JP2607471B2 - Control device of pulse width modulation power converter - Google Patents
Control device of pulse width modulation power converterInfo
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、PWMコンバータの制御装置に係り、特に交
流電気車の主回路に好適なPWMコンバータの制御装置の
構成に関する。Description: BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a control device of a PWM converter, and more particularly to a configuration of a control device of a PWM converter suitable for a main circuit of an AC electric vehicle.
近年の電力用半導体デバイスの発達は目覚しく、この
ようなデバイスを用いた電力変換装置が産業用から家庭
用に至るまで広く用いられるようになつてきた。In recent years, the development of power semiconductor devices has been remarkable, and power converters using such devices have been widely used from industrial use to home use.
その中では、古くから用いられている交流電力を直流
電力に変換するAC−DCコンバータは普及率も高く、ま
た、大容量化も進んでいる。しかしながら、従来のよう
なAC−DCコンバータでは交流入力電流に多くの高調波を
含むため、これが誘導障害を引き起こす原因となり、深
刻な社会問題となりつつある。Among them, AC-DC converters for converting AC power, which has been used for a long time, into DC power have a high penetration rate, and their capacities are increasing. However, in the conventional AC-DC converter, the AC input current contains many harmonics, and this causes an induction failure, which is becoming a serious social problem.
一方、最近の省エネルギーに対する関心は高く、特
に、電源力率の改善は大きな課題の1つであり、力率改
善形のAC−DCコンバータの開発が多方面で進められてい
る。On the other hand, recent interest in energy saving is high, and in particular, improvement of power supply power factor is one of the major issues, and development of AC-DC converters with improved power factor is being promoted in various fields.
このような背景のもとに、最近脚光を浴びている装置
にパルス幅変調電力変換器(以下単にPWMコンバータと
呼ぶ)がある。このPWMコンバータは、スイツチング素
子のスイツチング周波数を充分に高められれば、電源か
らコンバータに供給される交流入力電流(以下単に交流
電流と呼ぶ)をほぼ正弦波化できる。また、PWMコンバ
ータの交流側入力電圧(以下コンバータ入力電圧と呼
ぶ)の大きさと位相を調節することにより電源力率をほ
ぼ1にでき、さらに電源力率=1の状態で順変換動作の
みならず逆変換動作も可能であるという特徴をもつ。Against this background, a pulse-width-modulated power converter (hereinafter simply referred to as a PWM converter) is one of the devices that has recently been in the spotlight. In this PWM converter, if the switching frequency of the switching element can be sufficiently increased, an AC input current (hereinafter simply referred to as an AC current) supplied from the power supply to the converter can be made substantially sinusoidal. In addition, by adjusting the magnitude and phase of the input voltage on the AC side of the PWM converter (hereinafter referred to as the converter input voltage), the power supply power factor can be made almost unity. The feature is that an inverse conversion operation is also possible.
例えば、電気学会研究会資料RAT−86−5(1986年1
月24日),第39頁から第48頁に記載の制御装置参照。For example, the Institute of Electrical Engineers of Japan RAT-86-5 (Jan.
24), pp. 39-48.
しかし、一般には、PWMコンバータを構成するスイツ
チング素子の性能にPWMコンバータの能力が大きく依存
しており、交流電流や変調周波数等が制限を受けてい
る。特に電流に関しては、交流電流に含まれるリツプル
電流を考慮して、ある程度余裕を持つた設計とする必要
があり、そのために、スイツチング素子の電流利用率を
最大限まで高めることができなかつた。However, in general, the performance of the PWM converter greatly depends on the performance of the switching elements constituting the PWM converter, and the AC current, the modulation frequency, and the like are limited. In particular, the current needs to be designed with a certain margin in consideration of the ripple current included in the AC current, and therefore, the current utilization of the switching element cannot be maximized.
本発明の目的は、PWMコンバータの交流電流をスイツ
チング素子の許容する範囲内で最大限まで供給できるよ
うにして、PWMコンバータの能力を最大限まで引き出す
ことにある。SUMMARY OF THE INVENTION It is an object of the present invention to maximize the capability of a PWM converter by making it possible to supply the AC current of the PWM converter as much as possible within the range permitted by the switching element.
