JP2543187B2 - サイドピン歪補正回路 - Google Patents
サイドピン歪補正回路Info
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- JP2543187B2 JP2543187B2 JP1134906A JP13490689A JP2543187B2 JP 2543187 B2 JP2543187 B2 JP 2543187B2 JP 1134906 A JP1134906 A JP 1134906A JP 13490689 A JP13490689 A JP 13490689A JP 2543187 B2 JP2543187 B2 JP 2543187B2
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- Japan
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- output voltage
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Description
【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 この発明は、CRTディスプレイモニタ装置で、水平同
期周波数が色々と異なった入力信号に対して自動的に最
適な特性を得ることができるサイドピン歪補正回路に関
するものである。
期周波数が色々と異なった入力信号に対して自動的に最
適な特性を得ることができるサイドピン歪補正回路に関
するものである。
従来の技術 第３図に従来のCRTディスプレイモニタ装置のサイド
ピン歪補正回路を示す。第３図において、１は垂直偏向
電流により得られた鋸歯状波電圧波形を積分する積分回
路、６は積分器１で得たパラボラ波を次段に伝達する結
合コンデンサである。２はゲインコントロール回路で、
増幅回路３と水平偏向回路の＋Ｂ電圧で増幅回路３の利
得を制御する制御回路４から成っている。７は増幅回路
３の出力を次段に伝達する結合コンデンサ、５は増幅回
路、８は水平偏向コイルである。
ピン歪補正回路を示す。第３図において、１は垂直偏向
電流により得られた鋸歯状波電圧波形を積分する積分回
路、６は積分器１で得たパラボラ波を次段に伝達する結
合コンデンサである。２はゲインコントロール回路で、
増幅回路３と水平偏向回路の＋Ｂ電圧で増幅回路３の利
得を制御する制御回路４から成っている。７は増幅回路
３の出力を次段に伝達する結合コンデンサ、５は増幅回
路、８は水平偏向コイルである。
第３図の動作を説明する前にサイドピン歪について述
べる。サイドピン歪は第４図（ａ）に示すようにラスタ
ーの左右の振幅が中央部で不足するものであるが、同図
（ｂ）に示すように、水平偏向電流の振幅を垂直周期で
パラボラ状に補正を加えると、ラスターのサイドピン歪
が補正できる。ここで水平偏向周波数が単一であれば上
記のパラボラ波の振幅は一定で良いが、垂直偏向周波数
が一定で水平偏向周波数が変化した場合、このパラボラ
波の振幅が一定であると画面に歪が生じる。例えば第５
図（ａ）に示すように水平偏向周波数fH＝45kHzでパラ
ボラ波の振幅を最適に設定した後、fH＝60kHzにすると
同図（ｂ）のように補正量が不足してピンクッション気
味になり、fH＝30kHzにすると同図（ｃ）のように補正
量が多くなりバレル気味になる。なぜなら、水平偏向コ
イルに流れる水平偏向電流は ｉ＝（V+B/LDY）×1/5H （LDYは偏向コイルのインダクタンス。） で示されるので、fHが変化してもｉを一定に保つために
V+Bを水平偏向周波数に比例させて上昇させている。こ
のことから、例えばfH＝45kHz時にV+B＝75Vなら補正量
は10％で7.5Vである。しかし、fH＝60kHz時にはV+B＝10
0Vなら補正量は10％で10V、fH＝30kHz時にはV+B＝50Vな
ら補正量は10％で5Vであり、fH＝45kHz時の補正量に対
して過不足が生じるからである。このようなことで、上
記パラボラ波の振幅をfHによってコントロールする必要
があった。そのコントロールのための回路が第３図のゲ
インコントロール回路２に相当する。
べる。サイドピン歪は第４図（ａ）に示すようにラスタ
ーの左右の振幅が中央部で不足するものであるが、同図
（ｂ）に示すように、水平偏向電流の振幅を垂直周期で
パラボラ状に補正を加えると、ラスターのサイドピン歪
が補正できる。ここで水平偏向周波数が単一であれば上
記のパラボラ波の振幅は一定で良いが、垂直偏向周波数
が一定で水平偏向周波数が変化した場合、このパラボラ
波の振幅が一定であると画面に歪が生じる。例えば第５
図（ａ）に示すように水平偏向周波数fH＝45kHzでパラ
ボラ波の振幅を最適に設定した後、fH＝60kHzにすると
同図（ｂ）のように補正量が不足してピンクッション気
