JP2555732B2 - Music signal synthesis method - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、電子楽器あるいは音源モジュール、その
他楽音発生装置若しくは設備等で利用することができる
楽音信号合成方式に関し、特に、所望のスペクトル特性
を持つ楽音信号の瞬時値を比較的簡単な演算により算出
する楽音信号合成方式に関し、かつ該スペクトル特性の
制御可能性を向上させたものに関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Industrial field of application] The present invention relates to a musical tone signal synthesizing method that can be used in an electronic musical instrument, a tone generator module, a musical tone generating device, equipment, or the like. The present invention relates to a musical tone signal synthesizing method for calculating an instantaneous value of a musical tone signal possessed by a relatively simple operation, and to a system in which the controllability of the spectrum characteristic is improved.

〔従来の技術〕[Conventional technology]

楽音信号合成方式としては、可聴周波数領域の周波数
変調演算による方式（代表的には特公昭54−33525号公
報に示されたもの）、あるいは各高調波成分波形を加算
することにより所望のスペクトル特性の楽音信号を合成
する方式、あるいは高調波成分を多く含む音源波形をフ
ィルタに通すことにより所望のスペクトル特性の楽音信
号を合成する方式、などが知られている。As the tone signal synthesis method, a method by frequency modulation calculation in the audible frequency range (typically shown in Japanese Patent Publication No. 54-33525) or a desired spectral characteristic by adding each harmonic component waveform There is known a method of synthesizing a musical tone signal of, or a method of synthesizing a musical tone signal of a desired spectral characteristic by passing a sound source waveform containing many harmonic components through a filter.

１番目の方式は周波数変調演算式を実行することによ
り所望のスペクトル構成の楽音信号を一挙に合成するの
で、演算システムが比較的簡単であるというメリットが
ある。しかし、十分に満足の行くスペクトル構成を実現
するには多重式や多項式等の複雑な演算式が必要であ
り、それに伴い演算システムが複雑になってしまう、と
いう問題がある。また、所望のスペクトル構成を実現す
るための各種演算パラメータの設定が難しい、という問
題もある。また、高域に向かって単調に減衰するような
スペクトルエンベロープを持つスペクトル構成を実現す
るのが難しい、という問題点もあった。２番目の方式
は、級数演算を行うことになるため、演算システムが大
規模になってしまう、という問題がある。３番目の方式
は、得られるスペクトル特性がフィルタ特性に依存する
ので、スペクトル特性の自由な制御ができない、という
問題がある。The first method has a merit that the operation system is relatively simple because the tone signals having a desired spectrum structure are synthesized at once by executing the frequency modulation operation expression. However, there is a problem that a complicated arithmetic expression such as a multiplex expression or a polynomial expression is required to realize a sufficiently satisfactory spectrum structure, and the operation system becomes complicated accordingly. Further, there is a problem that it is difficult to set various calculation parameters for realizing a desired spectrum configuration. There is also a problem that it is difficult to realize a spectrum configuration having a spectrum envelope that monotonically attenuates toward a high range. The second method has a problem that the arithmetic system becomes large in scale because the series arithmetic is performed. The third method has a problem that the obtained spectral characteristic depends on the filter characteristic, so that the spectral characteristic cannot be freely controlled.

一方、特開昭60−83999号公報においては、上述の周
波数変調演算による楽音信号合成方式の改良が示されて
いる。そこにおいては、周波数変調演算または振幅変調
演算によって楽音信号を合成する場合において、変調波
信号または被変調波信号を、〔ｆ（ωｔ）〕^ｋなる指数
関数で与えるようにし、しかも、この指数関数ｆ（ω
ｔ）^ｋをlog〔ｆ（ωｔ）〕^ｋなる対数関数で求めるこ
とにより、ｋ乗の演算を「ｋ・logf（ωｔ）＝log〔ｆ
（ωｔ）〕^ｋ」という対数の乗算に置き換えて実行し、
これによりｋのべき乗演算を簡略化することが示されて
いる。周波数変調演算または振幅変調演算において、変
調波信号または被変調波信号を〔ｆ（ωｔ）〕^ｋなる指
数関数で与えることにより、変調波または被変調波が複
雑な周波数成分を持つものとなり、これにより、比較的
単調な変調演算式であっても、合成される楽音信号は複
雑な周波数成分を持つものとなり、変調演算システムの
簡略化に寄与する、というメリットがある。On the other hand, Japanese Patent Application Laid-Open No. 60-83999 discloses an improvement of the tone signal synthesizing method by the above frequency modulation calculation. Therein, when a musical tone signal is synthesized by frequency modulation calculation or amplitude modulation calculation, the modulated wave signal or the modulated wave signal is given by an exponential function of [f (ωt)] ^k f (ω
t) ^k is calculated by a logarithmic function of log [f (ωt)] ^k to calculate k-th power as “k · logf (ωt) = log [f
(Ωt)] ^k ”is replaced with a logarithmic multiplication and executed,
This has been shown to simplify the exponentiation operation of k. In the frequency modulation calculation or the amplitude modulation calculation, by giving the modulated wave signal or the modulated wave signal by an exponential function of [f (ωt)] ^k , the modulated wave or the modulated wave has a complicated frequency component. Thus, even if the modulation arithmetic expression is relatively monotonous, the synthesized musical tone signal has a complicated frequency component, which has the advantage of contributing to simplification of the modulation arithmetic system.

〔発明が解決しようとする課題〕[Problems to be Solved by the Invention]

上述の特開昭60−83999号公報に示された〔ｆ（ω
ｔ）〕^ｋなる指数関数は、関数ｆ（ωｔ）を単にｋ乗し
ただけのものであるため、その指数関数〔ｆ（ωｔ）〕
^ｋに対応する波形それ自体に複雑に可変制御することは
できなかった。（しかし、そうではあっても、そこに示
されるように、〔ｆ（ωｔ）〕^ｋなる指数関数の波形を
周波数変調演算または振幅変調演算における変調波信号
または被変調波信号として用いれば、その変調の結果得
られる楽音信号中の周波数成分は複雑なものとなるの
で、同公報に記載された発明においては十分に効果が期
待できた。） この発明の主たる目的は、〔ｆ（ωｔ）〕^ｋなる関数
に対応する波形をそれ自体を複雑に可変制御することが
できるようにすることである。また、この発明の更なる
目的は、〔ｆ（ωｔ）〕^ｋなる関数に対応する波形それ
自体を複雑に可変制御することができるようにすること
により、〔ｆ（ωｔ）〕^ｋなる関数単独でも、その波形
形状つまりスペクトル特性を様々に制御することが可能
な、良質の楽音信号を合成することができるようにする
ことである。また、この発明のもう１つの目的は、〔ｆ
（ωｔ）〕^ｋを演算項の１つに含む演算式（例えば周波
数変調演算式や振幅変調演算式など）に従って楽音信号
を合成する場合においても、従来のものに増して更に一
層複雑なスペクトル特性を有する楽音信号を比較的簡単
な演算システムによって合成し得るようにすることであ
る。この発明の更なる目的は、従来の変調演算方式によ
る楽音信号合成方式では実現しにくかった単調減少傾向
のスペクトルエンベロープを持つスペクトル特性を容易
に得ることができるようにすることである。The above-mentioned Japanese Patent Laid-Open No. 60-83999 discloses [f (ω
t)] ^k becomes exponential function, since they are of merely to multiply k functions f (.omega.t), the exponential function [f (.omega.t)]
^The waveform itself corresponding to ^k could not be complicatedly variably controlled. (However, as shown therein, if the waveform of the exponential function of [f (ωt)] ^k is used as the modulated wave signal or the modulated wave signal in the frequency modulation calculation or the amplitude modulation calculation, The frequency component in the tone signal obtained as a result of the modulation becomes complicated, so that the invention described in the publication could be expected to be sufficiently effective.) The main object of the invention is [f (ωt)]. That is, the waveform corresponding to the function ^k can be variably controlled in a complicated manner. Moreover, a further object of the present invention, [f (.omega.t)] by be able to complex variably controls the corresponding waveform itself ^k becomes a function, [f (.omega.t)] ^k becomes a function solely However, it is to be able to synthesize a high-quality musical tone signal whose waveform shape, that is, spectral characteristics, can be variously controlled. Another object of the present invention is [f
(Ωt)] Even in the case of synthesizing a musical tone signal according to an arithmetic expression including ^k as one of the arithmetic terms (for example, a frequency modulation arithmetic expression or an amplitude modulation arithmetic expression), the spectrum characteristic is further complicated as compared with the conventional one. Is to be able to synthesize a musical tone signal having the following by a relatively simple arithmetic system. A further object of the present invention is to make it possible to easily obtain a spectrum characteristic having a monotonically decreasing spectrum envelope, which has been difficult to realize in the conventional tone signal synthesis method based on the modulation calculation method.

〔課題を解決するための手段〕[Means for solving the problem]

この発明に係る楽音信号合成方式は、繰返し変化する
位相情報ωｔに応じて所定の関数ｆ（ωｔ）を発生する
こと、指数ｋに応じてこの関数ｆ（ωｔ）を〔ｆ（ω
ｔ）〕^ｋに変更すること、及び前記ｋの値を前記位相情
報ωｔに応じて制御することからなる演算アルゴリズム
を実行することにより前記関数〔ｆ（ωｔ）〕^ｋの演算
を行い、この関数〔ｆ（ωｔ）〕^ｋの演算値に基づき楽
音信号を合成することを特徴とするものである。The tone signal synthesizing method according to the present invention generates a predetermined function f (ωt) according to the repeatedly changing phase information ωt, and changes the function f (ωt) according to the index k to [f (ω
t)] ^k , and the value of k is controlled according to the phase information ωt to carry out the calculation of the function [f (ωt)] ^k. [F (ωt)] is characterized by synthesizing a musical tone signal based on the calculated value of ^k .

また、この発明に係る楽音信号合成方式は、前記関数
〔ｆ（ωｔ）〕^ｋを演算項の１つに含む演算式を更に実
行し、この演算式に従い楽音信号を合成することを特徴
とすものである。Further, the tone signal synthesizing method according to the present invention is characterized by further executing an arithmetic expression including the function [f (ωt)] ^k in one of the arithmetic terms and synthesizing the musical tone signal in accordance with this arithmetic expression. It is a thing.

〔作 用〕[Work]

関数〔ｆ（ωｔ）〕^ｋにおける指数ｋの値を位相情報
ωｔに応じて可変制御することにより、元の関数ｆ（ω
ｔ）の全位相区間においてｋと値が同一値に保持される
のではなく、そのうち適宜の位相区間でｋの値を異なる
ものとすることができる。これにより、この関数〔ｆ
（ωｔ）〕^ｋに対応する波形は、単純なｆ（ωｔ）のｋ
乗の波形とはならず、複雑なものとなる。Function [f (ωt)] By variably controlling the value of the index ^k in k according to the phase information ωt, the original function f (ωt
The value of k may not be held at the same value in all phase sections of t), but the value of k may be different in appropriate phase sections. As a result, this function [f
(Ωt)] The waveform corresponding to ^k is ^k of simple f (ωt)
It does not have a squared waveform but is complicated.