上記目的は、交流電源からリアクトルを介して接続さ
れ、交流を直流に変換する逆変換動作可能なパルス幅変
調電力変換器と、このパルス幅変調電力変換器の直流電
圧とその指令値との偏差に基づいて該電力変換器の交流
入力電流指令を発生する手段と、この交流入力電流指令
の値を所定値以内に制限する電流制限手段と、該電流制
限手段の出力と実交流電流との偏差に基づいて前記パル
ス幅変調電力変換器の入力電圧虚軸成分の指令を発生す
る手段と、前記交流電源の電圧と電流の位相差とその指
令値との偏差に基づいて前記パルス幅変調電力変換器の
入力電圧実軸成分の指令を発生する手段と、前記入力電
圧虚軸成分の指令及び前記入力電圧実軸成分の指令を入
力し前記パルス幅変調電力変換器に与えるパルス幅変調
されたゲート信号を発生する手段とを備えたパルス幅変
調電力変換器の制御装置において、前記電流制限手段に
は、前記所定値を前記パルス幅変調電力変換器の交流電
流のピーク値が所定値以上で該ピーク値に応動して絞り
込むようする手段を有することにより達成される。An object of the present invention is to provide a pulse width modulation power converter that is connected from an AC power supply via a reactor and converts an AC to a DC and that can perform an inverse conversion operation, and a deviation between the DC voltage of the pulse width modulation power converter and its command value. Means for generating an AC input current command for the power converter, a current limiting means for limiting the value of the AC input current command to within a predetermined value, and a deviation between the output of the current limiting means and the actual AC current. Means for generating a command of an imaginary axis component of the input voltage of the pulse width modulated power converter based on the pulse width modulated power converter based on the deviation between the phase difference between the voltage and current of the AC power supply and the command value. Means for generating a command of a real axis component of the input voltage of the converter, and a pulse width modulated gate for inputting the command of the imaginary axis component of the input voltage and the command of the real axis component of the input voltage and supplying the command to the pulse width modulation power converter Signal Means for generating a pulse width modulated power converter, wherein the current limiting means sets the predetermined value to the peak value when the peak value of the alternating current of the pulse width modulated power converter is equal to or greater than a predetermined value. This is achieved by having means for narrowing down in response to
このように構成することにより、負荷変動や電源電圧
変動等により直流電圧が変動して直流電圧調節器の出力
が設定値を越えた場合には、直流電圧調節器の出力に設
けたリミツタにより直流電流調節器の出力を制限して、
コンバータ入力電圧の虚軸成分を制限する。With this configuration, when the DC voltage fluctuates due to load fluctuation or power supply voltage fluctuation and the output of the DC voltage regulator exceeds a set value, the DC voltage is regulated by a limiter provided at the output of the DC voltage regulator. Limiting the output of the current regulator,
Limit the imaginary component of the converter input voltage.
また、このリミツタの後段にマイナーACRを設けた場
合には、コンバータ入力電流そのものを制限することと
なる。Also, if a minor ACR is provided after the limiter, the converter input current itself will be limited.
更に、PWMコンバータの交流入力電流のピーク値に応
じて上記リミツタ値を調整すれば、スイツチング素子の
遮断電流の許容範囲ギリギリまで交流電流を流し込むこ
とができ、スイツチイング素子の電流利用率を高めるこ
とができる。Furthermore, by adjusting the limiter value according to the peak value of the AC input current of the PWM converter, the AC current can be flowed to the limit of the allowable range of the breaking current of the switching element, and the current utilization rate of the switching element can be increased. Can be.
第1図に本発明を実施する上での参考例を示す。 FIG. 1 shows a reference example for implementing the present invention.
自己消弧機能を有するGTOサイリスタG1〜G4と逆並列
に接続されたダイオードD1〜D4から構成される主回路部
は交流リアクトルACLを介して交流電源に接続され、直
流負荷側には平滑用コンデンサが接続されている。Main circuit unit composed of GTO thyristors G 1 ~G 4 connected in antiparallel with the diode D 1 to D 4 having a self-extinguishing function is connected to an AC power source via an AC reactor ACL, the DC load side Is connected to a smoothing capacitor.
