JP2510510B2 - Control device for PWM power converter - Google Patents
Control device for PWM power converterInfo
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、交流側にインダクタンス要素と、直流側に
コンデンサあるいはバッテリを備えたPWM電力変換器に
関するもので、特に、交流電気車のAC/DC変換器として
好適な電力変換器の制御装置に係る。The present invention relates to a PWM power converter including an inductance element on the AC side and a capacitor or a battery on the DC side, and particularly to AC / AC of an AC electric vehicle. The present invention relates to a control device of a power converter suitable as a DC converter.
この種のPWMコンバータの制御については、例えば、
昭和60年電気学会東京支部大会講演論文集（1985年）、
第85頁から第88頁に開示されたものが知られている。す
なわち、交流電圧と交流電流の位相差を検出した結果に
より、変換器入力電圧と交流電源電圧との同相成分を調
節することによつて、前記位相差を零とする制御を行つ
ていた。For control of this kind of PWM converter, for example,
Proceedings of the 60th Annual Meeting of the Institute of Electrical Engineers of Tokyo (1985),
The ones disclosed on pages 85 to 88 are known. That is, by controlling the in-phase component of the converter input voltage and the AC power supply voltage based on the result of detecting the phase difference between the AC voltage and the AC current, the phase difference is controlled to zero.
ここで、第３図および第４図により、位相調節動作に
ついて簡単に説明する。第３図は上記文献による従来技
術を簡略化して書き直したものである。Here, the phase adjusting operation will be briefly described with reference to FIGS. 3 and 4. FIG. 3 is a simplified rewriting of the prior art according to the above document.
直流電圧目標値Ed＊と直流電圧Edを比較器301で比較
して得た電圧偏差εEdは、電圧調節器302に入力され
る。電圧調節器302は、電圧偏差εEdを演算し、変換器
入力電圧ECのうちの電流電源Ｓに直交する成分Im｛
Ｃ｝を出力する。直交成分Im｛Ｃ｝は、ベクトル図か
ら明らかなように、交流側リアクトルＬの両端電圧Ｌ
のうちの電流電圧Ｓとの直交成分と等しい大きさをも
つ。リアクトル電圧Ｌと交流電流Ｓの間には、 なる関係があるから、直交成分Im｛Ｃ｝は交流電流
Ｓの有効成分に比例することになる。すなわち、電圧調
節器302は交流電流Ｓの有効成分を制御することによ
り負荷側に供給される電力を制御し、直流電圧Edを目標
値Ed＊に等しくなるように調節する機能を有する。Voltage deviation IpushironE d obtained by comparison by the comparator 301 a DC voltage target value E d * and the DC voltage E d is input to the voltage regulator 302. The voltage regulator 302 calculates the voltage deviation ε E d, and the component I m {of the converter input voltage E C that is orthogonal to the current power source S.
C } is output. As is clear from the vector diagram, the quadrature component I m { C } is the voltage L across the AC side reactor L.
Has a magnitude equal to the quadrature component of the current voltage S. Between the reactor voltage L and the alternating current S , Therefore, the orthogonal component I m { C } is an alternating current
It is proportional to the effective component of S. That is, the voltage adjuster 302 has a function of controlling the electric power supplied to the load side by controlling the effective component of the AC current S , and adjusting the DC voltage E d to be equal to the target value E d *.
一方、電源電圧Ｓと交流電流Ｓの位相差φは位相
差検出器303で検出される。いま、交流電流ＳがSO
なる遅れ電流であるとすると、このときのリアクトル電
圧Ｌおよび変換器入力電圧ＣはそれぞれLO,CO
のようにする。このとき、位相調節器304は同相電圧Re
｛Ｃ｝を増大させるように働く。それにより、変換器
入力電圧ＣはCOからC1に移り、リアクトル電圧
ＬはL1のように電源電圧Ｓと直交し、交流電流Ｓ
はS1のように電源電圧Ｓと同相に、すなわち位相差
φは零に制御される。この動作の過程において、直交成
分Im｛Ｃ｝には影響を与えないので、電源電流Ｓの
有効成分は一定、すなわち負荷側に供給される電力は一
定に保たれる。On the other hand, the phase difference φ between the power supply voltage S and the alternating current S is detected by the phase difference detector 303. Now, the alternating current S is SO
, The reactor voltage L and the converter input voltage C at this time are LO and CO, respectively.
Like At this time, the phase adjuster 304 causes the common mode voltage R e
Works to increase { C }. As a result, the converter input voltage C moves from CO to C1 and the reactor voltage
L is orthogonal to the power supply voltage S like L1 , and AC current S
Is controlled to have the same phase as the power supply voltage S like S1 , that is, the phase difference φ is controlled to zero. In the process of this operation, the quadrature component I m { C } is not influenced, so that the effective component of the power supply current S is kept constant, that is, the electric power supplied to the load side is kept constant.