味になり、fH＝30kHzにすると同図（ｃ）のように補正
量が多くなりバレル気味になる。なぜなら、水平偏向コ
イルに流れる水平偏向電流は ｉ＝（V+B/LDY）×1/5H （LDYは偏向コイルのインダクタンス。） で示されるので、fHが変化してもｉを一定に保つために
V+Bを水平偏向周波数に比例させて上昇させている。こ
のことから、例えばfH＝45kHz時にV+B＝75Vなら補正量
は10％で7.5Vである。しかし、fH＝60kHz時にはV+B＝10
0Vなら補正量は10％で10V、fH＝30kHz時にはV+B＝50Vな
ら補正量は10％で5Vであり、fH＝45kHz時の補正量に対
して過不足が生じるからである。このようなことで、上
記パラボラ波の振幅をfHによってコントロールする必要
があった。そのコントロールのための回路が第３図のゲ
インコントロール回路２に相当する。
次に動作について説明する。
第３図の回路で、垂直周期の鋸歯状波は積分器１で積
分されパラボラ波が得られる。このパラボラ波は増幅回
路３で増幅されるが、水平偏向回路の＋Ｂ電圧を入力と
する制御回路４で増幅回路３のゲインが制御される。こ
の制御は、fHが高くなると増幅回路３のゲインが大きく
なって出力に現れるパラボラ波の振幅は大きくなり、fH
が低くなると増幅回路３のゲインが小さくなって出力に
現れるパラボラ波の振幅は小さくなるというもので、fH
のいかんに関わらず歪のないラスターを得ることが出来
る（特開昭63−316568号公報）。
分されパラボラ波が得られる。このパラボラ波は増幅回
路３で増幅されるが、水平偏向回路の＋Ｂ電圧を入力と
する制御回路４で増幅回路３のゲインが制御される。こ
の制御は、fHが高くなると増幅回路３のゲインが大きく
なって出力に現れるパラボラ波の振幅は大きくなり、fH
が低くなると増幅回路３のゲインが小さくなって出力に
現れるパラボラ波の振幅は小さくなるというもので、fH
のいかんに関わらず歪のないラスターを得ることが出来
る（特開昭63−316568号公報）。
発明が解決しようとする課題 従来のサイドピン歪補正回路は以上のような構成であ
ったが、fHの変化に対応してパラボラ波の振幅をコント
ロールするゲインコントロール回路は非常に複雑である
とともにパラボラ波の作成自体にも問題があった。それ
は、垂直周期の鋸歯状波を積分してパラボラ波を得る構
成をとっていたので積分器による周波数特性が生じ、パ
ラボラ波にわずかな位相のずれが発生することによって
精密な補正が行なわれないということである。
ったが、fHの変化に対応してパラボラ波の振幅をコント
ロールするゲインコントロール回路は非常に複雑である
とともにパラボラ波の作成自体にも問題があった。それ
は、垂直周期の鋸歯状波を積分してパラボラ波を得る構
成をとっていたので積分器による周波数特性が生じ、パ
ラボラ波にわずかな位相のずれが発生することによって
精密な補正が行なわれないということである。
本発明は上記のような問題点を解決するためになされ
たもので、乗算器の使用による理想的なパラボラ波を検
出すると同時に、fHの変化に対しパラボラ波の振幅を最
適に設定できるような信号を乗算器に入力することによ
ってサイドピン歪を補正するサイドピン歪補正回路を提
供することを目的とする。
たもので、乗算器の使用による理想的なパラボラ波を検
出すると同時に、fHの変化に対しパラボラ波の振幅を最
適に設定できるような信号を乗算器に入力することによ
ってサイドピン歪を補正するサイドピン歪補正回路を提
供することを目的とする。
課題を解決するための手段 本発明に係るサイドピン歪補正回路は、垂直偏向回路
系から検出された検出電圧を、３入力端子を持った乗算
器の２入力と出力に加えると同時に、水平偏向周波数に
応じて変化する直流電圧信号を、残りの１入力に加え、
かつ、この信号を先の２入力と出力にも重畳させるよう
にしたものである。
系から検出された検出電圧を、３入力端子を持った乗算
器の２入力と出力に加えると同時に、水平偏向周波数に
応じて変化する直流電圧信号を、残りの１入力に加え、
かつ、この信号を先の２入力と出力にも重畳させるよう
にしたものである。
作用 係る構成によって乗算器の出力には、水平偏向周波数
に応じて必要な振幅のパラボラ波形が得られることにな
る。
に応じて必要な振幅のパラボラ波形が得られることにな
る。
実施例 以下に本発明の一実施例のサイドピン歪補正回路を図
面を参照して説明する。第１図において、９は垂直周期
の鋸歯状波の振幅を乗算器の動作に最適なレベルにする
ための振幅器、10は増幅された鋸歯状波を２乗してパラ
ボラ波を作る３入力１出力の乗算器、11は水平偏向周波
数の変化に比例して変わる水平偏向回路の＋Ｂ電圧を制
御入力とするコントロール回路で、トランジスタTR1に
必要なバイアスを加えるための抵抗R1及びR2と温度変化
に対する補償のためのダイオードD1,トランジスタTR1の