上記GTOサイリスタのオン,オフを制御して、PWMコン
バータの出力電力と電源力率を制御する制御装置は、直
流電圧の指令値Ed*と帰還値Edとの偏差εedからコンバ
ータ入力電圧の虚軸成分Im{C}を演算作成する虚部
設定部IPSと、交流電源電圧と交流電流との位相の指令
値φ*と帰還値φとの偏差εφからコンバータ入力電圧
の実軸成分Re{C}を演算作成する実部設定部RPS
と、Im{C}とRe{C}を極座標変換してコンバー
タ入力電圧の振幅指令|C|と位相指令θを作成する
座標変換器PCVおよび|C|とθからパルス幅変調さ
れたゲートパルスを発生するゲートパルス発生器GPGか
ら構成される。On the GTO thyristor, and controls the off-control device for controlling the output power and power factor of the PWM converter, a command value E d * and the feedback value deviation epsilon ed from the converter input voltage and E d of DC voltage real axis of the imaginary part setting unit IPS for calculating creating imaginary axis component I m {C}, the AC power source voltage and the phase command value phi * and the converter input voltage from the deviation epsilon phi between the feedback value phi of the alternating current Real part setting part RPS for calculating and creating the component Re { C }
When the amplitude command converter input voltage by polar coordinate transformation to R e {C} and I m {C} | C | and coordinate converter PCV and creating a phase command theta | C | and is pulse width modulated by theta It comprises a gate pulse generator GPG that generates a gate pulse.
上記虚部設定部IRSは、直流電圧の偏差εedを入力と
して交流電流指令ISO*を作成する直流電圧調節器AVR
と、その出力リミツタLMTと、リミツタの出力IS*と交流
電流帰還値ISとの偏差εiSからコンバータ入力電圧の虚
軸成分Im{C}を演算して出力する交流電流調節器AC
Rから成る。一方、実部設定部RPSは、位相検出器PHDに
よつて検出された交流電源電圧と交流電流との位相差φ
と位相差指令φ*との偏差からコンバータ入力電圧の実
軸成分Re{C}を演算作成する力率調節器PFRで構成
されている。ここで、通常は電源力率を1に保つため
に、φ*は順変換時には0°に、逆変換時には180°に
設定している。The imaginary part setting unit IRS is a DC voltage regulator AVR that creates an AC current command I SO * using the DC voltage deviation ε ed as an input.
And an output limiter LMT, an AC current regulator AC that calculates and outputs an imaginary axis component I m { C } of the converter input voltage from a deviation ε iS between the limiter output I S * and the AC current feedback value I S.
Consists of R. On the other hand, the real part setting unit RPS determines the phase difference φ between the AC power supply voltage and the AC current detected by the phase detector PHD.
And a power factor adjuster PFR for calculating and creating a real axis component R e { C } of the converter input voltage from the deviation between the phase difference command φ * and the phase difference command φ *. Here, normally, in order to keep the power factor at 1, φ * is set to 0 ° during forward conversion and 180 ° during reverse conversion.
第2図に、力率1でPWMコンバータを動作させたとき
の電圧・電流のベクトル図を示す。同図に示ように、通
常は電源電圧sと交流リアクトルACLに印加させる電
圧L(=S−C)が直交するようにコンバータ入
力電圧Cを調節して、電源電圧Sと交流電流Sが
同相となるように制御している。FIG. 2 shows a vector diagram of voltage and current when the PWM converter is operated at a power factor of 1. As shown in the figure, the converter input voltage C is usually adjusted so that the power supply voltage s and the voltage L (= S − C ) applied to the AC reactor ACL are orthogonal to each other, so that the power supply voltage S and the AC current S are in phase. Is controlled so that
一般には、交流電流Sは次式で表わせる。Generally, the alternating current S can be expressed by the following equation.