これら同相電圧Re｛Ｃ｝および直交成分Im｛Ｃ｝
は、座標変換器305により、電源電圧Ｓとの位相差LEC
と変換器入力電圧の振幅相当の変調度MIに変換される。
変換された信号は、PWM変調部306によりパルス幅変調さ
れ、スイツチング素子G1〜G4のゲートパルスを発生す
る。These in-phase voltage R e { C } and quadrature component I m { C }
Is the phase difference LE C with the power supply voltage S by the coordinate converter 305.
And the converter input voltage is converted into a modulation factor MI corresponding to the amplitude.
The converted signal is pulse-width modulated by the PWM modulator 306 to generate gate pulses for the switching elements G1 to G4.
上記従来技術は次のような問題点があつた。 The above conventional technique has the following problems.
周知のように、半導体素子のスイツチング制御におい
ては、素子破壊を防ぐため、最小オンおよび最小オフ時
間が制限を受ける。そして、これらの時間が問題になる
のは変調度が大きい場合である。一般に最小オン，オフ
時間を確保するためには、ゲートパルスを発生する段階
で制限を設けることと、変調度MIの値に制限を設けるこ
とが考えられる。As is well known, in switching control of a semiconductor device, the minimum on and off times are limited in order to prevent device destruction. Then, these times become a problem when the degree of modulation is large. Generally, in order to secure the minimum on / off time, it is conceivable to set a limit at the stage of generating a gate pulse and set a limit on the value of the modulation index MI.
変調度MIの制限が変換器の動作に与える影響について
第５図により、以下に説明する。The effect of the limitation of the modulation index MI on the operation of the converter will be described below with reference to FIG.
第５図から明らかなように、変調度MI、すなわち変換
器入力電圧Ｃの振幅｜C|は、電源側の力率を１とす
れば、リアクトル電圧Ｌが大きいほど、すなわち負荷
側に供給する電力が大きいほど、大きな値が要求され
る。As is apparent from FIG. 5, the modulation index MI, that is, the amplitude | C | of the converter input voltage C is supplied to the load side as the reactor voltage L increases, where the power factor on the power supply side is 1. The larger the power, the larger the value required.
いま、変調度MIの制限値MImが図示の大きさにあり、
電圧調節器302の出力である直交成分Im｛Ｃ｝および
位相調節器304の出力である同相成分Re｛Ｃ｝によつ
て与えられた変調器入力電圧Ｃが、COで示されたの
する。変換器入力電圧COは、制限値MImを超えた大き
さであるため、前記の理由から変調度MIは制限値MImに
制限され、変換入力電圧ＣはC1のよすに制限され
る。この結果、交流電流ＳはS1に示すように、必要
な交流電流SOに比べて、その有効成分は小さくなり、
負荷側に必要な電力を供給することができなくなる。Now, the limit value MI m of the modulation index MI is in the size shown,
The modulator input voltage C given by the quadrature component I m { C } which is the output of the voltage regulator 302 and the in-phase component R e { C } which is the output of the phase regulator 304 is denoted CO To do. Since the converter input voltage CO has a magnitude exceeding the limit value MI m , the modulation index MI is limited to the limit value MI m and the conversion input voltage C is limited to C 1 because of the above reason. As a result, the AC current S has a smaller effective component than the necessary AC current SO , as shown by S1 .
It becomes impossible to supply necessary electric power to the load side.
必要な電力を負荷側に供給できない場合、直流電圧Ed
が低下するから、電圧調節器302はその出力である直交
成分Im｛Ｃ｝を大きくすることにより、負荷側に供給
される電力を増加するように働く。ところが、変換器入
力電圧ＣがC1のように制限されているため、位相差
φが存在し位相調節器303もその出力Re｛Ｃ｝を大き
くする。従つて、演算される変換器入力電圧Ｃは大き
さ｜C|は大きくなるが、位相差LECはあまり変化しな
い。大きさ｜C|については、制限値MImに制限される
ため、最終的に得られる変換器入力電圧ＣはC1に近
いものとなり、負荷側に供給される電力を増加すること
ができない。If the required power cannot be supplied to the load side, DC voltage E d
, The voltage regulator 302 works to increase the power supplied to the load side by increasing the quadrature component I m { C } that is its output. However, since the converter input voltage C is limited like C1 , there is a phase difference φ, and the phase adjuster 303 also increases its output R e { C }. Therefore, the calculated converter input voltage C increases in magnitude | C |, but the phase difference LE C does not change much. Since the magnitude | C | is limited to the limit value MI m , the converter input voltage C finally obtained is close to C1 , and the power supplied to the load side cannot be increased.
