inc. | Active inductor |
| JP3372923B2 (ja) * | 2000-02-25 | 2003-02-04 | エヌイーシーマイクロシステム株式会社 | 半導体集積回路 |
| JP6817053B2 (ja) | 2016-12-13 | 2021-01-20 | ラピスセミコンダクタ株式会社 | チャージポンプ回路及び昇圧回路 |
| CN107464579B (zh) * | 2017-08-22 | 2023-06-02 | 珠海博雅科技股份有限公司 | 时钟信号产生电路和电荷泵*** |
Family Cites Families (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4547682A (en) * | 1983-10-27 | 1985-10-15 | International Business Machines Corporation | Precision regulation, frequency modulated substrate voltage generator |
| JPS60128650A (ja) * | 1983-12-15 | 1985-07-09 | Toshiba Corp | 半導体集積回路の基板バイアス発生回路 |
-
1990
- 1990-10-25 JP JP2287806A patent/JP2614938B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008099370A (ja) * | 2006-10-06 | 2008-04-24 | Texas Instr Japan Ltd | 電源回路およびバッテリ装置 |
| JP2010004717A (ja) * | 2008-06-23 | 2010-01-07 | Toshiba Corp | 定電圧昇圧電源 |
| JP2010068565A (ja) * | 2008-09-08 | 2010-03-25 | Rohm Co Ltd | チャージポンプ回路の制御回路、制御方法およびそれらを利用した電源回路 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH04162560A (ja) | 1992-06-08 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |