JP2521267B2 - Control system complement device - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本考案は、PID制御系に適用される制御系補完装置に
関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Field of Industrial Application] The present invention relates to a control system complementing device applied to a PID control system.

〔従来の技術〕[Conventional technology]

第４図は従来のPID制御系を示すブロック図である。
１は目標値ｒと制御量ｙとの偏差を求める減算器、２は
補償器、３はPID調節器、４は負荷Ｚを与えられる制御
対象である。なお、補償器２の内容は一次遅れ進み特性
等で、一般的に伝達関数で表わすと次式になる。FIG. 4 is a block diagram showing a conventional PID control system.
Reference numeral 1 is a subtractor for obtaining a deviation between a target value r and a controlled variable y, 2 is a compensator, 3 is a PID controller, and 4 is a controlled object to which a load Z is given. Note that the contents of the compensator 2 are first-order lag-advance characteristics and the like, and are generally expressed by the following equation when expressed by a transfer function.

（１＋a₁ｓ）／（b₀＋b₁ｓ） 従来は上式のパラメータa₁，b₀，b₁を試行錯誤的に探
索することによって、制御性能の改善を図っていた。こ
こで、ｓはラプラス演算子である。(1 + a ₁ s) / (b ₀ + b ₁ s) Conventionally, the control performance has been improved by searching the parameters a ₁ , b ₀ , b ₁ in the above equation by trial and error. Here, s is a Laplace operator.

〔発明が解決しようとする問題点〕[Problems to be solved by the invention]

上記従来のPID制御系においては次のような問題があ
った。The conventional PID control system described above has the following problems.

補償器２の内容が（１＋a₁ｓ）／（b₀＋b₁ｓ）であ
るため、パラメータa₁，b₀，b₁を試行錯誤的に決める必
要があり、最適なパラメータを設定するまでに長時間を
要する。Since the content of the compensator 2 is (1 + a ₁ s) / (b ₀ + b ₁ s), it is necessary to determine the parameters a ₁ , b ₀ , b ₁ by trial and error, and before setting the optimum parameters. It takes a long time.

補償器２の構造が制限されているために制御性能の
向上に限界がある。Since the structure of the compensator 2 is limited, there is a limit to the improvement of control performance.

フィードバックループ補償であるため、フィードフ
ォワード補償にくらべて制御特性の向上に限界がある。Since it is the feedback loop compensation, there is a limit to the improvement of the control characteristic as compared with the feedforward compensation.

そこで本発明は、試行錯誤的に探索する必要のあるパ
ラメータが単純化され、短時間内にパラメータを設定す
ることができる上、負荷変化に対する制御偏差を大幅に
減少でき、制御性能の向上をはかり得る、制御系補完装
置を提供することを目的とする。Therefore, the present invention simplifies the parameters that need to be searched by trial and error, can set the parameters within a short time, and can greatly reduce the control deviation with respect to the load change, thereby improving the control performance. It is an object of the present invention to provide a control system complementing device.

〔問題点を解決するための手段〕[Means for solving problems]

本発明は上記問題点を解決し目的を達成するために、
次のような手段を講じた。すなわち、PID制御系におけ
る制御偏差と制御対象の負荷値とを補完器に取込み、補
償のための演算を実施後、その演算結果と前記制御偏差
とを加算器で加算し、その加算結果をPID調節器の入力
とする補完装置であって、前記補完器は、負荷とPID制
御系の目標値とを一定にした状態で前記加算器の補完器
出力を入力している側を切り離し、そこに突変させた信
号を入力させたときの制御偏差を取込み、上記の突変さ
せた信号と制御偏差との関係を伝達関数で表現できる部
分または上記では突変させたが、突変させずに疑似白色
ノイズにして統計的処理により上記伝達関数を求める手
段と、前述の伝達関数を負荷レベル別に求めておいて、
負荷の値によって前記伝達関数を切換える手段と、前記
制御偏差に対する補完器の出力を下記関係式により求
め、その演算結果を時々刻々出力する手段とを備えたも
のとした。The present invention solves the above problems and achieves the object,
The following measures were taken. That is, the control deviation in the PID control system and the load value of the controlled object are taken into the complementer, the calculation for compensation is performed, the calculation result and the control deviation are added by the adder, and the addition result is PID. A complementation device as an input of a controller, wherein the complementer separates the side inputting the complementer output of the adder in a state where the load and the target value of the PID control system are constant, and there Take the control deviation when a suddenly changed signal is input, and express the relationship between the suddenly changed signal and the control deviation as a transfer function or in the above case, but suddenly change it. A means for obtaining the above-mentioned transfer function by statistical processing using pseudo white noise, and the above-mentioned transfer function for each load level,
A means for switching the transfer function depending on the value of the load and a means for obtaining the output of the complementer for the control deviation by the following relational expression and outputting the calculation result momentarily are provided.

Ｕ＝−Ｇ′^-1（ｓ）｛Ｋε＋LH（ｓ）Ｚ｝ （ただし、U:m次の補完器出力ベクトル、ε:m次の制御
偏差ベクトル、Z:負荷、Ｇ′（ｓ）:Uとεとの間の伝達
特性行列で各制御ループ内でのＵとεとの間の伝達特性
Ｇ（ｓ）からなるｍ×ｍの対角行列、Ｈ（ｓ）:Zとεと
の間の伝達特性行列でｍ×１、K:m×ｍの定数からなる
対角行列、L:m×ｍの定数からなる対角行列、s:ラプラ
ス演算子、m:制御系の系統数） 〔作用〕 このような手段を講じたことにより、試行錯誤的に探
索するパラメータはK_iとL_iのみとなる上、負荷変化に対
して制御偏差が著しく減少し、制御性能が向上する。U = −G ′ ⁻¹ (s) {Kε + LH (s) Z} (However, U: mth-order complementer output vector, ε: mth-order control deviation vector, Z: load, G ′ (s): U Between ε and ε, a diagonal matrix of m × m consisting of the transfer characteristic G (s) between U and ε in each control loop, H (s): between Z and ε Is a transfer characteristic matrix of m × 1, a diagonal matrix consisting of K: m × m constants, a diagonal matrix consisting of L: m × m constants, s: Laplace operator, m: number of control system systems) [ Action] By taking such a measure, the parameters to be searched by trial and error are only K _i and L _i, and the control deviation is significantly reduced with respect to the load change, and the control performance is improved.

〔実施例〕〔Example〕

第１図は本発明の第１実施例の構成を示すブロック図
である。なお〔問題点を解決するための手段〕の項で述
べた、加算器のところに突変あるいは疑似白色ノイズを
加えて伝達関数を求める手段については、一般的な手法
で行なえるため、ここでは説明を省略する。第１図に示
すように本実施例は、従来のPID制御系の補償器２に代
えて補完器５、加算器６を設けたものである。補完器５
は構成要素ａ〜ｅ（a,cは係数器、b,eは演算器、ｄは加
算器）からなり、第２図の流れ図にA,B,Cで示すように U_i＝-G_ii ^-1（ｓ）｛K_iε_i＋L_iH_i（ｓ）Ｚ｝ の演算を実行し、U_iを出力することによって制御性能の
向上を図るものである。上記演算は、フィードバックル
ープ補償の -G_ii ^-1（ｓ）K_iε_i と、フィードフォワード補償の -G_ii ^-1（ｓ）L_iH_i（ｓ）Ｚ からなり、とくに外乱Ｚが加わったときの制御偏差ε_i
を小さくするために考え出されたものである。FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of the first embodiment of the present invention. Note that the means for obtaining the transfer function by adding a sudden change or pseudo white noise to the adder described in the section [Means for Solving Problems] can be performed by a general method, so here, The description is omitted. As shown in FIG. 1, the present embodiment is provided with a complementer 5 and an adder 6 instead of the compensator 2 of the conventional PID control system. Complementer 5
Is composed of components a to e (a, c are coefficient units, b, e are arithmetic units, d is an adder), and U _i = -G _{ii as} shown by A, B, C in the flow chart of FIG. ⁻¹ (s) {K _i ε _i + L _i H _i (s) Z} is executed and U _i is output to improve control performance. The above calculation consists of -G _ii ^-1 (s) K _i ε _i for feedback loop compensation and -G _ii ^-1 (s) L _i H _i (s) Z for feed-forward compensation, especially with disturbance Z added. Control deviation ε _i
Was devised in order to reduce.