本発明の目的は、比較的小容量のPWM電力変換器で比
較的大きな出力を採出することにある。An object of the present invention is to extract a relatively large output with a relatively small capacity PWM power converter.
本発明の特徴とするところは、交流電源側に接続され
たインダクタンス要素と直流負荷側に接続されたコンデ
ンサあるいはバッテリを備えたPWM電力変換器と、前記
直流の電圧が指令値になるような前記PWM電力変換器の
交流入力電圧指令を発生する手段とを備えたPWM電力変
換器の制御装置において、前記交流入力電圧指令が前記
PWM電力変換器を構成する素子の最小オン・オフ時間か
ら決まる予定の値を越えないように、かつ、前記PWM電
力変換器入力交流電流の有効成分を保持するように前記
交流電源の力率を低下させる手段とを備えることであ
る。A feature of the present invention is that a PWM power converter including an inductance element connected to an AC power source side and a capacitor or a battery connected to a DC load side, and the DC voltage as a command value In the control device of the PWM power converter provided with a means for generating an AC input voltage command of the PWM power converter, the AC input voltage command is the
The power factor of the AC power supply should be set so that it does not exceed a predetermined value determined from the minimum on / off time of the elements that constitute the PWM power converter, and that the active component of the PWM power converter input AC current is retained. And a means for lowering it.
このように、PWM電力変換器のPWM電力変換器の交流入
力電圧指令が、スイツチング素子の最小オン、最小オフ
時間の制限によつて決る制限値に近づくと、制限値を越
えないように、かつ、PWM電力変換器入力交流電流の有
効成分を保持するように、積極的に力率を１以下に抑制
する。これにより、変換器の入力電圧は、変換器の変調
度の上限の軌跡に沿つて推移し、その直流出力電力の最
大値を維持することが可能である。In this way, when the AC input voltage command of the PWM power converter of the PWM power converter approaches the limit value determined by the limitation of the minimum ON and minimum OFF times of the switching element, it should not exceed the limit value, and , PWM power converter Actively suppress the power factor to 1 or less so as to retain the effective component of the input AC current. Thereby, the input voltage of the converter changes along the locus of the upper limit of the modulation degree of the converter, and the maximum value of the DC output power can be maintained.
この結果、特定の僅かの領域でのみ、力率の低下を許
容することにより、比較的小容量のPWM電力変換器によ
り、比較的大きな直流出力を得ることができる。As a result, a relatively large DC output can be obtained by the PWM power converter having a relatively small capacity by allowing the power factor to be reduced only in a specific small area.
以下、本発明の一実施例を、交流電気車に適用して示
す第１図により説明する。An embodiment of the present invention will be described below with reference to FIG. 1 applied to an AC electric vehicle.
スイツチング素子11〜14および整流素子15〜18から成
る電力変換器１の交流電源変圧器２側にはリアクトル３
が、また、インバータ４側にはコンデンサ５あるいはバ
ツテリが接続される。６は、電気車駆動用の誘導電動機
である。電力変換器１のスイツチング素子11〜14のオ
ン，オフを制御する制御装置は、次のように構成され
る。まず、直流電圧目標値Ed＊と直流電圧Edを比較し、
電圧偏差εEdを出力する比較器７と、電圧偏差εEdを入
力し、交流電流の振幅指令｜S|＊を出力する電圧制御
器８が設けられる。この電圧制御器８は、スイツチング
素子11〜14の最大遮断電流および変換器１の電流容量か
ら定まる制限特性を備えている。この交流電流振幅指令
｜S|＊は、比較器９によつて、電流検出器10および振
幅検出器11を介して得られた交流電流振幅｜S|と比較
され、電流偏差ε｜S|を出力する。この偏差ε｜S|
は、電流制御器12に入力される。この電流制御器12は、
例えば比例積分演算を行い、変換器の交流入力電圧Ｃ
の虚軸成分（交流電源電圧Ｓと直交する成分）Im｛
Ｃ｝を出力する。A reactor 3 is provided on the side of the AC power transformer 2 of the power converter 1 including the switching elements 11 to 14 and the rectifying elements 15 to 18.
However, the capacitor 5 or battery is connected to the inverter 4 side. Reference numeral 6 is an induction motor for driving an electric vehicle. The control device for controlling on / off of the switching elements 11 to 14 of the power converter 1 is configured as follows. First, compare the DC voltage target value E d * with the DC voltage E d ,
A comparator 7 for outputting a voltage deviation εE d, enter the voltage deviation εE d, amplitude command of the alternating current | S | voltage controller 8 which outputs a * is provided. The voltage controller 8 has a limiting characteristic determined by the maximum breaking current of the switching elements 11 to 14 and the current capacity of the converter 1. The AC current amplitude command | S | * is compared by the comparator 9 with the AC current amplitude | S | obtained through the current detector 10 and the amplitude detector 11, and the current deviation ε | S | Output. This deviation ε | S |
Is input to the current controller 12. This current controller 12
For example, the proportional-integral calculation is performed to convert the AC input voltage C of the converter.