従って、このような位相情報ωｔに応じたｋの値の制
御により、〔ｆ（ωｔ）〕^ｋなる指数関数に対応する波
形それ自体を複雑に可変制御することができるようにな
る。また、それに伴い、〔ｆ（ωｔ）〕^ｋなる関数単独
でも、その波形形状つまりスペクトル特性を様々に制御
することが可能な、良質の楽音信号を合成することがで
きるようになる。Therefore, by controlling the value of k according to the phase information ωt, the waveform itself corresponding to the exponential function [f (ωt)] ^k can be variably controlled in a complicated manner. Along with this, it is possible to synthesize a high-quality tone signal whose waveform shape, that is, spectral characteristics, can be variously controlled by the function [f (ωt)] ^k alone.

更に、このような位相情報ωｔに応じたｋの値の制御
により得られる関数〔ｆ（ωｔ）〕^ｋを演算項の１つに
含む演算式（例えば周波数変調演算式や振幅変調演算式
など）に従って楽音信号を合成する場合においても、当
該演算項に対応する波形成分のスペクトル構成が複雑に
制御可能であるので、従来のものに増して更に一層複雑
なスペクトル特性を有する楽音信号を比較的簡単な演算
システムによって合成することができるようになる。Furthermore, an arithmetic expression including a function [f (ωt)] ^k obtained by controlling the value of k according to such phase information ωt in one of the arithmetic terms (for example, frequency modulation arithmetic expression or amplitude modulation arithmetic expression) Even in the case of synthesizing a musical tone signal in accordance with the above, since the spectral configuration of the waveform component corresponding to the calculation term can be controlled in a complicated manner, a musical tone signal having a more complicated spectral characteristic than the conventional one can be relatively simple It becomes possible to synthesize it by using various arithmetic systems.

なおここで、前記関数ｆ（ωｔ）を対数表現logf（ω
ｔ）で発生し、この関数ｆ（ωｔ）の対数表現logf（ω
ｔ）に前記指数ｋを乗算することにより前記関数〔ｆ
（ωｔ）〕^ｋを対数表現log〔ｆ（ωｔ）〕^ｋで求める
ようにすれば、ｋ乗の演算が「ｋ・logf（ωｔ）＝log
〔ｆ（ωｔ）〕^ｋ」という対数の乗算に置き換えられ、
これによりｋのべき乗演算を簡略化することができる。Note that, here, the function f (ωt) is represented by a logarithmic expression logf (ω
tf), and the logarithmic representation of this function f (ωt) logf (ω
By multiplying t) by the index k, the function [f
(Ωt)] ^k is calculated by logarithmic expression log [f (ωt)] ^k , the calculation of the k-th power is “k · logf (ωt) = log
[F (ωt)] ^k ”is replaced by a logarithmic multiplication,
This can simplify the exponentiation of k.

〔実施例〕〔Example〕

以下、添付図面を参照してこの発明の実施例を詳細に
説明しよう。Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings.

第１図はこの発明に係る楽音信号合成方式の基本構成
に従う一実施例を示すものである。位相情報発生手段１
は繰返し変化する位相情報ωｔを発生するものであり、
例えば、発生すべき楽音の音高に対応して０から２πま
での１周期の位相範囲で繰返し変化する位相情報ωｔを
発生する。波形発生手段２はこの位相情報ωｔに応じて
所定の関数ｆ（ωｔ）を発生するものである。べき乗手
段３は、指数指定手段４から与えられる指数ｋに応じて
この関数ｆ（ωｔ）をｋ乗し、〔ｆ（ωｔ）〕^ｋに変更
する。指数指定手段４は、指数ｋを指定するデータを出
力するものであり、位相情報ωｔを入力し、この位相情
報ωｔに応じて該指数ｋの値を可変制御する。FIG. 1 shows an embodiment according to the basic configuration of the tone signal synthesizing system according to the present invention. Phase information generating means 1
Generates the phase information ωt that changes repeatedly,
For example, the phase information ωt that repeatedly changes in the phase range of one cycle from 0 to 2π is generated corresponding to the pitch of the musical sound to be generated. The waveform generation means 2 generates a predetermined function f (ωt) according to the phase information ωt. The exponentiation unit 3 raises this function f (ωt) to the power of k according to the index k given from the index designating unit 4, and changes it to [f (ωt)] ^k . The index designating means 4 outputs data designating the index k, receives the phase information ωt, and variably controls the value of the index k according to the phase information ωt.

第１図の実施例における波形制御の一例を第２図に示
す。波形発生手段２から発生される関数ｆ（ωｔ）が第
２図ａに示すような正弦波関数sinωｔであると仮定
し、指数指定手段４では位相情報ωｔに応じて０＜ωｔ
≦πの範囲でｋ＝1/2、π＜ωｔ≦２πの範囲でｋ＝２
となるように制御すると仮定すると、べき乗手段３から
出力される関数〔ｆ（ωｔ）〕^ｋの波形は第２図ｂのよ
うになる。なお、第２図ｂでは、π≦ωｔ≦２πの範囲
では関数値の符号を負（−sin²ωｔ）とした。An example of waveform control in the embodiment of FIG. 1 is shown in FIG. It is assumed that the function f (ωt) generated from the waveform generating means 2 is a sine wave function sinωt as shown in FIG. 2a, and the index designating means 4 uses 0 <ωt according to the phase information ωt.
K = 1/2 in the range of ≦ π, k = 2 in the range of π <ωt ≦ 2π
2b, the waveform of the function [f (ωt)] ^k output from the exponentiation means 3 is as shown in FIG. 2b. In FIG. 2b, the sign of the function value is negative (−sin ² ωt) in the range of π ≦ ωt ≦ 2π.

このように、１周期内の適宜の位相区間に応じて指数
ｋの値が切替制御されることにより、べき乗手段３から
出力される関数〔ｆ（ωｔ）〕^ｋに対応する波形は、単
純なｆ（ωｔ）のｋ乗の波形とはならず、複雑なものと
なる。この複雑な関数〔ｆ（ωｔ）〕^ｋの波形形状は、
ｋの値の切替制御態様（位相範囲とその値の両方をパラ
メータとする態様）に応じて様々に可変制御することが
できる。In this way, the waveform of the function [f (ωt)] ^k output from the exponentiation unit 3 has a simple waveform by switching and controlling the value of the index k in accordance with an appropriate phase section within one cycle. The waveform does not have a power of k to the power of f (ωt), and is complicated. The waveform shape of this complicated function [f (ωt)] ^k is
The variable control can be performed in various ways according to the switching control mode of the value of k (mode in which both the phase range and its value are used as parameters).

位相に応じたｋの値の制御態様を制御するために、適
宜の制御パラメータが指数指定手段４に入力されるよう
になっていてよい。この制御パラメータは、時間デー
タ、発生音の音高または音域データ、発生音の音色デー
タ、発生音を指定するための操作子の操作時に加えられ
たタッチデータ及び所定の設定操作手段によって設定さ
れたデータ等の各種ファクタに対応するデータのうちい
ずれか１または複数により決定されるものであってよ
い。時間データによって決定される制御パラメータと
は、例えば、楽音の発音開始に対応して発生されるエン
ベロープ波形データのようなものであり、楽音の発音期
間中において制御パラメータの内容を時間的に変化さ
せ、これによりべき乗手段３から出力される関数〔ｆ
（ωｔ）〕^ｋの波形形状を時間的に変化させ、音色の時
間変化を実現するものである。発生音の音高または音域
データによって決定される制御パラメータとは、例え
ば、発生音の音高または音域に対応して制御パラメータ
の内容を変化させ、これによりべき乗手段３から出力さ
れる関数〔ｆ（ωｔ）〕^ｋの波形形状を発生音の音高ま
たは音域に対応して変化させ、音色のキースケーリング
を実現するものである。発生音の音色データによって決
定される制御パラメータとは、発生音に付与すべき音色
種類に対応して制御パラメータの内容を設定し、これに
よりべき乗手段３から出力される関数〔ｆ（ωｔ）〕^ｋ
の波形形状を発生音のために選定された音色種類に対応
するものに設定するものである。発生音を指定するため
の操作子の操作時に加えられたタッチデータによって決
定される制御パラメータとは、例えば、鍵盤式電子楽器
の場合は発生音を指定するための鍵に加えられた鍵押圧
タッチによって決定される制御パラメータのことであ
り、べき乗手段３から出力される関数〔ｆ（ωｔ）〕^ｋ
の波形形状を鍵タッチの度合に応じて可変制御し、音色
のタッチコントロールを実現するものである。また、制
御パラメータの内容を設定するために所定の設定操作手
段を設けてもよく、所定の設定操作手段によって設定さ
れたデータによって決定される制御パラメータとは、こ
の設定操作手段によって設定されたデータのことであ
る。Appropriate control parameters may be input to the index designating means 4 in order to control the control mode of the value of k according to the phase. This control parameter is set by time data, pitch or range data of the generated sound, tone color data of the generated sound, touch data added when operating the operator for designating the generated sound, and predetermined setting operation means. It may be determined by any one or a plurality of data corresponding to various factors such as data. The control parameter determined by the time data is, for example, envelope waveform data generated in response to the start of sounding a musical sound, and the contents of the control parameter are temporally changed during the sounding period of the musical sound. , The function output from the exponentiation means 3 [f
(Ωt)] The waveform shape of ^k is temporally changed to realize the temporal change of the timbre. The control parameter determined by the pitch or tone range data of the generated sound is, for example, a function [f that is output from the exponentiation means 3 by changing the content of the control parameter according to the tone pitch or tone range of the generated sound. (Ωt)] The waveform shape of ^k is changed in accordance with the pitch or range of the generated sound to realize key scaling of the timbre. The control parameter determined by the tone color data of the generated sound is the function [f (ωt)] output from the exponentiation means 3 by setting the content of the control parameter corresponding to the tone color type to be given to the generated sound. ^k
The waveform shape of is set to correspond to the tone color type selected for the generated sound. For example, in the case of a keyboard-type electronic musical instrument, the key press touch applied to the key for specifying the generated sound is the control parameter determined by the touch data added when operating the operator for specifying the generated sound. Is a control parameter determined by the function [f (ωt)] ^k output from the exponentiation means 3.
The waveform shape of is variably controlled according to the degree of key touch to realize tone color touch control. Further, a predetermined setting operation means may be provided to set the content of the control parameter, and the control parameter determined by the data set by the predetermined setting operation means is the data set by the setting operation means. That is.

べき乗手段３から出力された関数〔ｆ（ωｔ）〕^ｋに
対応する波形信号は、これを単独で楽音信号として使用
してもよい。若しくは、第１図に示す演算回路を、この
関数〔ｆ（ωｔ）〕^ｋを演算項の１つに含む演算式を実
行する演算システムの中に組み込み、この演算式に従い
楽音信号を合成するようにしてもよい。そのような演算
式とは、例えば、周波数変調演算、振幅変調演算、部分
音加算合成演算等任意のものであってよい。The waveform signal corresponding to the function [f (ωt)] ^k output from the exponentiation means 3 may be used alone as a tone signal. Alternatively, the arithmetic circuit shown in FIG. 1 is incorporated into an arithmetic system that executes an arithmetic expression that includes this function [f (ωt)] ^k as one of the arithmetic terms, and synthesizes a tone signal according to this arithmetic expression. You may Such an arithmetic expression may be, for example, an arbitrary expression such as frequency modulation calculation, amplitude modulation calculation, partial sound addition and synthesis calculation.

第３図はこの発明に係る楽音信号合成方式の基本構成
に従う別の一実施例を示すものである。位相情報発生手
段１、波形発生手段２、べき乗手段３及び指数指定手段
４は、第１図に示した同一符号のものと同様のものであ
る。ゼロクロス検出手段５は、波形発生手段２から発生
される関数ｆ（ωｔ）の波形信号のゼロクロス点を検出
するものである。ここで、ゼロクロス点とは、波形の瞬
時振幅値が０の個所（正から負、若しくは負から正に切
り替わる点）である。ゼロクロス検出手段５によるゼロ
クロス検出信号を指数指定手段４に入力する。指数指定
手段４では、位相情報ωｔに応じた指数ｋの値の切替タ
イミングを、このゼロクロス検出手段５で検出したゼロ
クロス点に合わせるようにする。ゼロクロス点に合わせ
る手法としてはどのような手法を採用してもよい。例え
ば、すべてのゼロクロス点に同期してｋの値の切替える
ようにしてもよく、その場合は位相情報ωｔを指数指定
手段４に入力せずに、ゼロクロス検出信号のみを入力す
るようにしてもよい。あるいは、制御パラメータと位相
情報ωｔによって決定されるｋ値切替タイミングが到来
したとき、すぐにｋ値を切替えずに、直近のゼロクロス
点が到来するまで待機し、到来したゼロクロス点のタイ
ミングに合わせてｋ値を切替えるようにしてもよい。FIG. 3 shows another embodiment according to the basic construction of the tone signal synthesizing system according to the present invention. The phase information generating means 1, the waveform generating means 2, the exponentiation means 3 and the exponent designating means 4 are the same as those having the same reference numerals shown in FIG. The zero-cross detection means 5 detects the zero-cross point of the waveform signal of the function f (ωt) generated by the waveform generation means 2. Here, the zero-cross point is a point at which the instantaneous amplitude value of the waveform is 0 (a point at which the waveform is switched from positive to negative or from negative to positive). A zero-cross detection signal from the zero-cross detection means 5 is input to the index designating means 4. The index designating unit 4 adjusts the switching timing of the value of the index k corresponding to the phase information ωt to the zero cross point detected by the zero cross detecting unit 5. Any method may be adopted as a method of adjusting to the zero-cross point. For example, the value of k may be switched in synchronization with all the zero-cross points, and in that case, the phase information ωt may not be input to the index designating means 4 and only the zero-cross detection signal may be input. . Alternatively, when the k-value switching timing determined by the control parameter and the phase information ωt arrives, the k-value is not immediately switched, and the waiting zero-cross point is waited for until the latest zero-cross point arrives. The k value may be switched.

このようにｋ値切替タミイングをゼロクロス点に合わ
せるようにすることのメリットは、ｋ値の切替えによっ
て関数〔ｆ（ωｔ）〕^ｋの部分波形形状が切り替わる点
において波形の連続性が確保され、波形が滑らかになる
ことである。The merit of adjusting the k-value switching timing to the zero-cross point in this way is that the continuity of the waveform is ensured at the point ^where the partial waveform shape of the function [f (ωt)] ^k is switched by switching the k value. Is to be smooth.

次に、この発明に係る楽音信号合成方式のより具体的
な実施例について説明する。Next, a more specific embodiment of the tone signal synthesis system according to the present invention will be described.

第４図の実施例においては、関数〔ｆ（ωｔ）〕^ｋに
対応する楽音信号を算出するための演算アルゴリズムを
実行するハードウェア構成例を示している。この例で
は、或る周期で０から２πまでの位相範囲で繰返し変革
する位相情報ω₁tに関して、この２倍の周期の位相情報
ω₁t/2を発生し、基本の関数ｆ（ωｔ）の位相情報ωｔ
としてこれを使用する、つまりωｔ＝ω₁t/2としてい
る。また、基本の関数ｆ（ωｔ）として正弦関数を使用
している。また、１周期において指数ｋは、２つの位相
区間で夫々個別に制御可能であるとする。１つの位相区
間を例えば０＜ωｔ≦πの範囲とし、これに対応するｋ
の値をｋ＝2^k1+1とする。もう１つの位相区間を例えば
０＜ωｔ≦πの範囲とし、これに対応するｋの値がｋ＝
2^k2+1とする。ここでk1及びk2は、それぞれの位相区間
におけるｋの値を決定する変数である。The embodiment of FIG. 4 shows a hardware configuration example for executing an arithmetic algorithm for calculating a tone signal corresponding to the function [f (ωt)] ^k . In this example, with respect to the phase information ω ₁ t which is repeatedly transformed in a phase range from 0 to 2π in a certain cycle, the phase information ω ₁ t / 2 having the doubled cycle is generated, and the basic function f (ωt) is generated. Phase information ωt
This is used as, that is, ωt = ω ₁ t / 2. A sine function is used as the basic function f (ωt). Further, it is assumed that the index k can be individually controlled in two phase sections in one cycle. For example, one phase section is set to a range of 0 <ωt ≦ π, and k corresponding to this is set.
^Let k = 2 ^{k1 + 1} . For example, another phase section is set to a range of 0 <ωt ≦ π, and the value of k corresponding to this is k =
^{Set to} 2 ^{k2 + 1} . Here, k1 and k2 are variables that determine the value of k in each phase section.

従って、得られる指数関数〔ｆ（ωｔ）〕^ｋは次式に
よって表わされる。Therefore, the obtained exponential function [f (ωt)] ^k is represented by the following equation.

ここで、０＜ωｔ≦πのとき また、０＜ωｔ≦２πのとき 第４図に示された演算部10においては、前記（２）及
び（３）式に従って楽音信号合成のための演算を行な
う。 Here, when 0 <ωt ≦ π When 0 <ωt ≦ 2π The arithmetic unit 10 shown in FIG. 4 performs arithmetic operations for synthesizing musical tone signals according to the expressions (2) and (3).

理解し易くするために、第４図の演算部10を適用した
電子楽器の簡単な一構成例を第５図に示す。鍵盤回路20
は、発生すべき楽音の音高を指定するための複数の鍵に
対応するキースイッチを含む回路であり、押圧された鍵
を示すキーコードKCを出力すると共に、鍵押圧の有無を
示すキーオン信号KONを出力し、更に必要に応じて押圧
鍵のタッチに応じたタッチデータTDを出力するようにな
っていてよい。音色選択回路21は発生すべき楽音に付与
する音色を選択若しくは設定するためのものである。こ
こで選択／設定された音色に応じて音色パラメータ発生
回路22（これは例えばパラメータメモリを含んでいてよ
い）から種々の音色パラメータを発生し、演算部10、制
御パラメータ発生部23及びエンベロープ発生部24に与え
る。操作子25は、制御パラメータの内容を手動設定する
ためのものである。For easy understanding, FIG. 5 shows a simple configuration example of an electronic musical instrument to which the arithmetic unit 10 of FIG. 4 is applied. Keyboard circuit 20
Is a circuit including a key switch corresponding to a plurality of keys for designating the pitch of a musical tone to be generated, and outputs a key code KC indicating the pressed key and a key-on signal indicating whether or not the key is pressed. KON may be output, and if necessary, touch data TD corresponding to the touch of the pressed key may be output. The tone color selection circuit 21 is for selecting or setting a tone color to be given to a musical tone to be generated. Various tone color parameters are generated from the tone color parameter generation circuit 22 (which may include, for example, a parameter memory) according to the tone color selected / set here, and the calculation unit 10, the control parameter generation unit 23, and the envelope generation unit are generated. Give to 24. The operator 25 is for manually setting the content of the control parameter.

制御パラメータ発生部23は、位相に応じた前記ｋの値
の制御態様を制御するための制御パラメータを発生する
ものである。この制御パラメータ発生部23には、キーコ
ードKC、キーオン信号KON、タッチデータTD、操作子25
の出力データ、音色パラメータ等が入力されており、前
述のように、これら各種ファクタに対応するデータのう
ちいずれか１または複数に応じて制御パラメータの内容
を決定し、出力する。また、時間要素としてクロックパ
ルスCPが入力されている。なお、この例では、ｋの値を
それぞれ独立に制御する位相区間の範囲は固定としてい
るため、位相情報は制御パラメータ発生部23に入力され
ていないが、この位相区間の範囲も可変とする場合は位
相情報も制御パラメータ発生部23に入力するようにす
る。この例では、それぞれの位相区間におけるｋの値を
決定する変数であるk1及びk2が制御パラメータとして制
御パラメータ発生部23から出力される。The control parameter generation unit 23 generates a control parameter for controlling the control mode of the value of k according to the phase. The control parameter generator 23 includes a key code KC, a key-on signal KON, touch data TD, and an operator 25.
Output data, tone color parameter, etc. are input, and as described above, the content of the control parameter is determined and output according to one or more of the data corresponding to these various factors. Further, the clock pulse CP is input as a time element. In this example, since the range of the phase section for independently controlling the value of k is fixed, the phase information is not input to the control parameter generation unit 23, but the range of this phase section is also variable. Causes the phase information also to be input to the control parameter generation unit 23. In this example, variables k1 and k2 that determine the value of k in each phase section are output from the control parameter generation unit 23 as control parameters.

エンベロープ発生部24は、キーオン信号KONと音色パ
ラメータを入力し、楽音信号の振幅エンベロープ係数Ｅ
（ｔ）を設定するエンベロープ波形信号を発生し、出力
するものである。The envelope generator 24 receives the key-on signal KON and the tone color parameter and inputs the amplitude envelope coefficient E of the tone signal.
An envelope waveform signal for setting (t) is generated and output.

ディジタル／アナログ変換器26は演算部10で合成した
ディジタル楽音信号をアナログ変換するもので、アナロ
グ変換された楽音信号はサウンドシステム27に与えられ
る。The digital / analog converter 26 converts the digital tone signal synthesized by the arithmetic unit 10 into an analog signal, and the analog-converted tone signal is given to the sound system 27.

第４図に戻り、位相情報発生回路11では、発生すべき
楽音の音高を指定する情報（キーコードKC若しくは基本
周波数に対応する周波数情報であってもよい）が与えら
れると、この音高に応じて角周波数ω_１の２倍の周期で
繰返し変化する位相情報ω₁t/2を発生する。また、音色
パラメータとして、この位相情報の初期位相φ_１を設定
するデータと角周波数ω_１の係数n₁を設定するデータ
が、この位相情報発生回路11に与えられる。この角周波
数係数n₁は発生すべき楽音の基本周波数に対する係数で
あり、この係数n₁と楽音の基本周波数とに応じて前記角
周波数ω_１が決定される。この角周波数係数n₁は、所望
のスペクトル特性に応じて定まるものであり、整数若し
くは非整数であってもよい。初期位相φ_１のデータは、
ω₁tに対して加算若しくは減算されるか、ω₁t/2に対し
て加算若しくは減算される。従って、位相情報発生回路
11から出力される位相情報は（ω₁t＋φ_１）/2またはω
₁t/2＋φ_１である。以下では（ω₁t＋φ_１）/2とする。Returning to FIG. 4, when the phase information generating circuit 11 is provided with information (which may be the key code KC or frequency information corresponding to the fundamental frequency) designating the pitch of the musical tone to be generated, this pitch is generated. According to the above, phase information ω ₁ t / 2 that repeatedly changes at a cycle of twice the angular frequency ω ₁ is generated. Further, as the tone color parameter, data for setting the initial phase φ ₁ of this phase information and data for setting the coefficient n ₁ of the angular frequency ω ₁ are given to the phase information generating circuit 11. The angular frequency coefficient n ₁ is a coefficient for the fundamental frequency of the musical sound to be generated, and the angular frequency ω ₁ is determined according to the coefficient n ₁ and the fundamental frequency of the musical sound. The angular frequency coefficient n ₁ is determined according to the desired spectral characteristic, and may be an integer or a non-integer. The data of the initial phase φ ₁ is
Addition or subtraction is performed on ω ₁ t, or addition or subtraction is performed on ω ₁ t / 2. Therefore, the phase information generation circuit
The phase information output from 11 is (ω ₁ t + φ ₁ ) / 2 or ω
_{It is 1} t / 2 + φ ₁ . In the following, it is (ω ₁ t + φ ₁ ) / 2.

第５図の例では、発生すべき楽音の音高を指定する情
報として、キーコードKCが位相情報発生回路11に与えら
れる。また、初期位相φ_１とデータと角周波数係数n
₁は、音色パラメータ発生回路22から発生され、位相情
報発生回路11に与えられる。In the example of FIG. 5, the key code KC is given to the phase information generating circuit 11 as information for designating the pitch of the musical tone to be generated. Also, the initial phase φ ₁ , the data, and the angular frequency coefficient n
₁ is generated from the tone color parameter generation circuit 22 and given to the phase information generation circuit 11.

位相情報発生回路11から出力された位相情報（ω₁t＋
φ_１）/2は正弦関数テーブル12のアドレス入力に与えら
れる。正弦関数テーブル12は、正弦関数値を対数表現で
記憶しているものであり、アドレス入力された位相情報
（ω₁t＋φ_１）/2に応じて正弦関数値log sin〔（ω₁t
＋φ_１）/2〕を読み出す。周知のように、正弦関数テー
ブル12において１周期全部の正弦関数値を記憶しておく
必要はなく、半周期あるいは1/4周期等一部だけ記憶し
ておくものであってもよい。正弦関数テーブル12の出力
はＮ＋１ビットシフタ13に与えられる。The phase information (ω ₁ t +
φ ₁ ) / 2 is applied to the address input of the sine function table 12. The sine function table 12 stores the sine function value in a logarithmic expression, and the sine function value log sin [(ω ₁ t depends on the phase information (ω ₁ t + φ ₁ ) / 2 input to the address.
+ Φ ₁ ) / 2] is read. As is well known, the sine function table 12 does not need to store the sine function values of one cycle, but may store only a part such as a half cycle or a quarter cycle. The output of the sine function table 12 is given to the N + 1 bit shifter 13.

位相情報発生回路11から出力された位相情報（ω₁t＋
φ_１）/2のデータのうち最上位ビットMSBがセレクタ14
の制御入力に与えられる。セレクタ14のデータ入力に
は、前記制御パラメータ発生部23から出力された制御パ
ラメータk1,k2がそれぞれ入力される。セレクタ14で
は、最上位ビットMSBが“0"のとき、つまり０＜（ω₁t
＋φ_１）/2≦πの位相区間のとき、k1を選択し、Ｎ＋１
ビットシフタ13のＮ指定入力に与える。また、最上位ビ
ットMSBが“1"のとき、つまりπ＜（ω₁t＋φ_１）/2≦
２πの位相区間のときは、k2を選択し、ｎ＋１ビットシ
フタ13のＮ指定入力に与える。The phase information (ω ₁ t +
The most significant bit MSB of the φ ₁ ) / 2 data is the selector 14
Is given to the control input of. The control parameters k1 and k2 output from the control parameter generator 23 are input to the data input of the selector 14, respectively. In the selector 14, when the most significant bit MSB is “0”, that is, 0 <(ω ₁ t
+ Φ ₁ ) / 2 ≦ π phase interval, select k1 and N + 1
It is given to the N designated input of the bit shifter 13. Further, when the most significant bit MSB is “1”, that is, π <(ω ₁ t + φ ₁ ) / 2 ≦
In the phase section of 2π, k2 is selected and given to the N designated input of the n + 1 bit shifter 13.

Ｎ＋１ビットシフタ13は、正弦関数テーブル12から与
えられる正弦関数値log sin〔（ω₁t＋φ_１）/2〕のデ
ータを、Ｎ指定入力に与えられる数値Ｎ（すなわちk1ま
たはk2）に応じてＮ＋１ビットシフトするものである。
２進データのＮ＋１ビットシフトは、そのデータに対し
て2^N+1の乗算を行うことを意味する。また、対数に対す
る2^N+1の乗算は、その対数の真数の2^N+1乗を意味する。
従って、次式に示すように、このＮ＋１ビットシフタ13
においては、実質的に、正弦関数sin〔（ω₁t＋φ_１）/
2〕の2^N+1乗の演算を行う。The N + 1 bit shifter 13 converts the data of the sine function value log sin [(ω ₁ t + φ ₁ ) / 2] given from the sine function table 12 into N + 1 bits according to the numerical value N (that is, k1 or k2) given to the N designated input. It is a shift.
Shifting N + 1 bits of binary data means multiplying the data by 2 ^{N + 1} . Further, the multiplication of 2 ^{N + 1} for the log means 2 ^{N + 1} power of the true number of the logarithm.
Therefore, as shown in the following equation, this N + 1 bit shifter 13
, The sine function sin [(ω ₁ t + φ ₁ ) /
2] to the power of 2 ^{N + 1} .

０＜（ω₁t＋φ_１）/2≦πのとき π＜（ω₁t＋φ_１）/2≦２πのとき Ｎ＋１ビットシフタ13の出力は加算器15に与えられ、
エベロープ発生部24から与えられる対数表現のエンベロ
ープ係数logE（ｔ）が加算される。周知のように、対数
同士の加算は真数部分同士の乗算に相当するので、上記
（４），（５）式右辺における対数の真数部分とエンベ
ロープ係数Ｅ（ｔ）との積の対数表現データが加算器15
から出力される。加算器15の出力を対数／リニア変換テ
ーブル16に与えられ、リニア表現のデータに変換され
る。When 0 <(ω ₁ t + φ ₁ ) / 2 ≦ π When π <(ω ₁ t + φ ₁ ) / 2 ≦ 2π The output of the N + 1 bit shifter 13 is given to the adder 15,
The envelope coefficient logE (t) expressed in logarithm given from the envelope generator 24 is added. As is well known, since addition of logarithms corresponds to multiplication of antilogarithm parts, the logarithmic expression of the product of the antilogarithm part of logarithm and the envelope coefficient E (t) on the right side of the above equations (4) and (5). Data is adder 15
Output from The output of the adder 15 is given to the logarithmic / linear conversion table 16 and converted into linear representation data.

対数／リニア変換テーブル16の出力は演算部10の出力
信号としてD/A変換器26（第５図）に与えるようにして
もよいし、必要に応じて他の回路を設け、そこに入力す
るようにしてもよい。The output of the logarithmic / linear conversion table 16 may be given to the D / A converter 26 (FIG. 5) as an output signal of the arithmetic unit 10, or another circuit may be provided if necessary and input there. You may do it.

例えば、対数／リニア変換テーブル16の出力側に振幅
補正回路17を設け、この振幅補正回路17により、入力デ
ータを制御信号PSに応じてレベルシフト制御するように
してもよい。この場合、レベルシフト制御信号PSは、音
色パラメータ若しくは操作子による設定操作等に応じて
与えるようにし、入力データをレベルシフトするか否か
を指示する。振幅補正回路17では入力データをレベリシ
フトしない場合は入力データをそのまま通過させるが、
レベルシフトする場合は所定の演算式に従ってレベルシ
フト演算を行う。上記（４）式または（５）式で表わさ
れる波形振幅値の正負極性は、指数2ⁿが偶数であるた
め、常に正であり、そのままではその波形が正領域でし
か振動しないので、正負両極性の領域で対称的に振動さ
せるためにレベルシフト制御を行う。For example, an amplitude correction circuit 17 may be provided on the output side of the logarithmic / linear conversion table 16, and the amplitude correction circuit 17 may control the level shift of the input data according to the control signal PS. In this case, the level shift control signal PS is given according to the tone color parameter or the setting operation by the operator, and indicates whether or not the input data is level-shifted. In the amplitude correction circuit 17, when the input data is not subjected to the Revery shift, the input data is passed as it is,
In the case of level shifting, level shift calculation is performed according to a predetermined calculation formula. The positive and negative polarities of the waveform amplitude value expressed by the equation (4) or (5) are always positive because the exponent 2 ⁿ is an even number, and the waveform vibrates only in the positive region as it is. Level shift control is performed to vibrate symmetrically in the sex region.

第６図の実施例は、第４図に示すようなべき関数〔ｆ
（ωｔ）〕^ｋを演算する演算システムを、該べき関数
〔ｆ（ωｔ）〕^ｋを演算項の１つに含む演算式を実行す
る演算システムの中に組み込み、この演算式に従い楽音
信号を合成するようにした例を示すものである。この例
において実行する演算式は下記のようであり、べき関数
〔ｆ（ωｔ）〕^ｋは正弦関数sin（ω₂t＋φ_２）を乗算
するようにしたものである。In the embodiment shown in FIG. 6, the power function [f
(.Omega.t)] a computing system for computing the ^k, built into the computing system to perform an arithmetic expression that contains the power function [f a (.omega.t)] ^k to one of the operand, synthesized tone signals in accordance with the arithmetic expression This is an example of doing so. The arithmetic expression executed in this example is as follows, and the power function [f (ωt)] ^k is such that the sine function sin (ω ₂ t + φ ₂ ) is multiplied.

〔ｆ（ωｔ）〕^ｋ・sin（ω₂t＋φ_２） …（６） ω₂tは正弦関数の位相情報、φ_２は正弦関数の初期位
相である。ここで、べき関数〔ｆ（ωｔ）〕^ｋが前記
（４）式及び（５）式のようであるとすると、演算の結
果得られる楽音信号は下記式で表される。[F (ωt)] ^k · sin (ω ₂ t + φ ₂ ) ... (6) ω ₂ t is the phase information of the sine function, and φ ₂ is the initial phase of the sine function. Here, assuming that the power function [f (ωt)] ^k is as shown in the equations (4) and (5), the tone signal obtained as a result of the calculation is represented by the following equation.

０＜（ω₁t＋φ_１）/2≦πのとき π＜（ω₁t＋φ_１）/2≦２πのとき 第６図に示された演算部10においては、前記（７）及
び（８）式に従って楽音信号合成のための演算を行な
う。When 0 <(ω ₁ t + φ ₁ ) / 2 ≦ π When π <(ω ₁ t + φ ₁ ) / 2 ≦ 2π The arithmetic unit 10 shown in FIG. 6 performs arithmetic operations for synthesizing musical tone signals according to the equations (7) and (8).

第６図において、第４図に示された回路と同一符号が
付された回路は同一機能の回路である。第６図に示され
た演算部10においては、正弦関数テーブル12の時分割使
用して、べき関数〔ｆ（ωｔ）〕^ｋのための正弦関数と
正弦関数sin（ω₂t＋φ_２をそれぞれ発生するようにな
っている。In FIG. 6, the circuits designated by the same reference numerals as the circuits shown in FIG. 4 have the same functions. In the arithmetic unit 10 shown in FIG. 6, the sine function table 12 is time-divided to generate a sine function for the power function [f (ωt)] ^k and a sine function sin (ω ₂ t + φ _2). It is supposed to do.

位相情報発生回路30は、正弦関数sin（ω₂t＋φ_２）
の位相情報を発生するものであり、発生すべき楽音の音
高を指定する情報（キーコードKC若しくは基本周波数に
対応する周波数情報であってもよい）が与えられると、
この音高に応じた角周波数ω_２で繰返し変化する位相情
報ω₂tを発生する。また、音色パラメータとして、この
位相情報の初期位相φ_２を設定するデータと角周波数ω
_２の係数n₂を設定するデータが、この位相情報発生回路
30に与えられる。この角周波数係数n₂は発生すべき楽音
の基本周波数に対する係数であり、この係数n₂と楽音の
基本周波数とに応じて前記角周波数ω_２が決定される。
この角周波数係数n₂は、所望のスペクトル特性に応じて
定まるものであり、整数若しくは非整数であってよい。
初期位相φ_２のデータは、ω₂tに対して加算若しくは減
算される。The phase information generating circuit 30 has a sine function sin (ω ₂ t + φ ₂ ).
When the information specifying the pitch of the musical tone to be generated (which may be the key code KC or the frequency information corresponding to the fundamental frequency) is given,
Phase information ω ₂ t that repeatedly changes at an angular frequency ω ₂ according to this pitch is generated. Further, as tone color parameters, data for setting the initial phase φ ₂ of this phase information and the angular frequency ω
_The data for setting the coefficient n ₂ of ₂ is the phase information generation circuit.
Given to 30. The angular frequency coefficient n ₂ is a coefficient for the fundamental frequency of the musical sound to be generated, and the angular frequency ω ₂ is determined according to the coefficient n ₂ and the fundamental frequency of the musical sound.
The angular frequency coefficient n ₂ is determined according to the desired spectral characteristic and may be an integer or a non-integer.
The data of the initial phase φ ₂ is added to or subtracted from ω ₂ t.

位相情報発生回路11から出力された位相情報（ω₁t＋
φ_１）/2と位相情報発生回路30から出力された位相情報
ω₂t＋φ_２がセレクタ31に入力され、時分割タイミング
信号TSに従って時分割的に選択される。セレクタ31の出
力は正弦関数テーブル12に入力され、アドレス入力され
た位相情報（ω₁t＋φ_１）/2またはω₂t＋φ_２に対応す
る対数表現の正弦関数値log sin〔（ω₁t＋φ_１）/2〕
またはlog sin（ω₂t＋φ_２）が読み出される。正弦関
数テーブル12の出力は、Ｎ＋１ビットシフタ13及びラッ
チ回路32に与えられる。The phase information (ω ₁ t +
φ ₁ ) / 2 and the phase information ω ₂ t + φ ₂ output from the phase information generating circuit 30 are input to the selector 31 and selected in time division according to the time division timing signal TS. The output of the selector 31 is input to the sine function table 12, and the logarithmic expression sine function value log sin [(ω ₁ t + φ ₁ ) corresponding to the phase information (ω ₁ t + φ ₁ ) / 2 or ω ₂ t + φ ₂ that is input to the address. / 2]
Or log sin (ω ₂ t + φ ₂ ) is read. The output of the sine function table 12 is given to the N + 1 bit shifter 13 and the latch circuit 32.

ラッチ回路32は、正弦関数値log sin（ω₂t＋φ_２）
をラッチするためのものであり、信号TSを反転した信号
/TSによってラッチ制御される。The latch circuit 32 has a sine function value log sin (ω ₂ t + φ ₂ ).
Signal to invert the signal TS.
Latch controlled by / TS.

Ｎ＋１ビットシフタ13では、前述のとおり各位相区間
に応じて、正弦関数sin〔（ω₁t＋φ_１）/2〕の2^N+1乗
の演算を行う。この出力はラッチ回路33に与えられ、信
号TSに従ってラッチ制御される。The N + 1 bit shifter 13 calculates the 2 ^{N + 1} power of the sine function sin [(ω ₁ t + φ ₁ ) / 2] according to each phase section as described above. This output is given to the latch circuit 33 and is latch-controlled according to the signal TS.

こうして、ラッチ回路32からは正弦関数値log sin
（ω₂t＋φ_２）が、ラッチ回路33からは前記（４）式ま
たは（５）式で示されるべき関数値が、それぞれ出力さ
れ、両者が加算器34で加算される。対数同士の加算は真
数同士の乗算であるため、前記（７）式または（８）式
で示される演算式の演算結果が対数にて得られる。Thus, from the latch circuit 32, the sine function value log sin
(Ω ₂ t + φ ₂ ) is output from the latch circuit 33 as the function value represented by the equation (4) or the equation (5), and both are added by the adder 34. Since the addition of logarithms is multiplication of antilogarithms, the calculation result of the calculation formula represented by the formula (7) or (8) is obtained in logarithm.

加算器34の出力は、加算器15に与えられ、エンベロー
プ発生部24から与えられる対数表現のエンベロープ係数
logE（ｔ）が加算される。従って、上記（７），（８）
式右辺における対数の真数部分とエンベロープ係数Ｅ
（ｔ）との積の対数表現データが加算器15から出力され
る。加算器15の出力は対数／リニア変数テーブル16に与
えられ、リニア表現のデータに変換される。The output of the adder 34 is given to the adder 15, and is given by the envelope generator 24 in a logarithmic expression envelope coefficient.
logE (t) is added. Therefore, the above (7), (8)
The antilogarithm part of the logarithm and the envelope coefficient E on the right side of the equation
The logarithmic expression data of the product of (t) is output from the adder 15. The output of the adder 15 is given to the logarithm / linear variable table 16 and converted into data of linear representation.

次に、第４図または第６図の演算部10によって合成さ
れる楽音信号の波形及びスペクトル構成の実例を第７図
ａ乃至第７図ｌを参照して説明する。各図において、上
段に示したものが波形図、下段に示したものがスペクト
ル図である。また、各図には当該波形を得るために設定
した各種パラメータの値に付記している。この演算パラ
メータ値の付記にあたっては、第６図の演算部10によっ
て実行される前記（６）式乃至（８）式の演算式を前提
としているが、第７図ａ乃至ｄのように、ω_２＝0,φ_２
＝90゜の場合は、sin（ω₂t＋φ_２）＝１に固定される
ので、前記（７）式及び（８）式の演算式の演算結果は
前記（１）式乃至（５）式に示されたようなべき関数単
独の演算式による結果と同じになり、第４図の演算部10
によって合成される波形例でもある。Next, an example of the waveform and spectrum configuration of the musical tone signal synthesized by the arithmetic unit 10 of FIG. 4 or 6 will be described with reference to FIGS. 7a to 7l. In each figure, the upper part is a waveform diagram, and the lower part is a spectrum diagram. In addition, in each drawing, the values of various parameters set to obtain the waveform are added. In addition to the calculation parameter values, it is assumed that the calculation formulas (6) to (8) executed by the calculation unit 10 in FIG. 6 are used. However, as shown in FIGS. ₂ = 0, φ ₂
= 90 °, sin (ω ₂ t + φ ₂ ) = 1 is fixed, so the calculation results of the formulas (7) and (8) are expressed by the formulas (1) to (5). The result is the same as the result obtained by the arithmetic expression of the power function alone as shown in FIG.
It is also an example of a waveform synthesized by.

第７図ａ乃至ｄは上述のように前記（１）式乃至
（５）式に示されたようなべき関数単独からなる波形の
一例である。これらの場合、ω_１の間隔で線スペクトル
が発生し、スペクトルエンベロープは高域になるほど減
衰する単調減衰傾向を示す。FIGS. 7A to 7D are examples of waveforms composed of a single power function as shown in the equations (1) to (5) as described above. In these cases, a line spectrum is generated at an interval of ω ₁ , and the spectrum envelope shows a monotonous attenuation tendency that attenuates as the frequency becomes higher.

第７図ａ及びｂは、指数パラメータk1,k2を同じ値に
設定した例を示す。この場合、スペクトルエンベロープ
の形状は、高域にいくに従って傾きが急になる形状を示
し、k1,k2の値が増すに伴い高域にスペクトルが広が
る。FIGS. 7A and 7B show an example in which the index parameters k1 and k2 are set to the same value. In this case, the shape of the spectrum envelope shows a shape in which the slope becomes steeper as it goes to the higher band, and the spectrum spreads to the higher band as the values of k1 and k2 increase.

第７図ｃ及びｄは、指数パラメータk1,k2の値を異な
らせた例を示す。この場合、スペクトルエンベロープの
形状は高域にいくに従って傾きが緩くなる形状を示す。
例えば、一方のk2の値を固定し、他方のk1の値を増すに
伴い、スペクトルは高域に広がる。7c and 7d show examples in which the values of the index parameters k1 and k2 are made different. In this case, the shape of the spectrum envelope shows a shape in which the slope becomes gentler as it goes to the higher range.
For example, as the value of k2 on one side is fixed and the value of k1 on the other side is increased, the spectrum spreads in the high band.

第７図ｅ乃至１は、前記（６）式乃至（８）式に示す
演算式に基づく楽音信号波形の一例である。FIGS. 7e to 7e are examples of musical tone signal waveforms based on the arithmetic expressions shown in the equations (6) to (8).