第１図において、負荷Ｚに対する制御偏差ベクトルε
の関係を表わす伝達関数行列をＨ（ｓ）とし、補完器５
の出力ベクトルＵと制御偏差ベクトルεとの伝達関数行
列をＧ（ｓ）とすれば、 ε＝Ｇ（ｓ）Ｕ＋Ｈ（ｓ）Ｚ ……（１） なる関係式が得られる。そして補完器５の出力ベクトル
Ｕは、 Ｕ＝−Ｇ′^-1（ｓ）｛Ｋε＋LH（ｓ）Ｚ｝ ……（２） なる式で表現できる。In FIG. 1, the control deviation vector ε with respect to the load Z
Let H (s) be the transfer function matrix representing the relationship between
Letting G (s) be the transfer function matrix of the output vector U and the control deviation vector ε, the relational expression ε = G (s) U + H (s) Z (1) is obtained. The output vector U of the complementer 5 can be expressed by the following equation: U = -G ' ^-1 (s) {Kε + LH (s) Z} (2).

ここで、Ｇ（ｓ）と、Ｇ′（ｓ）と、Ｇ″（ｓ）は、
ｍ×ｍの行列であるが、G_ii（ｓ）は行列ではない。ま
たＧ′（ｓ）は対角行列で、Ｇ″（ｓ）は非対角行列で
ある。そしてＧ′（ｓ）とＧ″（ｓ）とを加算したもの
がＧ（ｓ）となる。なお、G_ii（ｓ）はＧ（ｓ）の対角
成分のｉ列ｉ行目を意味する。すなわち対角行列Ｇ′
（ｓ）のｉ列ｉ行目の要素を意味している。そして、前
述の行列の各成分G_ij（ｓ）は、次式で表わされる。Here, G (s), G ′ (s), and G ″ (s) are
Although it is an m × m matrix, G _ii (s) is not a matrix. Further, G ′ (s) is a diagonal matrix, G ″ (s) is a non-diagonal matrix, and G ′ (s) and G ″ (s) are added to obtain G (s). Note that G _ii (s) means the i-th column and the i-th row of the diagonal component of G (s). That is, the diagonal matrix G '
(S) means the element in the i-th column and the i-th row. Then, each component G _ij (s) of the above matrix is represented by the following equation.

G_ij（ｓ）＝（a_0ij＋a_1ijＳ＋a_2ijS²＋……a_mijS^m） ／（１＋b_1ijＳ＋b_2ijS²＋……b_nijSⁿ） ここで、a,bは定数で、負荷レベルにより切換えられ
る。さらにK,Lはこれから決める定数の対角行列であ
り、ＫはK₁，K₂……K_mを要素とし、ＬはL₁，L₂……L_mを
要素とする。G _ij (s) = (a _0ij + a _1ij S + a _2ij S ² + ... a _mij S ^m ) / (1 + b _1ij S + b _2ij S ² + ... b _nij S ⁿ ) where a and b are constants and the load is It can be switched depending on the level. Further, K and L are diagonal matrices of constants to be determined, K is an element of K ₁ , K ₂ ... K _m , and L is an element of L ₁ , L ₂ ... L _m .