Imaginary axis component (component orthogonal to AC power supply voltage S ) I m {
C } is output.
一方、位相検出器13は、交流電源電圧Ｓと交流電流
Ｓの位相差φを検出する。位相差指令値φ＊は、通常
電気角０度、すなわち力率cosφ＝１に設定されてい
る。位相差指令値φ＊と検出位相差φは、比較器14によ
つて比較され、偏差εφを位相力率制御器15へ出力す
る。この位相制御器15は、後述する制限特性を備えてお
り、変換器の交流入力電圧Ｃの実軸成分（交流電源電
圧Ｓと同相の成分）Re｛Ｃ｝を出力する。On the other hand, the phase detector 13 has an AC power supply voltage S and an AC current.
The phase difference φ of S is detected. The phase difference command value φ * is normally set to an electrical angle of 0 degree, that is, a power factor cosφ = 1. The phase difference command value φ * and the detected phase difference φ are compared by the comparator 14, and the deviation εφ is output to the phase power factor controller 15. The phase controller 15 has a limiting characteristic to be described later, and outputs a real axis component of the AC input voltage C of the converter (a component in phase with the AC power supply voltage S ) R e { C }.
座標変換器16は、前記虚軸成分Im｛Ｃ｝および実軸
成分Re｛Ｃ｝を入力し、PWM変調のための位相ＬＣ
と変調度指令MIを出力する。PWM変調部17は、前記位相
ＬＣおよび変調度指令MIから、PWM変調を行い、スイ
ツチング素子11〜14のオン，オフパルスを発生する。The coordinate converter 16 receives the imaginary axis component I m { C } and the real axis component R e { C } and inputs the phase L C for PWM modulation.
And the modulation degree command MI is output. The PWM modulator 17 performs PWM modulation from the phase L C and the modulation degree instruction MI to generate ON / OFF pulses for the switching elements 11-14.
前記変調度指令MIは、スイツチング素子11〜14の最小
オン，オフ時間から決まる最大変調度MImと比較器18に
よつて比較され、力率制限器19に出力される。この力率
制限器19は、変調度指令MIが最大変調器MImを超えたと
き、その超えた量に応じた力率制限信号PFLを出力す
る。この力率制限信号PFLは、前記位相（力率）制御器1
5に入力され、その大きさに応じて実軸成分Re｛Ｃ｝
を絞り込むように制限する。The modulation degree command MI is compared with the maximum modulation degree MI m determined by the minimum on / off time of the switching elements 11 to 14 by the comparator 18, and output to the power factor limiter 19. When the modulation factor command MI exceeds the maximum modulator MI m , the power factor limiter 19 outputs a power factor limiting signal PFL according to the amount of the excess. This power factor limiting signal PFL is the phase (power factor) controller 1
5 is input to the real axis component R e { C } according to its magnitude.
Restrict to narrow down.
以下、第６図を参照して第１図の制御動作について説
明する。The control operation of FIG. 1 will be described below with reference to FIG.
第１図の交流電気車において、変換器１は、基本的に
は直流電圧Edを一定に制御する。インバータ４は、直流
電気車のものと基本的に同一であり、インバータ制御器
20によつて電気車の速度に応じ、公知のトルク，定電
力，ならびに特性領域の制御を行う。In the AC electric vehicle of FIG. 1, the converter 1 basically controls the DC voltage E d to be constant. The inverter 4 is basically the same as that of a DC electric vehicle, and the inverter controller
According to the speed of the electric vehicle, the known torque, constant power, and characteristic region are controlled by 20.
ここで、変換器１に要求される出力電力は、定電力領
域において最大となる。例えば、最高速度300km/hの電
気車を想定すると、ほぼ100〜200km/h程度の速度域がこ
の領域となる。この領域で交流電源電圧がS1の大きさ
であつたとすると、必要な電力を供給するための交流電
流はS1となる。これによりリアクトル電圧はL1とな
るので、変換器入力電圧としてはC1が要求される。こ
のC1は、最大変調度MIm以内の変調度で得られる値で
ある。Here, the output power required for the converter 1 becomes maximum in the constant power region. For example, assuming an electric vehicle with a maximum speed of 300 km / h, the speed range of approximately 100 to 200 km / h is this area. Assuming that the AC power supply voltage is S1 in this region, the AC current for supplying the necessary power is S1 . As a result, the reactor voltage becomes L1 , so C1 is required as the converter input voltage. This C1 is a value obtained with a modulation factor within the maximum modulation factor MI m .