コレクタ、電源電圧VCC間に挿入したコレクタ抵抗R3、
及びトランジスタTR1のエミッタとアース間に挿入した
エミッタ抵抗R4から成っている。13,14,15,16,17,18,19
は乗算器への入力モードが電圧であるため電圧変換する
ための抵抗、12は出力電流を電圧変換するためのオペア
ンプで抵抗20を帰還用に用いている。21は乗算器とコン
トロール回路との接続端子、22は乗算器への入力端子、
23は出力端子である。
面を参照して説明する。第１図において、９は垂直周期
の鋸歯状波の振幅を乗算器の動作に最適なレベルにする
ための振幅器、10は増幅された鋸歯状波を２乗してパラ
ボラ波を作る３入力１出力の乗算器、11は水平偏向周波
数の変化に比例して変わる水平偏向回路の＋Ｂ電圧を制
御入力とするコントロール回路で、トランジスタTR1に
必要なバイアスを加えるための抵抗R1及びR2と温度変化
に対する補償のためのダイオードD1,トランジスタTR1の
コレクタ、電源電圧VCC間に挿入したコレクタ抵抗R3、
及びトランジスタTR1のエミッタとアース間に挿入した
エミッタ抵抗R4から成っている。13,14,15,16,17,18,19
は乗算器への入力モードが電圧であるため電圧変換する
ための抵抗、12は出力電流を電圧変換するためのオペア
ンプで抵抗20を帰還用に用いている。21は乗算器とコン
トロール回路との接続端子、22は乗算器への入力端子、
23は出力端子である。
次に動作について説明する。
まず、垂直周期の鋸歯状波の振幅を乗算器の最適動作
範囲内にするための増幅器９によって増幅する。そして
最適振幅となった鋸歯状波を乗算器に入力し以下に示す
関係からパラボラ波が作られ、同時に水平偏向周波数の
変化に応じて振幅の最適なパラボラ波が出力される。
範囲内にするための増幅器９によって増幅する。そして
最適振幅となった鋸歯状波を乗算器に入力し以下に示す
関係からパラボラ波が作られ、同時に水平偏向周波数の
変化に応じて振幅の最適なパラボラ波が出力される。
第２図に３入力の乗算器の一例を示す。
上記乗算器の入出力特性は I1I2＝I3I4 …… で示される。W1Nの入力端子22に接続された抵抗R5,R6は
入力モードが電圧であるので電流に変換するもので、そ
の回路特性は、 I1＝I2＝V1N/R5＋VR/R6 …… I3＝VR/R6 …… I4＝VR/R6＋V0/R7＋2V1N/R5 …… のようになる。
入力モードが電圧であるので電流に変換するもので、そ
の回路特性は、 I1＝I2＝V1N/R5＋VR/R6 …… I3＝VR/R6 …… I4＝VR/R6＋V0/R7＋2V1N/R5 …… のようになる。
ここで、VRは接続端子21の電圧で次のようにして求め
る。第１図のコントロール回路11において、トランジス
タTR1のコレクタ電流をICとすると VR＝VCC−R3IC …… 今、トランジスタTR1のベース電位をVB,トランジスタ
TR1のベース・エミッタ間の電圧をVBE、ダイオードD1の
順方向電圧をVF,IE≒ICとしてICを求めると、 IC＝IE＝（VB−VBE）/R4 …… VB＝（V+B−VF）・R2/（R1＋R2）＋VF …… VF≒VBEとしてをに代入すると IC＝（V+B−VF）・R2/R4（R1＋R2） …… となるからをに代入すると VR＝VCC−R3R2（V+B−VF） /R4（R1＋R2） …… のようになる。
る。第１図のコントロール回路11において、トランジス
タTR1のコレクタ電流をICとすると VR＝VCC−R3IC …… 今、トランジスタTR1のベース電位をVB,トランジスタ
TR1のベース・エミッタ間の電圧をVBE、ダイオードD1の
順方向電圧をVF,IE≒ICとしてICを求めると、 IC＝IE＝（VB−VBE）/R4 …… VB＝（V+B−VF）・R2/（R1＋R2）＋VF …… VF≒VBEとしてをに代入すると IC＝（V+B−VF）・R2/R4（R1＋R2） …… となるからをに代入すると VR＝VCC−R3R2（V+B−VF） /R4（R1＋R2） …… のようになる。
この様にして水平偏向回路の＋Ｂ電圧から必要な値の
直流電圧信号VRを検出し、先の，，式のI1,I2,
I3,I4の電流値を設定する。そして、，，式を
式に代入し、V1NとV0の関係を求めると のようになる。こうして鋸歯状波電圧が二乗されて理想
的なパラボラ波が得られると同時に、fHが高くなれば先
に述べたようにV+Bが上昇するので式においてVBが減
少する。そして式においてV0が大きくなるというよう
に、抵抗R1,R2,R3,R4の値を適当に選定して直流電圧値V
Rを水平偏向周波数の変化に対して変えることにより、
自動的に最適な振幅のパラボラ波が得られる。この様に
してサイドピン歪が補正できる。
直流電圧信号VRを検出し、先の，，式のI1,I2,
I3,I4の電流値を設定する。そして、，，式を