第７図ｅ乃至ｈは、ω_１対ω_２の周波数比を２対１に
した例である。これらの場合、ω_２の周波数を基本にし
てω_１の間隔で線スペクトルが発生し、スペクトルエン
ベロープは高域になるほど減衰する単調減衰傾向を示
す。FIGS. 7e to 7h are examples in which the frequency ratio of ω ₁ to ω ₂ is 2: 1. In these cases, a line spectrum is generated at an interval of ω ₁ based on the frequency of ω ₂ , and the spectrum envelope shows a monotonous attenuation tendency to be attenuated as the frequency becomes higher.

第７図ｅ及びｆは、指数パラメータk1,k2を同じ値に
設定した例を示す。この場合、スペクトルエンベロープ
の形状は、高域にいくに従って傾きが急になる形状を示
し、k1,k2の値が増すに伴い高域にスペクトルが広が
る。FIGS. 7e and 7f show examples in which the index parameters k1 and k2 are set to the same value. In this case, the shape of the spectrum envelope shows a shape in which the slope becomes steeper as it goes to the higher band, and the spectrum spreads to the higher band as the values of k1 and k2 increase.

第７図ｇ及びｈは、指数パラメータk1,k2の値を異な
らせた例を示す。この場合、スペクトルエンベロープの
形状は高域にいくに従って傾きが緩くなる形状を示す。
例えば、一方のk2の値を固定し、他方のk1の値を増すに
伴い、スペクトルは高域に広がる。FIGS. 7g and 7h show examples in which the values of the index parameters k1 and k2 are different. In this case, the shape of the spectrum envelope shows a shape in which the slope becomes gentler as it goes to the higher range.
For example, as the value of k2 on one side is fixed and the value of k1 on the other side is increased, the spectrum spreads in the high band.

第７図ｉ乃至１は、ω_１対ω_２の周波数比を１対20に
した例である。これらの場合、ω_２の周波数を中心にし
てその両側にω_１の間隔で線スペクトルが発生し、中心
周波数ω_２のレベルが最も高く、そこから離れるに従っ
てレベルが低下する山型のフォルマント特性を示す。FIGS. 7i to 7 are examples in which the frequency ratio of ω ₁ to ω ₂ is 1 to 20. In these cases, line spectrum at omega ₁ intervals on both sides is generated around the frequency of the omega _2, the highest center frequency omega ₂ of the level, the formant characteristics of the mountain-shaped level decreases with distance from it Show.

第７図ｉ及びｊは、指数パラメータk1,k2を同じ値に
設定した例を示す。この場合、スペクトルエンベロープ
の形状は、丸みのある山型形状を示し、k1,k2の値が増
すに伴いスペクトルが広がる。7 i and j show an example in which the index parameters k1 and k2 are set to the same value. In this case, the shape of the spectrum envelope shows a rounded mountain shape, and the spectrum spreads as the values of k1 and k2 increase.

第７図ｋ及びｌは、指数パラメータk1,k2の値を異な
らせた例を示す。この場合、スペクトルエンベロープの
形状は先の尖った山型形状を示す。例えば、一方のk2の
値を固定し、他方のk1の値を増すに伴い、スペクトルは
高域に広がる。FIGS. 7k and 7 show examples in which the values of the index parameters k1 and k2 are different. In this case, the shape of the spectrum envelope shows a pointed chevron shape. For example, as the value of k2 on one side is fixed and the value of k1 on the other side is increased, the spectrum spreads in the high band.

次に、前記（１）式乃至（８）式に従って合成するこ
とが可能な楽音信号を、パラメータを適宜異ならせて複
数個合成し、これらを加算的または減算的に合成するこ
とにより１つの楽音信号を合成することもできる。これ
により、より一層複雑かつ制御性に富んだスペクトル構
成を持つ楽音信号を合成することができる。第８図はそ
のための回路構成の一例を示すものである。第８図は第
５図の構成をｎチャンネル時分割処理可能な構成に変更
したものである。演算部10としては第４図または第６図
に示すものを用いてよい。Next, a plurality of tone signals that can be synthesized according to the above equations (1) to (8) are synthesized with different parameters as appropriate, and these are added or subtracted to synthesize one musical tone. The signals can also be combined. As a result, it is possible to synthesize a musical tone signal having a more complex and controllable spectral structure. FIG. 8 shows an example of a circuit configuration therefor. FIG. 8 is a diagram in which the configuration of FIG. 5 is changed to a configuration capable of n-channel time division processing. As the arithmetic unit 10, the one shown in FIG. 4 or FIG. 6 may be used.

押鍵情報発生回路35は、鍵盤で押圧された鍵を示すキ
ーコードKCを出力すると共に、該キーコードKCに対応す
る鍵の押圧が持続しているか否かを示すキーオン信号KO
Nを出力するものであり、複音同時発音可能な構成にす
る場合は、周知のキーアサイナを含むものである。The key-depression information generating circuit 35 outputs a key code KC indicating a key pressed on the keyboard and a key-on signal KO indicating whether or not the key corresponding to the key code KC is continuously pressed.
It outputs N, and includes a well-known key assigner in the case of a configuration capable of simultaneously producing multiple tones.

演算部10、音色選択回路21、音色パラメータ発生回路
22、制御パラメータ発生回路23、エンペロープ発生部2
4、操作子25、ディジタル／アナログ変換器26、サウン
ドシステム27等は第５図に示されたものと同じであって
よい。ただし、この第８図の実施例ではｎチャンネルで
ｎ個の楽音信号若しくは部分音信号を時分割的に同時発
生可能な構成であるため、演算部10では、１つの楽音信
号若しくは部分音信号を合成するための複数のタイムス
ロット（第６図の例では２タイムスロット）から成る処
理時間帯を１チャンネル分の時間として、ｎチャンネル
時分割動作を行なう。第９図（ａ）は演算部10における
１〜２タイムスロットと１〜ｎチャンネル時間との関係
を例示したものである。Calculation unit 10, tone color selection circuit 21, tone color parameter generation circuit
22, control parameter generator 23, envelope generator 2
4, the operator 25, the digital / analog converter 26, the sound system 27, etc. may be the same as those shown in FIG. However, in the embodiment shown in FIG. 8, since n tone signals or partial tone signals can be simultaneously generated in n channels in a time-division manner, the arithmetic unit 10 outputs one tone signal or partial tone signal. The n-channel time division operation is performed with the processing time zone consisting of a plurality of time slots for synthesis (two time slots in the example of FIG. 6) as one channel time. FIG. 9 (a) illustrates the relationship between the 1 to 2 time slots and the 1 to n channel times in the arithmetic unit 10.

タイミングコントローラ36は、１チャンネル時間内の
複数タイムスロットから成る時分割動作を制御すると共
に各チャンネル単位の時分割動作をも制御するためのも
のである。The timing controller 36 is for controlling the time division operation consisting of a plurality of time slots within one channel time and also for controlling the time division operation for each channel.

演算部10の出力は加算器37に入力される。加算器37の
出力はラッチ回路38に与えられ、このラッチ回路38の出
力が加算器37の他の入力に与えられる。これらの加算器
37及びラッチ回路38は、演算部10で合成した部分音信号
を合算して１つの楽音信号にするためのアキュムレータ
である。加算器37の出力はアキュムレータ39に与えられ
る。このアキュムレータ39は１サンプル時間内で時分割
的に合成された複数の楽音信号を合計し、複数の楽音信
号サンプル値を合計した１サンプル点分の合成楽音信号
振幅値を提供するためのものである。アキュムレータ39
の出力はディジタル／アナログ変換器36に与えられる。
なお、ｎチャンネルすべてを部分音信号の合成のために
使用する場合は、部分音信号合計用のアキュムレータ
（加算器37及びラッチ回路38）があればよく、複音合計
用のアキュムレータ39は単なるラッチ回路であってよ
い。The output of the arithmetic unit 10 is input to the adder 37. The output of the adder 37 is given to the latch circuit 38, and the output of the latch circuit 38 is given to the other input of the adder 37. These adders
The 37 and the latch circuit 38 are accumulators for adding the partial sound signals synthesized by the arithmetic operation unit 10 into one musical sound signal. The output of the adder 37 is given to the accumulator 39. This accumulator 39 is for summing a plurality of musical tone signals time-divisionally synthesized within one sample time and providing a synthesized musical tone signal amplitude value for one sample point obtained by summing a plurality of musical tone signal sample values. is there. Accumulator 39
Is output to the digital / analog converter 36.
When all the n channels are used for synthesis of partial sound signals, an accumulator for total partial sound signals (adder 37 and latch circuit 38) is sufficient, and an accumulator 39 for total composite sound is a simple latch circuit. May be

タイミングコントローラ36から適切なタイミング信号
が、演算部10、音色パラメータ発生回路22、制御パラメ
ータ発生回路23、エンペロープ発生部24、ラッチ回路3
8、アキュムレータ39等に与えられ、時分割動作が適正
に行なわれるよう制御される。An appropriate timing signal is output from the timing controller 36 to the arithmetic unit 10, the tone color parameter generation circuit 22, the control parameter generation circuit 23, the envelope generation unit 24, the latch circuit 3.
8. It is given to the accumulator 39, etc., and is controlled so that the time division operation is properly performed.

時分割動作タイミングの一例を示すと、ｎチャンネル
すべてを部分音信号の合成のために使用する場合は、第
９図（ｂ）に示すように２〜ｎ番目のチャンネル時間の
各々の立上りに同期してラッチ回路38のラッチパルスを
発生し、１番目のチャンネル時間の立上りでアキュムレ
ータ39のロードパルスを発生し、その後でラッチ回路38
のクリアパルスを発生する。これにより、１〜ｎ−１番
目のチャンネルに関する演算部10の出力信号が加算器37
及びラッチ回路38において逐次アキュムレートされ、こ
の１〜ｎ−１番目のチャンネルに関するアキュムレート
値とｎ番目のチャンネルに関する演算部10の出力信号が
加算器37で加算されたとき、その加算結果、つまり全ｎ
チャンネルに関するアキュムレート値がアキュムレータ
39に取り込まれる。アキュムレータ39では取り込んだア
キュムレート値を次のロードパルスが与えられるまでの
間、つまり１サンプル時間の間、保持する。また、ラッ
チ回路38は次のサンプル点に関するアキュムレーション
のためにクリアされる。An example of time division operation timing is shown. When all n channels are used for synthesis of partial sound signals, as shown in FIG. 9 (b), they are synchronized with the rising edges of the 2nd to nth channel times. Then, the latch pulse of the latch circuit 38 is generated, the load pulse of the accumulator 39 is generated at the rising edge of the first channel time, and then the latch circuit 38 is generated.
The clear pulse of is generated. As a result, the output signals of the calculation unit 10 for the 1st to n-1th channels are added by the adder
And the latch circuit 38 sequentially accumulates the accumulated values of the 1st to (n-1) th channels and the output signal of the operation unit 10 of the nth channel, and the addition result, that is, All n
The accumulator value for the channel is the accumulator value.
Taken in 39. The accumulator 39 holds the fetched accumulated value until the next load pulse is given, that is, for one sample time. Also, the latch circuit 38 is cleared for accumulation on the next sample point.