（１）式と（２）式とから ε＝−Ｇ（ｓ）Ｇ′^-1（ｓ）｛Ｋε＋LH（ｓ）Ｚ｝＋Ｈ
（ｓ）Ｚ ……（３） が得られ、 Ｇ（ｓ）＝Ｇ′（ｓ）＋Ｇ″（ｓ） ……（４） の関係から ε＝−｛Ｇ′（ｓ）＋Ｇ″（ｓ）｝Ｇ′^-1（ｓ） ・｛Ｋε＋LH（ｓ）Ｚ｝＋Ｈ（ｓ）Ｚ ……（５） となる。そこで（５）式を整理すると、 ｛Ｉ＋Ｋ＋Ｇ″（ｓ）Ｇ′^-1（ｓ）Ｋ｝ε ＝｛Ｉ−Ｌ−Ｇ″（ｓ）Ｇ′^-1（ｓ）Ｌ｝Ｈ（ｓ）Ｚ…
…（６） となる。ここでＩは単位行列である。さらに（４）式を
用いると、 ε＝｛Ｉ＋Ｇ（ｓ）Ｇ′^-1（ｓ）Ｋ｝^-1 ・｛Ｉ−Ｌ−Ｇ″（ｓ）Ｇ′^-1（ｓ）Ｌ｝Ｈ（ｓ）Ｚ…
…（７） となる。したがって（７）式において、Ｋを大きくすれ
ば、εは小さくなることは明らかである。そして（７）
式の右辺のうち ｛Ｉ−Ｌ−Ｇ″（ｓ）Ｇ′^-1（ｓ）Ｌ｝Ｈ（ｓ）Ｚ の部分が零に近付けば、εをさらに小さくできる。そこ
で、δ（ｓ）を δ（ｓ）＝｛Ｉ−Ｌ−Ｆ（ｓ）Ｌ｝Ｈ（ｓ）……（８） と定義し、δ（ｓ）を零に近付けるＬの値を求める。From equations (1) and (2), ε = −G (s) G ′ ⁻¹ (s) {Kε + LH (s) Z} + H
(S) Z (3) is obtained, and from the relation of G (s) = G '(s) + G "(s) (4), ε =-{G' (s) + G" (s) } G ′ ⁻¹ (s) · {Kε + LH (s) Z} + H (s) Z (5) Therefore, rearranging the equation (5), {I + K + G ″ (s) G ′ ⁻¹ (s) K} ε = {I−L−G ″ (s) G ′ ⁻¹ (s) L} H (s) Z …
… (6) Here, I is a unit matrix. Further, by using the equation (4), ε = {I + G (s) G ′ ⁻¹ (s) K} ⁻¹ · {I−L−G ″ (s) G ′ ⁻¹ (s) L} H (s ) Z ...
... (7) Therefore, in the equation (7), it is clear that if K is increased, ε is decreased. And (7)
If the part of {I−L−G ″ (s) G ′ ⁻¹ (s) L} H (s) Z on the right side of the equation approaches zero, ε can be further reduced, so that δ (s) is δ (s) = {I−L−F (s) L} H (s) (8), and the value of L that brings δ (s) close to zero is obtained.

（８）式において Ｆ（ｓ）＝Ｇ″（ｓ）Ｇ′^-1（ｓ） であるが、これは非対角要素のみからなる行列である。
（８）式において δ（ｓ）＝０ にするＬは、単なる定数行列では表わしきれないのが一
般的である。そこで近似的に実現させるべく、周波数領
域を指定し、その指定した領域の範囲内で平均的なゲイ
ンが零になるＬを求めることにする。なお平均的なゲイ
ンのとり方としては種種考えられるが、次式で表わされ
る値とする。In the equation (8), F (s) = G ″ (s) G ′ ⁻¹ (s), which is a matrix consisting of only non-diagonal elements.
In the equation (8), L that makes δ (s) = 0 generally cannot be represented by a simple constant matrix. Therefore, in order to realize it approximately, a frequency region is designated, and L in which the average gain is zero is determined within the designated region. Although various types of average gains can be considered, the value represented by the following equation is used.