ここで、交流電源電圧が変動し、S2となつた場合、
力率１を保ちつつ必要な電力を供給するとすれば、リア
クトル電圧はL2となる。但し、ELdは交流電源電圧の
変動に対して、供給電力を一定とするリアクトル電圧の
軌跡 を示す。ところが、リアクトル電圧L2を得るための変
換器入力電圧はS2となり、最大変調度MImを超えてし
まうため、実現不可能である。Here, if the AC power supply voltage fluctuates and becomes S2 ,
If the necessary power is supplied while maintaining the power factor of 1, the reactor voltage will be L2 . However, E Ld is the locus of the reactor voltage that keeps the supplied power constant against changes in the AC power supply voltage. Indicates. However, the converter input voltage for obtaining the reactor voltage L2 is S2 , which exceeds the maximum modulation degree MI m , which is not feasible.
このような場合において、本実施例によれば、変調度
指令MIが最大変調度MImを超えないように力率制限器19
の出力（力率制限信号）PFLにより位相（力率）制御器1
5の出力である実軸成分Re｛Ｃ｝を絞り込む。これに
より、力率の低下を許容し、変換器入力電圧はC3にな
る最大変調度MImを満足する値に制御される。In such a case, according to the present embodiment, the power factor limiter 19 prevents the modulation degree command MI from exceeding the maximum modulation degree MI m.
Output (power factor limiting signal) PFL for phase (power factor) controller 1
The real axis component R e { C } that is the output of 5 is narrowed down. As a result, the reduction of the power factor is allowed, and the converter input voltage is controlled to a value that satisfies the maximum modulation degree MI m that becomes C3 .
この動作においては、虚軸成分Im｛Ｃ｝には影響を
与えていない。交流電流Ｓは、 と表わせるから、その実軸成分（有効成分）Re｛Ｓ｝
にも影響を与えない。したがつて、S3 cosφ＝S2 となり、変換器１は必要な電力を出力することができ
る。In this operation, the imaginary axis component I m { C } is not affected. The alternating current S is Therefore, the real axis component (effective component) R e { S }
Does not affect Therefore, S3 cosφ = S2 , and the converter 1 can output the required power.
前述のように電気車の運転において、出力電力が最大
となるのは定電力領域である。その他の、定トルクおよ
び特性領域では、出力電力は定電力領域より小さくな
り、したがつて変換器入力電圧Ｃも小さくなる。すな
わち、最大変調度MImを満足するために、力率の低下を
許容するのは、大きな出力電力を要求された場合、ある
いは交流電源電圧Ｓが上昇した場合である。なお、出
力電力が最大となる定電力領域の持続時間は、前述の想
定した電気車において加速度を2.0km/h/sとすれば、た
かだか１分間程度のものである。As described above, in driving an electric vehicle, the maximum output power is in the constant power region. In the other constant torque and characteristic regions, the output power becomes smaller than that in the constant power region, and thus the converter input voltage C also becomes smaller. That is, in order to satisfy the maximum modulation degree MI m , the reduction of the power factor is allowed when a large output power is required or when the AC power supply voltage S increases. The duration of the constant power region in which the output power is maximum is about 1 minute at the acceleration of 2.0 km / h / s in the above-mentioned electric vehicle.
交流電源電圧Ｓの設定にあたつては、従来はその値
Ｓが変動範囲の最大値をとり、かつ変換器１の出力電
力が最大であるときに、最大変調度MImと力率１とを同
時に満足するようにしていた。交流電源電圧Ｓと交流
電流Ｓとは、出力電圧を一定とすれば反比例の関係に
あるから、交流電源電圧Ｓが低下した場合には、交流
電流Ｓが増大する。変換器１の電流容量は、いうまで
もなく、交流電源電圧Ｓが最小となつたときの交流電
流Ｓを考慮して設定しなければならない。For the setting of the AC power supply voltage S , the value is conventionally set.
When S has the maximum value in the fluctuation range and the output power of the converter 1 is maximum, the maximum modulation degree MI m and the power factor 1 are simultaneously satisfied. Since the AC power supply voltage S and the AC current S have an inversely proportional relationship when the output voltage is constant, when the AC power supply voltage S decreases, the AC current S increases. Needless to say, the current capacity of the converter 1 must be set in consideration of the AC current S when the AC power supply voltage S becomes the minimum.