時分割動作タイミングの別の例を示すと、１〜７番目
のチャンネルを部分音信号の合成のために使用し、残り
の８〜ｎ番目のチャンネルは夫々別々の楽音信号のため
に使用する場合は、第９図（ｃ）に示すように２〜７番
目のチャンネル時間の各々の立上りに同期してラッチ回
路38のラッチパルスを発生し、８番目のチャンネル時間
の立上りでアキュムレータ39の加算パルスを発生し、そ
の後でラッチ回路38のクリアパルスを発生し、更に９〜
ｎ番目のチャンネル時間の各々の立上りに同期してアキ
ュムレータ39の加算パルスを発生する。これにより、１
〜６番目のチャンネルに関する演算部10の出力信号が加
算器37及びラッチ回路38において逐次アキュムレートさ
れ、この１〜６番目のチャンネルに関するアキュムレー
ト値と７番目のチャンネルに関する演算部10の出力信号
が加算器37で加算されたとき、その加算結果、つまり１
〜７番目のチャンネルに関するアキュムレート値がアキ
ュムレータ39に取り込まれ、アキュムレートされる。更
に８〜ｎ番目のチャンネルに関する演算部10の出力楽音
信号が加算器37を経由してアキュムレータ39に入力され
るとき、アキュムレータ39ではこれらを逐次アキュムレ
ートする。こうして、１〜７番目のチャンネルで合成し
た７つの部分音信号を合計した楽音信号と８〜ｎ番目の
チャンネルで合成した各楽音信号とがアキュムレータ39
で合計される。アキュムレータ39では図示しない適切な
タイミング信号に従って１サンプル点分の合計楽音信号
を１サンプル時間の間、保持する。また、ラッチ回路38
は次のサンプル点に関するアキュムレーションのために
クリアされる。Another example of the time-division operation timing is shown in the case where the 1st to 7th channels are used for synthesis of partial sound signals and the remaining 8th to nth channels are used for separate musical tone signals. Generates a latch pulse of the latch circuit 38 in synchronization with each rising of the 2nd to 7th channel times as shown in FIG. 9 (c), and an addition pulse of the accumulator 39 at the rising of the 8th channel time. Is generated, and then a clear pulse for the latch circuit 38 is generated, and 9 to
The addition pulse of the accumulator 39 is generated in synchronization with each rising edge of the n-th channel time. This gives 1
The output signals of the arithmetic unit 10 for the sixth to sixth channels are sequentially accumulated in the adder 37 and the latch circuit 38, and the accumulated value for the first to sixth channels and the output signal of the arithmetic unit 10 for the seventh channel are When added by the adder 37, the addition result, that is, 1
The accumulated value for the 7th channel is fetched by the accumulator 39 and accumulated. Furthermore, when the musical tone signals output from the arithmetic unit 10 for the 8th to nth channels are input to the accumulator 39 via the adder 37, the accumulator 39 sequentially accumulates them. Thus, the musical tone signal obtained by summing the seven partial tone signals synthesized on the 1st to 7th channels and each musical tone signal synthesized on the 8th to nth channels are accumulated.
Is totaled in. The accumulator 39 holds the total musical tone signal for one sampling point for one sampling time according to an appropriate timing signal (not shown). In addition, the latch circuit 38
Is cleared for accumulation on the next sample point.

各チャンネルの時分割利用の仕方は上述の２例に限ら
ず、更に様々なバリエーションが可能であることは勿論
である。例えば、１つの楽音信号のために使用するチャ
ンネル数（部分音数）は７に限らず幾つであってもよい
し、更に別の複数のチャンネルを別の楽音信号のための
複数の部分音信号の合成のために使用するようにしても
よく、また反対に、ｎチャンネルのすべてを異なるｎ音
の楽音信号の合成のために使用するようにしてもよい。The method of time-divisional use of each channel is not limited to the above two examples, and it goes without saying that various variations are possible. For example, the number of channels (the number of partial sounds) used for one musical tone signal is not limited to 7, and any number of channels may be used for another musical tone signal. , Or vice versa, or conversely, all of the n channels may be used for synthesizing tone signals of different n tones.

第８図の実施例における動作例を第10図ａ乃至ｄに示
す。第10図ａ乃至ｃは第８図の演算部10で３つのチャン
ネルを使用して合成される楽音信号（部分音信号）のス
ペクトル例をそれぞれ示し、第10図ｄはこれらの３つの
楽音信号（部分音信号）を加算合成して得られる１つの
楽音信号のスペクトル例を示す。加算合成に限らず、減
算であってもよい。このように、複雑なスペクトル特性
の楽音信号の合成も可能である。An operation example in the embodiment of FIG. 8 is shown in FIGS. FIGS. 10a to 10c show spectrum examples of musical tone signals (partial tone signals) synthesized by using the three channels in the arithmetic unit 10 of FIG. 8, and FIG. 10d shows these three musical tone signals. An example of a spectrum of one tone signal obtained by adding and synthesizing (partial tone signals) is shown. The addition is not limited to addition and synthesis, and may be subtraction. In this way, it is possible to synthesize a musical tone signal having a complicated spectral characteristic.

前記（１）式乃至（８）式は本発明に従って楽音信号
を合成する場合の演算式の一例であるが、本発明は１つ
の楽音信号をこれらの演算式のみによって合成すること
に限定されるものではない。The above formulas (1) to (8) are examples of arithmetic expressions for synthesizing musical tone signals according to the present invention, but the present invention is limited to synthesizing one musical tone signal only by these arithmetic expressions. Not a thing.

まず、べき関数〔ｆ（ωｔ）〕^ｋは、（１）式乃至
（５）式のような正弦波関数を基本とするものに限ら
ず、どのようなものであってもよい。First, the power function [f (ωt)] ^k is not limited to the one based on the sine wave function as in the expressions (1) to (5), and may be any function.

また、指数ｋの値を切替える位相区間は上記実施例に
示したものに限らず、どのように定めてもよい。Further, the phase section in which the value of the index k is switched is not limited to the one shown in the above embodiment, and may be set in any manner.

また、べき関数〔ｆ（ωｔ）〕^ｋを演算項の１つとし
て含む楽音合成用演算式は、前記（６）式乃至（８）式
に示すようなものに限らず、どのようなものでもよい。
例えば、周波数変調型楽音合成用演算式の場合は、べき
関数〔ｆ（ωｔ）〕^ｋを搬送波関数として使用してもよ
いし、変調波関数として使用してもよい。振幅変調型楽
音合成用演算式の場合も同様である。また、パラメータ
を独立に制御した複数のべき関数〔ｆ（ωｔ）〕^ｋを加
算若しくは減算又は乗算あるいは除算するようにしても
よい。また、単独のまたは複数のべき関数〔ｆ（ω
ｔ）〕^ｋを、他の適宜の関数と加算若しくは減算又は乗
算あるいは除算するようにしてもよい。Further, the musical tone synthesizing arithmetic expression including the power function [f (ωt)] ^k as one of the arithmetic terms is not limited to the equations (6) to (8), and any equation can be used. Good.
For example, in the case of the frequency modulation type musical tone synthesis arithmetic expression, the power function [f (ωt)] ^k may be used as the carrier wave function or the modulated wave function. The same applies to the case of the amplitude modulation type musical tone synthesis arithmetic expression. Further, a plurality of power functions [f (ωt)] ^k whose parameters are independently controlled may be added or subtracted or multiplied or divided. Also, a single power function or a plurality of power functions [f (ω
t)] ^k may be added or subtracted or multiplied or divided by another appropriate function.

なお、複数チャンネルで楽音信号若しくは部分音信号
を発生するための構成は、第８図のように１つの演算部
10を時分割使用して発生する構成に限らず、ハード的に
複数系列の演算部10を並列的に設け、各系列の演算部10
の出力を加減乗除算するようにしてもよい。It should be noted that the configuration for generating a musical sound signal or a partial sound signal on a plurality of channels has a single arithmetic unit as shown in FIG.
Not limited to a configuration that uses 10 in a time-divisional manner, multiple arithmetic units 10 of multiple series are provided in parallel in hardware, and arithmetic units 10 of each series are provided.
The output of may be added, subtracted, multiplied, or divided.

なお、第６図の演算部10においては、１つの正弦関数
テーブルを時分割共用しているが、このような時分割処
理方式に限らず、個別ハードウェアによりパラレル処理
するようにしてもよい。Although one sine function table is shared in time division in the arithmetic unit 10 in FIG. 6, the present invention is not limited to such a time division processing method, and parallel processing may be performed by individual hardware.

また、第４図、第６図の例においては波形データや係
数データを対数表現で与え、演算処理の後リニア表現に
変換するようにしているが、これは始めからリニア表現
で与えるようにしてもよい。Further, in the example of FIGS. 4 and 6, the waveform data and the coefficient data are given in logarithmic expression and converted into linear expression after the arithmetic processing, but this is given from the beginning in linear expression. Good.

勿論、べき乗演算のための手段は第４図、第６図に示
すようなＮ＋１ビットシフタに限らず、その他の演算手
段またはテーブル等を用いてよい。Of course, the means for the power calculation is not limited to the N + 1 bit shifter as shown in FIGS. 4 and 6, but other calculation means or tables may be used.

また、上記各式において正弦関数は余弦関数であって
も実質的に変わりないことは言うまでもなく、また、正
弦関数テーブル12は余弦関数テーブルに置き換えてもよ
い。更に、正弦関数テーブル12は他の任意の形状の波形
（低温成分を含む波形）を記憶したテーブルに置き換え
ることも可能である。Further, it goes without saying that the sine function in each of the above equations does not substantially change even if it is a cosine function, and the sine function table 12 may be replaced with a cosine function table. Further, the sine function table 12 can be replaced with a table storing waveforms of other arbitrary shapes (waveforms including low temperature components).

また、第４図の例において、正弦関数テーブル12の正
弦波の２乗の関数（sin²）を記憶したテーブルに置き換
えてもよく、その場合はＮ＋１ビットシフタ13はＮビッ
トシフタに置き換える。Further, in the example of FIG. 4, the sine function table 12 may be replaced with a table storing the function (sin ² ) of the square of the sine wave. In that case, the N + 1 bit shifter 13 is replaced with the N bit shifter.

勿論、演算部10のハード構成は第４図，第６図に示し
た例に限らず、適宜に設計変更することができる。ま
た、汎用演算回路ハードウェアを使用して、ソフトウェ
ア処理によって任意の演算アルゴリズムを実行するよう
にしてもよい。Of course, the hardware configuration of the arithmetic unit 10 is not limited to the examples shown in FIGS. 4 and 6, and the design can be changed appropriately. Further, general-purpose arithmetic circuit hardware may be used to execute an arbitrary arithmetic algorithm by software processing.