上式から明らかなように、電源角周波数ωと交流リア
クトルのリアクタンスLが一定であれば、コンバータ入
力電圧の虚軸成分Im{C}を調節することで交流電流
Sの実軸成分(有効分)を調節でき、また、コンバー
タ入力電圧の実軸成分Re{C}を調節することでS
の虚軸成分(無効分)を調節できる。したがつて、I
m{C}で有効電流の調整(電力調節)を行いなが
ら、Re{C}で力率の調整を行える。 As apparent from the above equation, if the reactance L of the power supply angular frequency ω and an AC reactor is constant, the AC by adjusting the imaginary axis component I m {C} of the converter input voltage and current
The real axis component (effective component) of S can be adjusted, and by adjusting the real axis component R e { C } of the converter input voltage, S
Imaginary axis component (ineffective component) can be adjusted. Therefore, I
while adjusting the effective current (power adjustment) with m {C}, enables the adjustment of the power factor at R e {C}.
ところで、PWMコンバータにはスイツチング素子の最
小オン時間あるいは最小オフ時間によつて決定される変
調周波数の上限があり(一般には最小オフ時間によつて
決定される)、そのため、交流電流isは正弦波とはなら
ずに第3図に示すようなリツプルを含む波形となる。こ
こで、交流電流のピーク値Ispeakはスイツチング素子の
最大遮断電流(スイツチング素子が遮断する電流の最大
値)に相当するため、Ispeakがスイツチング素子の遮断
電流の許容値を越えない範囲でPWMコンバータを動作さ
せる必要がある。By the way, the PWM converter has an upper limit of the modulation frequency determined by the minimum on-time or the minimum off-time of the switching element (generally determined by the minimum off-time). Instead, the waveform includes a ripple as shown in FIG. Since the peak value I the speak of the alternating current corresponding to the maximum cut-off current of the switching-element (maximum value of the current switching-element is blocked), PWM scope I the speak does not exceed the allowable value of the cutoff current of the switching-element It is necessary to operate the converter.
いま、負荷LOADの変動により直流電圧Edが低下した場
合を考える。このとき、直流電圧調節器AVRは交流電流
指令ISO*を増加して、直流電圧を一定に保とうとする。
この指令値ISO*がGTOの最大遮断電流に相当する交流電
流のピーク値Ispeakが規定値を越えないようにあらかじ
め設定したリミツタLMTのリミツタ値ISLに達したとき、
交流電流指令値IS*をISLに制限して、Im{C}を制限
する。Now, consider the case where the DC voltage E d is decreased by variation of the load LOAD. At this time, the DC voltage regulator AVR increases the AC current command ISO * to keep the DC voltage constant.
When this command value I SO * reaches a limiter value I SL of a limiter LMT set in advance so that a peak value I speak of an alternating current corresponding to the maximum breaking current of the GTO does not exceed a specified value,
The AC current command value I S * is limited to I SL to limit Im { C }.
したかつて、交流電流ISはリミツタ値ISLまで電源か
ら供給できるようになり、従来のように不必要に交流電
流に余裕を持たせる必要がなくなり、変換できる電力も
拡大される。In the past, the AC current I S can be supplied from the power supply up to the limiter value I SL , so that there is no need to allow the AC current unnecessarily as in the related art, and the power that can be converted is expanded.
なお、負荷短絡等の故障により過電流が生じた場合に
は、図示していない過電流検出器が動作して、GTOを遮
断した後、運転を停止する等の対策が考えられる。If an overcurrent occurs due to a failure such as a load short circuit, a countermeasure such as operating an overcurrent detector (not shown) to shut off the GTO and then stop the operation may be considered.
第4図に本発明の一実施例を示す。この実施例では、
交流電流ピーク値検出器IPDによつて検出した交流電流
ピーク値Ispeakの値により、リミツタ値設定器LMSを用
いて直流電流調節器AVRの出力に設けたリミツタLMTリミ
ツタ値ISLを変更している点以外は、第1図に示した参
考例と同様である。FIG. 4 shows an embodiment of the present invention. In this example,
The value of the alternating current peak value I the speak that have been conducted under the detected alternating current peak value detector IPD, change the Rimitsuta LMT Rimitsuta value I SL provided on the output of the DC current regulator AVR using Rimitsuta value setter LMS The other points are the same as in the reference example shown in FIG.