ここでδ（ω）：δ（ｓ）の要素のｓをｊωで置換えた
行列、｜δ（ω）|:δ（ω）の要素のゲインからなる行
列、ω：角周波数、Ω_max：指定した角周波数の上限
値、Ω_min：指定した角周波数の下限値、である。具体
的な表現をとると、δ（ω）は（８）式の要素のｓをｊ
ωで置換えることによって次式となる。 Where δ (ω): a matrix in which s of elements of δ (s) is replaced by jω, a matrix of gains of elements of │δ (ω) |: δ (ω), ω: angular frequency, Ω _max : designation The upper limit of the specified angular frequency, Ω _min : the lower limit of the specified angular frequency. In concrete terms, δ (ω) is obtained by j
By replacing with ω, the following equation is obtained.

そして指定した周波数領域で数値化すると、（10）式は
次式となる。 Then, when digitized in the specified frequency domain, equation (10) becomes the following equation.

ここで であり、他のt₁₂，t₁₃……についても（９）式で得られ
る値である。 here And other t ₁₂ , t ₁₃ ... Are values obtained by the equation (9).

次に（11）式でδ₁ ^*，δ₂ ^*……δ_m ^*を零にしたときの
連立方程式を解くと、l₁，l₂……l_mが求まる。Then (11) at [delta] ₁ ^*, and solving the simultaneous equations when the δ ₂ ^* ...... δ _m ^* _{zero, l 1, l 2 ...... l} m is obtained.

このようにして得られたl₁，l₂……l_mすなわちＬの値
を設定すれば、負荷Ｚに対する制御偏差εを十分小さく
できるが、Ｌの値は実用的には試行錯誤的に探索した方
が効率的な場合が多いと考えられる。The control deviation ε with respect to the load Z can be made sufficiently small by setting the values of l ₁ , l _2, ... L _m thus obtained, that is, L, but the value of L is practically searched by trial and error. It is considered that doing it is more efficient in many cases.

上記した本実施例によれば次のような作用効果を奏す
る。According to this embodiment described above, the following operational effects are obtained.

（１） 試行錯誤的に探索するパラメータはK_iとL_iのみ
である。(1) The parameters to be searched by trial and error are only K _i and L _i .

（２） 第１図の回路構成をとることによって、負荷変
化に対する制御偏差を小さくでき、制御性能が向上す
る。(2) By adopting the circuit configuration of FIG. 1, the control deviation with respect to the load change can be reduced, and the control performance is improved.

第３図は本発明を多変数制御系（本例では二変数制御
系）に適用した第２実施例の構成を示すブロック図であ
る。本実施例においては制御量y1,制御量y2に対する同
目標値をr1とr2とする。減算器11と12は上記y1とr1およ
びy2とr2とからそれぞれ制御偏差ε１とε２を求める。
そして第１ループの補完器51と第２ループの補完器52
に、それぞれの制御偏差ε１とε２ならびに負荷Ｚを入
力し、各補完器51,52の出力U1,U2を、各PID調節器31,32
の入力側に設けた加算器61と62にて各制御偏差ε1,ε２
とそれぞれ加算するようにしている。FIG. 3 is a block diagram showing the configuration of a second embodiment in which the present invention is applied to a multivariable control system (two-variable control system in this example). In this embodiment, the same target values for the controlled variables y1 and y2 are r1 and r2. Subtractors 11 and 12 obtain control deviations ε1 and ε2 from y1 and r1 and y2 and r2, respectively.
The first loop complementer 51 and the second loop complementer 52
To each of the control deviations ε1 and ε2 and the load Z, and outputs the outputs U1 and U2 of the complementers 51 and 52 to the PID regulators 31 and 32, respectively.
The control deviations ε1 and ε2 are added by adders 61 and 62 provided on the input side of
And each of them is added.