勿論、べき関数の位相情報は、（１）式乃至（５）式
のような２で除したものに限られるわけではなく、発生
すべき楽音の音高等に応じて任意に定めてよい。また、
べき関数の指数部も、（１）式乃至（５）式に示された
ものに限られるわけではなく、任意に定めてよい。Of course, the phase information of the power function is not limited to the one obtained by dividing by 2 such as the expressions (1) to (5), and may be arbitrarily determined according to the pitch of the musical sound to be generated or the like. Also,
The exponent part of the power function is not limited to those shown in the equations (1) to (5), and may be set arbitrarily.

なお、位相情報ωｔを発生させるための構成として
は、周波数ナンバを繰り返しアキュムレート（加算若し
くは減算）する方式やノートクロックを分周する方式や
その他公知の種々の方式を任意に用いてよいのは勿論で
ある。As a configuration for generating the phase information ωt, a method of repeatedly accumulating (adding or subtracting) a frequency number, a method of dividing a note clock, and various other known methods may be arbitrarily used. Of course.

明らかなように、この発明に従って発生される楽音信
号若しくは部分音信号は、最終的な楽音信号若しくはそ
の一部として使用するだけに限らず、周波数変調演算や
振幅変調演算等による楽音合成方式における変調波信号
や被変調波信号（搬送波信号）等として使用するように
してもよい。As is apparent, the musical tone signal or partial tone signal generated according to the present invention is not limited to being used as the final musical tone signal or a part thereof, but may be modulated in a musical tone synthesis method by frequency modulation calculation, amplitude modulation calculation, or the like. It may be used as a wave signal or a modulated wave signal (carrier signal).

この発明は、音階音に限らず、リズム音や人間の音声
音等その他種々の音信号の発生のために適用することが
できるのは勿論である。Of course, the present invention can be applied not only to the scale sound but also to the generation of various sound signals such as rhythm sound and human voice sound.

〔発明の効果〕〔The invention's effect〕

以上の通り、この発明によれば、べき関数〔ｆ（ω
ｔ）〕^ｋにおける指数ｋの値を位相情報ωｔに応じて制
御するようにしたため、〔ｆ（ωｔ）〕^ｋなる指数関数
に対応する波形それ自体を複雑に可変制御することがで
きるようになる。また、それに伴い、〔ｆ（ωｔ）〕^ｋ
なる関数単独でも、その波形形状つまりスペクトル特性
を様々に制御することが可能な、良質の楽音信号を合成
することができるようになる。例えば、周波数変調演算
式や振幅変調演算式などによる楽音信号合成方式におい
ては実現するのが面倒であった、スペクトルエンベロー
プが単調に変化する特徴を持つスペクトル特性の楽音信
号を比較的簡単な演算構成により合成することができ
る。As described above, according to the present invention, the power function [f (ω
t)] Since the value of the exponent ^k in k is controlled according to the phase information ωt, the waveform itself corresponding to the exponential function of [f (ωt)] ^k can be variably controlled in a complicated manner. . Along with this, [f (ωt)] ^k
With such a function alone, it becomes possible to synthesize a high-quality musical tone signal whose waveform shape, that is, spectral characteristics, can be variously controlled. For example, a comparatively simple arithmetic configuration for a musical tone signal having a spectral characteristic having a characteristic that the spectral envelope changes monotonously, which was difficult to realize in a musical tone signal synthesis method using a frequency modulation arithmetic expression or an amplitude modulation arithmetic expression. Can be synthesized by.

更に、このような位相情報ωｔに応じたｋの値の制御
により得られる関数〔ｆ（ωｔ）〕^ｋを演算項の１つに
含む適宜の演算式に従って楽音信号を合成する場合にお
いても、当該演算項に対応する波形成分のスペクトル構
成が複雑に制御可能であるので、従来のものに増して更
に多様なスペクトル特性を有する楽音信号を比較的簡単
な演算システムによって合成することができるようにな
る。Further, even in the case of synthesizing a musical tone signal according to an appropriate arithmetic expression including a function [f (ωt)] ^k obtained by controlling the value of k according to such phase information ωt, Since the spectrum configuration of the waveform component corresponding to the operation term can be controlled in a complicated manner, it becomes possible to synthesize a musical tone signal having more various spectrum characteristics than the conventional one by a relatively simple operation system. .

【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]

第１図はこの発明に係る楽音信号合成方式の基本構成に
従う一実施例を示すブロック図、 第２図a,bは第１図の実施例における波形制御の一例を
示す図、 第３図はこの発明に係る楽音信号合成方式の基本構成に
従う別の一実施例を示すブロック図、 第４図はこの発明の具体的な一実施例である楽音信号合
成用の演算部の一例を示すブロック図、 第５図は第４図の演算部を適用した電子楽器の簡単な一
構成例を示すブロック図、 第６図はこの発明の具体的実施例である楽音信号合成用
の演算部の別の例を示すブロック、 第７図ａ乃至１は第４図または第６図の演算部によって
合成される楽音信号の波形及びスペクトル構成の実例を
夫々示す図、 第８図は第４図または第６図の演算部を適用した電子楽
器の別の簡単な構成例を示すブロック図であり、ｎチャ
ンネル時分割処理可能な構成としたもの、 第９図は第８図における時分割動作タイミングの一例を
示すタイミングチャート、 第10図ａ乃至ｄは第８図における波形合成動作例を示す
スペクトル図、である。 １……位相情報発生手段、２……波形発生手段、３……
べき乗手段、４……指数指定手段、５……ゼロクロス検
出手段、10……演算部、11……位相情報発生回路、12…
…正弦関数テーブル、13……Ｎ＋１ビットシフタ、16…
…対数／リニア変換テーブル、20……鍵盤回路、21……
音色選択回路、22……音色パラメータ発生回路、23……
制御パラメータ発生回路、24……エンベロープ発生部、
25……操作子、26……ディジタル／アナログ変換器、27
……サウンドシステム。FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment according to the basic configuration of the tone signal synthesizing system according to the present invention, FIGS. 2a and 2b are diagrams showing an example of waveform control in the embodiment of FIG. 1, and FIG. FIG. 4 is a block diagram showing another embodiment according to the basic configuration of the tone signal synthesizing method according to the present invention, and FIG. 4 is a block diagram showing an example of an arithmetic unit for tone signal synthesizing, which is a specific embodiment of the present invention. FIG. 5 is a block diagram showing an example of a simple configuration of an electronic musical instrument to which the arithmetic unit of FIG. 4 is applied, and FIG. 7A to 7 are diagrams showing examples of waveforms and spectrum configurations of musical tone signals synthesized by the arithmetic unit of FIG. 4 or 6, respectively, and FIG. 8 is FIG. 4 or FIG. FIG. 6 is a block diagram showing another simple configuration example of the electronic musical instrument to which the arithmetic unit in the figure is applied. FIG. 9 is a timing chart showing an example of the time division operation timing in FIG. 8, and FIGS. 10a to 10d show an example of the waveform synthesizing operation in FIG. FIG. 1 ... Phase information generating means, 2 ... Waveform generating means, 3 ...
Exponentiation means, 4 ... Index designating means, 5 ... Zero-cross detection means, 10 ... Calculation section, 11 ... Phase information generation circuit, 12 ...
… Sine function table, 13 …… N + 1 bit shifter, 16…
… Log / linear conversion table, 20 …… Keyboard circuit, 21 ……
Tone color selection circuit, 22 ... Tone parameter generation circuit, 23 ...
Control parameter generator circuit, 24 Envelope generator,
25 …… Operator, 26 …… Digital / analog converter, 27
…… Sound system.

Claims (6)

(57)【特許請求の範囲】(57) [Claims] 【請求項１】繰返し変化する位相情報ωｔに応じて所定
の関数ｆ（ωｔ）を発生すること、 指数ｋに応じてこの関数ｆ（ωｔ）を〔ｆ（ωｔ）〕^ｋ
に変更すること、及び 前記ｋの値を前記位相情報ωｔに応じて制御すること からなる演算アルゴリズムを実行することにより前記関
数〔ｆ（ωｔ）〕^ｋの演算を行い、この関数〔ｆ（ω
ｔ）〕^ｋの演算値に基づき楽音信号を合成することを特
徴とする楽音信号合成方式。1. A predetermined function f (ωt) is generated according to the repeatedly changing phase information ωt, and the function f (ωt) is changed to [f (ωt)] ^k according to an index ^k.
And the value of k is controlled according to the phase information ωt to perform the calculation of the function [f (ωt)] ^k , and the function [f (ω
t)] A tone signal synthesizing method characterized by synthesizing tone signals based on the calculated value of ^k . 【請求項２】前記演算アルゴリズムにおいて、前記関数
ｆ（ωｔ）を対数表現logf（ωｔ）で発生し、この関数
ｆ（ωｔ）の対数表現logf（ωｔ）に前記指数ｋを乗算
することにより前記関数〔ｆ（ωｔ）〕^ｋに対数表現lo
g〔ｆ（ωｔ）〕^ｋで求めるようにした請求項１に記載
の楽音信号合成方式。2. The arithmetic algorithm, wherein the function f (ωt) is generated by a logarithmic expression logf (ωt), and the logarithmic expression logf (ωt) of the function f (ωt) is multiplied by the exponent k. Function [f (ωt)] logarithmic expression to ^k lo
The musical tone signal synthesizing method according to claim 1, wherein g [f (ωt)] ^k is ^obtained . 【請求項３】前記位相情報ωｔに応じた前記ｋの値の制
御態様を、制御パラメータに応じて制御するようにした
請求項１または２に記載の楽音信号合成方式。3. The musical tone signal synthesizing method according to claim 1, wherein a control mode of the value of k according to the phase information ωt is controlled according to a control parameter. 【請求項４】前記制御パラメータは、時間データ、発生
音の音高または音域データ、発生音の音色データ、発生
音を指定するための操作子の操作時に加えられたタッチ
データ及び所定の設定操作手段によって設定されたデー
タ等の各種ファクタに対応するデータのうちいずれか１
または複数により決定されるものである請求項３に記載
の楽音信号合成方式。4. The control parameters are time data, pitch or range data of a generated sound, tone color data of the generated sound, touch data added when operating an operator for designating the generated sound, and a predetermined setting operation. Any one of data corresponding to various factors such as data set by the means
Alternatively, the musical tone signal synthesizing method according to claim 3, wherein the musical tone signal synthesizing method is determined by plural numbers. 【請求項５】前記ｋの値を切替えるタイミングを、前記
関数ｆ（ωｔ）で表現される波形のゼロクロス点に合わ
せることを特徴とする請求項１乃至４のいずれかに記載
の楽音信号合成方式。5. The tone signal synthesizing method according to claim 1, wherein the timing of switching the value of k is matched with the zero cross point of the waveform represented by the function f (ωt). . 【請求項６】前記関数〔ｆ（ωｔ）〕^ｋを演算項の１つ
に含む演算式を更に実行し、この演算式に従い楽音信号
を合成することを特徴とする請求項１乃至５のいずれか
に記載の楽音信号合成方式。6. The method according to claim 1, further comprising: executing an arithmetic expression including the function [f (ωt)] ^k in one of the arithmetic terms, and synthesizing a musical tone signal according to the arithmetic expression. Music signal synthesis method described in Crab.