上記リミツタ値設定器LMSの特性の一例を第5図に示
す。リミツタ値設定器LMSの出力ISLは、交流電流ピーク
値がISP1に達すると減少しはじめ、ISP2で0となる。す
なわち、交流電流ピーク値IspeakがISP1を越えて上昇す
ると、リミツタ値ISLは徐々に絞り込まれ、交流電流指
令値IS*がISLに達した時点でリミツタが動作する。した
がつて、交流電流のピーク値IspeakはISP2以下に制限さ
れる。ここで、ISP2は、過電流時に動作する過電流検出
器の動作電流設定値(IOC)以下に設定している。FIG. 5 shows an example of the characteristics of the limiter value setting device LMS. Output I SL of Rimitsuta value setter LMS is alternating current peak value began to decrease to reach I SP1, a 0 in I SP2. That is, the alternating current peak value I the speak is when rises above I SP1, Rimitsuta value I SL are gradually narrowed down, alternating current instruction value I S * is Rimitsuta operates when it reaches I SL. Therefore, the peak value I speak of the alternating current is limited to ISP2 or less. Here, ISP2 is set to be equal to or less than the operating current set value (I OC ) of the overcurrent detector that operates at the time of overcurrent.
本実施例によれば、交流電流のピーク値すなわちGTO
の遮断電流が許容最大値を越えない範囲で最大限の交流
電流を流せるため、PWMコンバータは処理電力を最大限
まで拡大できる。そのため、さらに装置の軽量・コンパ
クト化も図れるようになる。According to the present embodiment, the peak value of the AC current, that is, GTO
Since the maximum alternating current can be passed within the range where the cut-off current does not exceed the allowable maximum value, the PWM converter can expand the processing power to the maximum. Therefore, the device can be further reduced in weight and size.
本発明によれば、PWMコンバータの入力電流は、直流
電圧調節器の出力に設けたリミツタのリミツタ値によつ
て決定される電流値まで流せるため、スイツチング素子
の電流利用率を高めることができる。そのため、素子の
電流利用率が上つた分だけPWMコンバータの最大処理電
力も拡大され、装置の軽量・コンパクト化にもつなが
る。According to the present invention, since the input current of the PWM converter can flow up to the current value determined by the limiter value of the limiter provided at the output of the DC voltage regulator, the current utilization of the switching element can be increased. As a result, the maximum processing power of the PWM converter is increased by the increase in the current utilization rate of the element, which leads to a reduction in the weight and size of the device.
第1図は本発明を実施する上での参考例の図、第2図は
PWMコンバータを力率1に制御した時のベクトル図、第
3図はPWMコンバータの交流電流波形を示す図、第4図
は本発明の一実施例を示す図、第5図は第4図のリミツ
タ値設定器LMSの特性の1例を示す図である。 ES……交流電源電圧、IS……交流電流、EC……コンバー
タの交流入力電圧、EL……交流リアクトル電圧、Ed……
直流電圧、G1〜G4……GTOサイリスタ、D1〜D4……ダイ
オード、ACL……交流リアクトル、Cd……平滑用コンデ
ンサ、LOAD……負荷、IPS……虚部設定部、RPS……実部
設定部、AVR……直流電圧調節器、LMT……リミツタ、AC
R……交流電流調節器、PHD……位相検出器、PFR……電
源力率調節器、PCV……座標変換器、GPGゲートパルス発
生器、Ed*……直流電圧指令値、εed……直流電圧偏
差、IS*……交流電流指令値、εiS……交流電流偏差、
φ*……位相角指令値、Im{C}……コンバータ入力
電圧虚軸成分、Re{C}……コンバータ入力電圧実軸
成分、θ……コンバータ入力電圧位相角、|C|……
コンバータ入力電圧振幅、is……交流電流、Ispeak……
交流電流ピーク値、IPD……交流電流ピーク値検出器、L
MS……リミツタ値設定器、ISL……リミツタ値。FIG. 1 is a diagram of a reference example for implementing the present invention, and FIG.