次に上記構成の補完装置の動作を説明する。まず、補
完器51,52に使用するG_ii（ｓ）およびH_i（ｓ）の特性を
求める。それには負荷Ｚを一定値にして、U2＝０の状態
でU1をステップ状に変化させたときのε１の応答波形を
近似的に定めてG₁₁（ｓ）を求めるか、またはU1に疑似
白色ノイズを加えて統計処理を行なうことにより求め
る。同様にU1＝０の状態でU2をステップ状に変化させた
ときのε２の応答波形を近似的に定めてG₂₂（ｓ）を求
めるか、またはU2に疑似白色ノイズを加えて統計処理を
行なうことにより求める。H_i（ｓ）については、U1＝U2
＝０として、Ｚをステップ状に変化させたときのε１の
応答波形とε２の応答波形のそれぞれを近似的に定めて
H₁（ｓ）とH₂（ｓ）とする。またＺに疑似白色ノイズを
加えて統計処理を行なうことにより求める。そして得ら
れたG₁₁（ｓ）とG₂₂（ｓ）の各逆関数に「−」の符号を
付けたものを各補完器51,52における演算器e1,e2の特性
とする。またH₁（ｓ）とH₂（ｓ）とは、演算器b1,b2の
特性とする。Next, the operation of the supplementary device having the above configuration will be described. First, the characteristics of G _ii (s) and H _i (s) used in the complementers 51 and 52 are obtained. To do this, set the load Z to a constant value and determine the response waveform of ε1 when U1 is changed stepwise in the state of U2 = 0 to obtain G ₁₁ (s), or obtain a pseudo white color for U1. Calculated by adding noise and performing statistical processing. Similarly, the response waveform of ε2 when U2 is changed stepwise in the state of U1 = 0 is approximately determined to obtain G ₂₂ (s), or pseudo white noise is added to U2 to perform statistical processing. Seek by. For H _i (s), U1 = U2
= 0, the respective response waveforms of ε1 and ε2 when Z is changed stepwise are approximately determined.
Let H ₁ (s) and H ₂ (s). Further, it is obtained by adding pseudo white noise to Z and performing statistical processing. Then, the obtained inverse functions of G ₁₁ (s) and G ₂₂ (s) are marked with a sign of “−”, which are the characteristics of the computing units e1 and e2 in the respective complementing devices 51 and 52. Further, H ₁ (s) and H ₂ (s) are characteristics of the computing units b1 and b2.

次に補完器51,52の調整用パラメータとして設けてい
るK_iとL_iは、第１ループについては係数器a1,c1にK₁，L
₁を設定し、第２ループについては係数器a2,c2にK₂，L₂
を設定している。なおこれらの値は適宜変えられるもの
となっている。係数器a1,c1の各出力は加算器d1によっ
て加算され、その加算出力が演算器e1に供給されるもの
となっている。同様に係数器a2,c2の各出力は加算器d2
によって加算され、その加算出力が演算器e2に供給され
るものとなっている。Then K _i and L _i which is provided as the adjustment parameters of the interpolators 51 and 52, K _1, the coefficient unit a1, c1 for the first loop L
₁ is set, and K ₂ and L ₂ are set in the coefficient units a2 and c2 for the second loop.
Is set. Note that these values can be changed appropriately. The outputs of the coefficient units a1 and c1 are added by the adder d1, and the added output is supplied to the computing unit e1. Similarly, the outputs of the coefficient units a2 and c2 are added by the adder d2
Is added, and the added output is supplied to the computing unit e2.

上述した本実施例においても前記実施例と同様の作用
効果を奏する。Also in this embodiment described above, the same operational effects as those of the above-mentioned embodiment can be obtained.

なお本発明は前記各実施例に限定されるものではな
く、本発明の要旨を逸脱しない範囲で種々変形実施可能
であるのは勿論である。It should be noted that the present invention is not limited to the above embodiments, and it is needless to say that various modifications can be made without departing from the spirit of the present invention.

〔発明の効果〕 以上説明したように本発明によれば、試行錯誤的に探
索する必要のあるパラメータが単純化され、短時間内に
パラメータを設定することができる上、負荷変化に対す
る制御偏差が大幅に減少し、制御性能の向上をはかり得
る制御系の補完装置を提供できる。EFFECTS OF THE INVENTION As described above, according to the present invention, the parameters that need to be searched by trial and error are simplified, the parameters can be set within a short time, and the control deviation with respect to the load change is reduced. It is possible to provide a complementary device for a control system that can be significantly reduced and can improve control performance.