式に代入し、V1NとV0の関係を求めると のようになる。こうして鋸歯状波電圧が二乗されて理想
的なパラボラ波が得られると同時に、fHが高くなれば先
に述べたようにV+Bが上昇するので式においてVBが減
少する。そして式においてV0が大きくなるというよう
に、抵抗R1,R2,R3,R4の値を適当に選定して直流電圧値V
Rを水平偏向周波数の変化に対して変えることにより、
自動的に最適な振幅のパラボラ波が得られる。この様に
してサイドピン歪が補正できる。
本発明の効果 本発明によれば、サイドピン歪を補正する理想的なパ
ラボラ波が得られると同時に、水平偏向器波数の変化に
対してサイドピン歪のないラスターが得られる効果があ
る。
ラボラ波が得られると同時に、水平偏向器波数の変化に
対してサイドピン歪のないラスターが得られる効果があ
る。
第１図は、本発明に係るサイドピン歪補正回路の回路
図。第２図は乗算器の一例の回路図。第３図は、従来の
サイドピン歪補正回路の回路図。第４図はサイドピン歪
とその補正電流波形を説明するための図、第５図は、補
正量の違いによるラスターのサイドピン歪を説明する図
である。 ９……増幅器、10……乗算器。
図。第２図は乗算器の一例の回路図。第３図は、従来の
サイドピン歪補正回路の回路図。第４図はサイドピン歪
とその補正電流波形を説明するための図、第５図は、補
正量の違いによるラスターのサイドピン歪を説明する図
である。 ９……増幅器、10……乗算器。
Claims (1)
- 【請求項１】水平偏向周波数の変化に比例する電圧を入
力電圧とし前記入力電圧の増加に対して減少する電圧を
出力電圧とするコントロール回路と、垂直偏向電流によ
って作られた鋸歯状波信号の振幅を増幅する増幅器と、
前記増幅器の出力電圧と前記コントロール回路の出力電
圧をそれぞれ所定の抵抗を介して電流I1として入力する
入力端子と前記増幅器の出力電圧と前記コントロール回
路の出力電圧をそれぞれ所定の抵抗を介して電流I2とし
て入力する入力端子と前記コントロール回路の出力電圧
を所定の抵抗を介して電流I3として入力する入力端子と
電流I4を出力する出力端子を有し前記電流I1、I2、I3、
I4の間にI1×I2＝I3×I4の関係を備えた乗算器と、前記
出力端子に前記増幅器の出力電圧と前記コントロール回
路の出力電圧をそれぞれ所定の抵抗を介して加えた前記
出力端子に現れる電圧を増幅し水平偏向周波数に応じた
サイドピン歪補正信号を出力する増幅器とを備えたサイ
ドピン歪補正回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1134906A JP2543187B2 (ja) | 1989-05-29 | 1989-05-29 | サイドピン歪補正回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1134906A JP2543187B2 (ja) | 1989-05-29 | 1989-05-29 | サイドピン歪補正回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02312443A JPH02312443A (ja) | 1990-12-27 |
| JP2543187B2 true JP2543187B2 (ja) | 1996-10-16 |
Family
ID=15139295
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1134906A Expired - Lifetime JP2543187B2 (ja) | 1989-05-29 | 1989-05-29 | サイドピン歪補正回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2543187B2 (ja) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH03208472A (ja) * | 1990-01-10 | 1991-09-11 | Totoku Electric Co Ltd | サイドピン歪補正回路 |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6248177A (ja) * | 1985-08-27 | 1987-03-02 | Sony Corp | 左右ピンクツシヨン歪補正信号発生回路 |
-
1989
- 1989-05-29 JP JP1134906A patent/JP2543187B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH02312443A (ja) | 1990-12-27 |
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