FIG. 3 is a diagram showing an alternating current waveform of the PWM converter when the PWM converter is controlled at a power factor of 1, FIG. 4 is a diagram showing an embodiment of the present invention, and FIG. FIG. 4 is a diagram illustrating an example of a characteristic of a limiter value setting device LMS. E S … AC power supply voltage, I s … AC current, E C … AC input voltage of the converter, E L … AC reactor voltage, E d …
DC voltage, G 1 ~G 4 ...... GTO thyristor, D 1 ~D 4 ...... diode, ACL ...... AC reactor, C d ...... smoothing capacitor, LOAD ...... load, IPS ...... imaginary part setting unit, RPS … Real part setting part, AVR… DC voltage regulator, LMT… Limiter, AC
R: AC current controller, PHD: Phase detector, PFR: Power supply power factor controller, PCV: Coordinate converter, GPG gate pulse generator, E d *: DC voltage command value, ε ed ... … DC voltage deviation, I S *… AC current command value, ε iS … AC current deviation,
phi * ...... phase angle command value, I m {C} ...... converter input voltage imaginary axis component, R e {C} ...... converter input voltage real axis component, theta ...... converter input voltage phase angle, | C | ... …
Converter input voltage amplitude, is …… AC current, I speak ……
AC current peak value, IPD …… AC current peak value detector, L
MS ...... Rimitsuta value setter, I SL ...... Rimitsuta value.
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 石田 俊彦 日立市幸町3丁目1番1号 株式会社日 立製作所日立工場内 (56)参考文献 特開 昭58−79478(JP,A) 特開 昭61−66569(JP,A) ──────────────────────────────────────────────────続 き Continuation of the front page (72) Inventor Toshihiko Ishida 3-1-1 Sachimachi, Hitachi City Inside Hitachi Plant, Hitachi, Ltd. (56) References JP-A-58-79478 (JP, A) JP-A-58-79478 61-66569 (JP, A)
Claims (1)
れ、交流を直流に変換する逆変換動作可能なパルス幅変
調電力変換器と、このパルス幅変調電力変換器の直流電
圧とその指令値との偏差に基づいて該電力変換器の交流
入力電流指令を発生する手段と、この交流入力電流指令
の値を所定値以内に制限する電流制限手段と、該電流制
限手段の出力と実交流電流との偏差に基づいて前記パル
ス幅変調電力変換器の入力電圧虚軸成分の指令を発生す
る手段と、前記交流電源の電圧と電流の位相差とその指
令値との偏差に基づいて前記パルス幅変調電力変換器の
入力電圧実軸成分の指令を発生する手段と、前記入力電
圧虚軸成分の指令及び前記入力電圧実軸成分の指令を入
力し前記パルス幅変調電力変換器に与えるパルス幅変調
されたゲート信号を発生する手段とを備えたパルス幅変
調電力変換器の制御装置において、 前記電流制限手段には、前記所定値を前記パルス幅変調
電力変換器の交流電流のピーク値が所定値以上で該ピー
ク値に応動して絞り込むようする手段を有することを特
徴とするパルス幅変調電力変換器の制御装置。A pulse width modulation power converter connected from an AC power supply via a reactor and capable of performing an inverse conversion operation for converting AC to DC, and a DC voltage of the pulse width modulation power converter and a command value thereof. Means for generating an AC input current command for the power converter based on the deviation, current limiting means for limiting the value of the AC input current command to within a predetermined value, and the output of the current limiting means and the actual AC current. Means for generating a command for the imaginary axis component of the input voltage of the pulse width modulated power converter based on the deviation; and the pulse width modulated power based on the deviation between the phase difference between the voltage and current of the AC power supply and the command value. Means for generating a command of the input voltage real axis component of the converter, and inputting the command of the input voltage imaginary axis component and the command of the input voltage real axis component, and applying the pulse width modulated power to the pulse width modulation power converter. Gate signal Means for generating a pulse width modulated power converter, wherein the current limiting means sets the predetermined value to the peak value when the peak value of the alternating current of the pulse width modulated power converter is equal to or more than a predetermined value. 2. A control device for a pulse width modulation power converter, comprising: means for narrowing down in response to the following.
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1986
- 1986-03-17 JP JP61056830A patent/JP2607471B2/en not_active Expired - Lifetime
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