これに対して、本実施例によれば、交流電源電圧Ｓ
が上昇したときには必ずしも力率１を満足しなくても良
い。したがつて、交流電流電圧Ｓを従来より大きい値
に設定することができる。これにより、交流電源電圧が
低下した場合に必要な交流電圧Ｓは小さくなる。一
方、交流電源電圧Ｓが上昇した場合には力率の低下を
許容することになる。しかし、必要な交流電流の実軸成
分（有効成分）Scosφは小さくなり、力率の低下によ
る交流電流Ｓの増加に打ち消す方向に働く。そのた
め、力率の低下に対して、交流電流Ｓの増加分は小さ
い。On the other hand, according to this embodiment, the AC power supply voltage S
Does not always have to satisfy the power factor of 1. Therefore, the alternating current voltage S can be set to a value higher than the conventional value. As a result, the AC voltage S required when the AC power supply voltage decreases becomes small. On the other hand, when the AC power supply voltage S rises, the power factor is allowed to decrease. However, the real axis component (effective component) S cos φ of the required alternating current becomes smaller, and it works in the direction of canceling out the increase in the alternating current S due to the decrease in power factor. Therefore, the increase in the AC current S is small with respect to the decrease in the power factor.
以上の電流容量の低減効果については、最悪条件時に
力率が0.9程度まで低下することを許容すれば、変換器
１の電流容量を約15％低減できるという試算結果が得ら
れた。Regarding the above current capacity reduction effect, a trial calculation result was obtained that the current capacity of the converter 1 can be reduced by about 15% if the power factor is allowed to decrease to about 0.9 under the worst condition.
つぎに、変換器１に要求される出力電力が過大になつ
た場合を考える。Next, consider a case where the output power required for the converter 1 becomes excessive.
最大変調度MImの制限に対して力率の低下を許容しつ
つ出力電力を増大していくと、ついには交流電流Ｓが
変換器１の許容できる電流容量に達する。このとき、変
換器１が出し得る出力電力を超える電力をインバータ４
が消費した場合、コンデンサ５は徐々に放電することに
なり、したがつて直流電圧Edは徐々に低下する。変換器
入力電圧Ｃは、直流電圧EdをPWM制御することによつ
て発生している。そのために、最大変調度MImを保持し
ていても、変換器入力電圧Ｃの大きさは直流電圧Edの
低下に従つて小さくなつていく。その際に、交流電流
Ｓを変換器１の電流容量内に抑えるためには、変換器入
力電圧Ｃが最大リアクトル電圧ELmを超えないように
制御すれば良い。When the output power is increased while permitting the reduction of the power factor with respect to the limitation of the maximum modulation degree MI m, the alternating current S finally reaches the allowable current capacity of the converter 1. At this time, the electric power exceeding the output electric power that the converter 1 can output is supplied to the inverter 4
Is consumed, the capacitor 5 is gradually discharged, and thus the DC voltage E d gradually decreases. The converter input voltage C is generated by PWM controlling the DC voltage E d . Therefore, even if the maximum modulation degree MI m is held, the magnitude of the converter input voltage C decreases as the DC voltage E d decreases. At that time, alternating current
In order to keep S within the current capacity of the converter 1, the converter input voltage C may be controlled so as not to exceed the maximum reactor voltage E Lm .
本実施例によれば、電圧制御器８の出力、すなわち交
流電流振幅指令値｜S|＊に制限を設けており、電流制
御器12は検出した交流電流振幅｜S|＊が指令値｜S|
＊に等しくなるように制御を行う。この場合、虚軸成分
Im｛Ｃ｝の大きさを減少せしめる方向に動作する。そ
の結果、変換器入力電圧Ｃは最大リアクトル電圧ELm
の軌跡に沿つて制御されることになり、交流電流Ｓを
変換器１の電流容量の限界に沿つて制御することができ
る。According to the present embodiment, the output of the voltage controller 8, that is, the AC current amplitude command value | S | * is limited, and the current controller 12 detects that the detected AC current amplitude | S | * is the command value | S | |
Control so that it becomes equal to *. In this case, the imaginary axis component
It operates in the direction of decreasing the size of I m { C }. As a result, the converter input voltage C is the maximum reactor voltage E Lm
Therefore, the AC current S can be controlled along the limit of the current capacity of the converter 1.
以上のように、本実施例によれば、変換器１にその電
流容量を超えるような過大な出力電力が要求され、直流
電圧Edが低下してきても、交流電流Ｓを変換器１の電
流容量内に制御することができる。As described above, according to the present embodiment, even if the converter 1 is required to have an excessive output power that exceeds its current capacity and the DC voltage E d decreases, the AC current S is converted into the current of the converter 1. It can be controlled within capacity.
第２図は、本発明の他の実施例を示す図である。ここ
で、位相制御器15は出力を制限する機能を特に有してい
ないこと、力率制限器19の出力PFLは比較器21に入力さ
れ、位相差目標値φ＊を調節することによつて力率を低
下するほかは、第１図と同様である。FIG. 2 is a diagram showing another embodiment of the present invention. Here, the phase controller 15 does not particularly have a function of limiting the output, and the output PFL of the power factor limiter 19 is input to the comparator 21 to adjust the phase difference target value φ *. Same as FIG. 1 except that the power factor is reduced.