【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]

第１図および第２図は本発明の第１実施例を示す図で、
第１図は構成を示すブロック図、第２図は補完器の内部
機能を示す流れ図、第３図は本発明を二変数制御系に適
用した第２実施例の構成を示すブロック図である。第４
図は従来例を示すブロック図である。 1,11,12……減算器、２……補償器、3,31,32……PID調
節器、４……制御対象、5,51,52……補完器、6,61,62…
…加算器、a,a1,a2およびc,c1,c2……係数器、b,b1,b2
およびe,e1,e2……演算器、d,d1,d2……加算器。1 and 2 are views showing a first embodiment of the present invention,
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration, FIG. 2 is a flow chart showing an internal function of a complementer, and FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of a second embodiment in which the present invention is applied to a two-variable control system. Fourth
The figure is a block diagram showing a conventional example. 1,11,12 …… Subtractor, 2 …… Compensator, 3,31,32 …… PID controller, 4 …… Control target, 5,51,52 …… Complement, 6,61,62…
… Adder, a, a1, a2 and c, c1, c2 …… Coefficient unit, b, b1, b2
And e, e1, e2 ... arithmetic unit, d, d1, d2 ... adder.

Claims (1)

(57)【特許請求の範囲】(57) [Claims] 【請求項１】PID制御系における制御偏差と制御対象の
負荷値とを補完器に取込み、補償のための演算を実施
後、その演算結果と前記制御偏差とを加算器で加算し、
その加算結果をPID調節器の入力とする補完装置であっ
て、前記補完器は、負荷とPID制御系の目標値とを一定
にした状態で補完器の出力を突変させたときの制御偏差
を取込み、上記出力と制御偏差との関係を伝達関数で表
現できる部分または上記出力を疑似白色ノイズにして統
計的処理により上記伝達関数を求める手段と、負荷の値
によって前記伝達関数を切換える手段と、前記制御偏差
に対する補完器の出力を下記関係式により求め、その演
算結果を時々刻々出力する手段とを備えたものであるこ
とを特徴とする制御系補完装置。 Ｕ＝−Ｇ′^-1（ｓ）｛Ｋε＋LH（ｓ）Ｚ｝ （但し、U:m次の補完器出力ベクトル、ε:m次の制御偏
差ベクトル、Z:負荷、Ｇ′（ｓ）:Uとεとの間の伝達特
性行列で各制御ループ内でのU_iとε_iとの間の伝達特性G
_ij（ｓ）からなるｍ×ｍの対角行列、Ｈ（ｓ）:Zとεと
の間の伝達特性行列でｍ×１、K:m×ｍの定数からなる
対角行列、L:m×ｍの定数からなる対角行列、s:ラプラ
ス演算子、m:制御系の系統数）1. A control deviation in a PID control system and a load value to be controlled are taken into a complementer, a calculation for compensation is performed, and the calculation result and the control deviation are added by an adder,
A complementation device using the addition result as an input to a PID controller, wherein the complementer is a control deviation when the output of the complementer is suddenly changed in a state where the load and the target value of the PID control system are constant. A means capable of expressing the relationship between the output and the control deviation by a transfer function or means for obtaining the transfer function by statistical processing using the output as pseudo-white noise, and means for switching the transfer function according to the load value. A control system complementing device comprising: means for obtaining the output of the complementer with respect to the control deviation by the following relational expression and outputting the calculation result momentarily. U = −G ′ ⁻¹ (s) {Kε + LH (s) Z} (However, U: mth-order complementer output vector, ε: mth-order control deviation vector, Z: load, G ′ (s): U The transfer characteristic matrix between ε and ε is the transfer characteristic G between U _i and ε _i in each control loop.
_ij (s) is an m × m diagonal matrix, H (s) is a transfer characteristic matrix between Z and ε, and the diagonal matrix is a constant matrix of K × m × m and L: m. Diagonal matrix consisting of × m constants, s: Laplace operator, m: number of control systems)