したがつて、前記実施例と同様の効果が得られる。 Therefore, the same effect as that of the above embodiment can be obtained.
以上の２つの実施例は、変調度指令MIが最大変調度MI
mを超えないように、それらを比較した結果に応じて力
率の低下を許容するものである。In the above two embodiments, the modulation degree command MI is the maximum modulation degree MI.
The power factor is allowed to decrease depending on the result of comparison so as not to exceed m .
変調度に関連する制御変数としては、この他にスイツ
チング素子11〜14に与えられるゲートパルスの幅、変調
器入力電圧Ｃの波形、虚軸成分Im｛Ｃ｝などを挙げ
ることができる。これらの制御変数がその制限値を超え
ないように力率の低下を許容することは、前記実施例に
おいて比較器18の入力を変調度に関連する制御変数と、
その制限値とに変更することによつて達成できる。The control variables associated with the degree of modulation can include the addition to the width of a given gate pulse to the switching-element 11 to 14, of the modulator input voltage waveform C, and imaginary axis component I m {C}. To allow a reduction in power factor so that these control variables do not exceed their limit values, the input of the comparator 18 in the above embodiment is a control variable related to the modulation factor,
This can be achieved by changing the limit value.
本発明によれば、PWM電力変換器を特定の領域におい
て力率の低下を許容することにより、出力電力を拡大す
ることができる。したがつて、従来と同じ出力電力を得
る場合、変換器の電流容量を低減することができる。電
流容量は、最悪条件時に力率が0.9程度まで低下するこ
とを許容すれば、従来より約15％低減することができ
る。According to the present invention, the output power can be increased by allowing the PWM power converter to reduce the power factor in a specific region. Therefore, when obtaining the same output power as the conventional one, the current capacity of the converter can be reduced. The current capacity can be reduced by about 15% from the conventional value if the power factor is allowed to drop to about 0.9 under the worst condition.
第１図は本発明の一実施例を示す構成図、第２図は本発
明の他の実施例を示す構成図、第３図は従来例を示す構
成図、第４図は第３図の動作を示すベクトル図、第５図
は従来例の動作を示すベクトル図、第６図は本発明の動
作を示すベクトル図である。 １……PWM電力変換器、３……リアクトル、５……コン
デンサ、８……電力制御器、11……振幅検出器、12……
電流制御器、13……位相検出器、15……位相制御器、16
……座標変換器、17……PWM変調部、19……力率制限
器、7,9,14,18,21……比較器。1 is a block diagram showing an embodiment of the present invention, FIG. 2 is a block diagram showing another embodiment of the present invention, FIG. 3 is a block diagram showing a conventional example, and FIG. 4 is a block diagram of FIG. FIG. 5 is a vector diagram showing the operation, FIG. 5 is a vector diagram showing the operation of the conventional example, and FIG. 6 is a vector diagram showing the operation of the present invention. 1 ... PWM power converter, 3 ... Reactor, 5 ... Capacitor, 8 ... Power controller, 11 ... Amplitude detector, 12 ...
Current controller, 13 ... Phase detector, 15 ... Phase controller, 16
…… Coordinate converter, 17 …… PWM modulator, 19 …… Power factor limiter, 7,9,14,18,21 …… Comparator.
Claims (6)
素と直流負荷側に接続されたコンデンサあるいはバッテ
リを備えたPWM電力変換器と、前記直流の電圧が指令値
になるような前記PWM電力変換器の交流入力電圧指令を
発生する手段とを備えたPWM電力変換器の制御装置にお
いて、前記交流入力電圧指令が前記PWM電力変換器を構
成する素子の最小オン・オフ時間から決まる予定の値を
越えないように、かつ、前記PWM電力変換器入力交流電
流の有効成分を保持するように前記交流電源の力率を低
下させる手段とを備えたPWM電力変換器の制御装置。1. A PWM power converter including an inductance element connected to an AC power source side and a capacitor or a battery connected to a DC load side, and the PWM power converter such that the DC voltage has a command value. In the controller of the PWM power converter having a means for generating the AC input voltage command, the AC input voltage command exceeds a predetermined value determined from the minimum on / off time of the elements constituting the PWM power converter. And a means for lowering the power factor of the AC power supply so that the effective component of the PWM power converter input AC current is retained.
分を保持する際、この入力交流電流がこの電力変換器を
構成する素子の容量から決まる制限値に達したときこの
入力交流電流を制限する手段とを備えた特許請求の範囲
第１項記載のPWM電力変換器の制御装置。2. When holding an effective component of the PWM power converter input AC current, the input AC current is limited when the input AC current reaches a limit value determined by the capacity of an element constituting the power converter. The control device for the PWM power converter according to claim 1, further comprising:
前記直流の電圧と指令値との偏差に基づいて前記入力交
流電流の振幅指令を出力する手段と、この入力交流電流
の振幅指令と実交流電流の振幅との偏差に基づいて前記
交流入力電圧の直交成分の指令を出力する手段と、前記
交流電源の電圧と電流の位相差と位相指令との偏差に基
づいて前記交流入力電圧の同相成分の指令を出力する力
率制御手段とを含むものであり、前記交流電源の力率を
低下させる手段は、前記交流入力電圧の直交成分及び同
相成分から得られる変調度指令が前記電力変換器を構成
する素子の最小オン・オフ時間から決まる最大変調度を
越えた量に応じて前記力率制御手段に作用して力率を低
下させる手段である特許請求の範囲第１項記載のPWM電
力変換器の制御装置。3. The means for generating the AC input voltage command comprises:
Means for outputting the amplitude command of the input AC current based on the deviation between the DC voltage and the command value, and the AC input voltage of the AC input voltage based on the deviation between the amplitude command of the input AC current and the amplitude of the actual AC current. A means for outputting a command of a quadrature component, and a power factor control means for outputting a command of an in-phase component of the AC input voltage based on a difference between the phase difference between the voltage and current of the AC power supply and the phase command. Yes, the means for reducing the power factor of the AC power supply is such that the modulation degree command obtained from the quadrature component and the in-phase component of the AC input voltage is the maximum modulation degree determined from the minimum on / off time of the elements constituting the power converter. The control device for the PWM power converter according to claim 1, which is a means for acting on the power factor control means to reduce the power factor in accordance with the amount exceeding the limit.
段は、前記電力変換器を構成する素子の容量から決まる
制限値以内に前記振幅指令を制限する手段を含む特許請
求の範囲第３項記載のPWM電力変換器の制御装置。4. The method according to claim 3, wherein the means for outputting the amplitude command of the input alternating current includes means for limiting the amplitude command within a limit value determined by the capacity of an element forming the power converter. Controller for the described PWM power converter.
せる手段は、前記交流入力電圧の同相成分を前記変調度
指令が前記最大変調度を越えた量に応じて低下させるも
のである特許請求の範囲第３項記載のPWM電力変換器の
制御装置。5. The means for acting on the power factor control means to reduce the power factor reduces the in-phase component of the AC input voltage according to the amount by which the modulation degree command exceeds the maximum modulation degree. A control device for a PWM power converter according to claim 3.
せる手段は、前記位相指令を、前記変調度指令が前記最
大変調度を越えた量に応じて低下させるものである特許
請求の範囲第３項記載のPWM電力変換器の制御装置。6. The means for acting on the power factor control means to reduce the power factor reduces the phase command in accordance with the amount by which the modulation factor command exceeds the maximum modulation factor. A control device for a PWM power converter according to item 3 of the above.
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61053394A JP2510510B2 (en) | 1986-03-11 | 1986-03-11 | Control device for PWM power converter |
| EP87103371A EP0237012B1 (en) | 1986-03-11 | 1987-03-10 | A control apparatus for pwm power converters |
| DE87103371T DE3786024T2 (en) | 1986-03-11 | 1987-03-10 | Control device for pulse width modulated converters. |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP61053394A JP2510510B2 (en) | 1986-03-11 | 1986-03-11 | Control device for PWM power converter |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS62210866A JPS62210866A (en) | 1987-09-16 |
| JP2510510B2 true JP2510510B2 (en) | 1996-06-26 |
Family
ID=12941605
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP61053394A Expired - Lifetime JP2510510B2 (en) | 1986-03-11 | 1986-03-11 | Control device for PWM power converter |
Country Status (1)
| Country | Link |
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| JP (1) | JP2510510B2 (en) |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
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| US5177677A (en) * | 1989-03-08 | 1993-01-05 | Hitachi, Ltd. | Power conversion system |
| JPH0783609B2 (en) * | 1989-08-25 | 1995-09-06 | 株式会社日立製作所 | Power converter |
| JP3232431B2 (en) * | 1995-09-08 | 2001-11-26 | 株式会社日立製作所 | Power converter |
| AT504106B1 (en) * | 2006-08-24 | 2008-03-15 | Elin Ebg Traction Gmbh | METHOD FOR CONTROLLING A POWER SUPPLY FOR RAIL VEHICLES |
| JP6356416B2 (en) * | 2013-12-19 | 2018-07-11 | 株式会社ダイヘン | Control circuit for inverter circuit, inverter device provided with this control circuit, induction heating device provided with this inverter device, and control method |
-
1986
- 1986-03-11 JP JP61053394A patent/JP2510510B2/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS62210866A (en) | 1987-09-16 |
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