JP2519924B2 - 高調波電流抑制回路 - Google Patents
高調波電流抑制回路Info
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- JP2519924B2 JP2519924B2 JP62110989A JP11098987A JP2519924B2 JP 2519924 B2 JP2519924 B2 JP 2519924B2 JP 62110989 A JP62110989 A JP 62110989A JP 11098987 A JP11098987 A JP 11098987A JP 2519924 B2 JP2519924 B2 JP 2519924B2
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- harmonic
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- Y02E—REDUCTION OF GREENHOUSE GAS [GHG] EMISSIONS, RELATED TO ENERGY GENERATION, TRANSMISSION OR DISTRIBUTION
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- Y02E40/40—Arrangements for reducing harmonics
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、高調波電流成分をPWM（パルス幅制御）イ
ンバータによつて補償（抑制）する回路に関する。
ンバータによつて補償（抑制）する回路に関する。
三相交流電源線にPWMインバータを接続し、このイン
バータによつて補償用高調波成分を電源線に注入し、負
荷で発生した高調波成分を補償する方式は例えば、特願
昭61−171335号明細書に開示されている。また、特開昭
56−159936号公報には、瞬時有効電流、瞬時無効電流を
求め、これに基づいて電力障害補償回路を制御すること
が開示されている。
バータによつて補償用高調波成分を電源線に注入し、負
荷で発生した高調波成分を補償する方式は例えば、特願
昭61−171335号明細書に開示されている。また、特開昭
56−159936号公報には、瞬時有効電流、瞬時無効電流を
求め、これに基づいて電力障害補償回路を制御すること
が開示されている。
ところで、トランジスタPWMインバータを使用する従
来の高調波抑制回路では、電源線の電源電圧がインバー
タの出力段まで伸びているために、インバータの出力電
圧を高く設定しなければ補償用高調波電流を注入するこ
とができなかつた。インバータの出力電圧を高く設定す
ると、必然的にインバータの電力容量が大きくなり、イ
ンバータが大型且つ高価になる。
来の高調波抑制回路では、電源線の電源電圧がインバー
タの出力段まで伸びているために、インバータの出力電
圧を高く設定しなければ補償用高調波電流を注入するこ
とができなかつた。インバータの出力電圧を高く設定す
ると、必然的にインバータの電力容量が大きくなり、イ
ンバータが大型且つ高価になる。
そこで、本発明の目的は、インバータの出力容量を大
幅に低くすることができる高調波電流抑制回路の提供す
ることにある。
幅に低くすることができる高調波電流抑制回路の提供す
ることにある。
上記問題点を解決し、上記目的を達成するための本発
明は、直流電源回路と、前記直流電源回路に接続された
PWMインバータ回路と、負荷が接続されている交流電源
線に前記インバータ回路の出力電流を高調波補償電流と
して注入するためのものであり、前記交流電源線の電源
周波数に並列共振するリアクトルとコンデンサとから成
る並列回路を含んでいる高調波電流注入回路と、前記負
荷に流れる電流を検出する電流検出器と、前記電流検出
器の出力に基づいて負荷電流の高調波成分を抽出する高
調波成分抽出回路と、前記高調波成分抽出回路の出力に
基づいて前記高調波成分を補償するように前記インバー
タ回路を制御する制御回路とから成る高調波電流抑制回
路に係わるものである。
明は、直流電源回路と、前記直流電源回路に接続された
PWMインバータ回路と、負荷が接続されている交流電源
線に前記インバータ回路の出力電流を高調波補償電流と
して注入するためのものであり、前記交流電源線の電源
周波数に並列共振するリアクトルとコンデンサとから成
る並列回路を含んでいる高調波電流注入回路と、前記負
荷に流れる電流を検出する電流検出器と、前記電流検出
器の出力に基づいて負荷電流の高調波成分を抽出する高
調波成分抽出回路と、前記高調波成分抽出回路の出力に
基づいて前記高調波成分を補償するように前記インバー
タ回路を制御する制御回路とから成る高調波電流抑制回
路に係わるものである。
上記発明において、並列共振回路は、電源周波数に共
振し、交流電源電圧の基本波成分がPWMインバータ側に
延びることを阻止する。この結果、PWMインバータは極
めて低い出力電圧で補償用高調波成分を注入することが
可能になり、PWMインバータの小型化が達成される。
振し、交流電源電圧の基本波成分がPWMインバータ側に
延びることを阻止する。この結果、PWMインバータは極
めて低い出力電圧で補償用高調波成分を注入することが
可能になり、PWMインバータの小型化が達成される。
〔実施例１〕 次に、本発明の第１の実施例に係わる高調波電流抑制
回路を第１図〜第４図によつて説明する。第１図におい
て、１、２、３は商用交流電源線であり、これらに高調
波発生負荷４が接続されている。５はインバータ用直流
電源として機能する多相整流回路であつて電源線１、
２、３に接続されている。この整流回路５は平滑用コン
デンサ６を介してインバータ回路７に接続されている。
回路を第１図〜第４図によつて説明する。第１図におい
て、１、２、３は商用交流電源線であり、これらに高調
波発生負荷４が接続されている。５はインバータ用直流
電源として機能する多相整流回路であつて電源線１、
２、３に接続されている。この整流回路５は平滑用コン
デンサ６を介してインバータ回路７に接続されている。
インバータ回路７は、６個のトランジスタQ1、Q2、
Q3、Q4、Q5、Q6をブリツジ接続した３相インバータであ
る。各トランジスタQ1〜Q6のベースは制御回路８に接続
され、直流を電源周波数よりも高い周波数の３相交流に
変換するようにPWM制御される。
Q3、Q4、Q5、Q6をブリツジ接続した３相インバータであ
る。各トランジスタQ1〜Q6のベースは制御回路８に接続
され、直流を電源周波数よりも高い周波数の３相交流に
変換するようにPWM制御される。
インバータ回路７の３相の出力線９、10、11には電源
線１、２、３に高調波補償電流を注入するための高調波
成分注入回路12が接続されている。この注入回路12は３
相の変流器13と各相の並列共振回路15、16、17とから成
る。デルタ接続された３相の変流器13の１次巻線14aは
インバータ出力線９、10、11に接続されている。変流器
13の２次巻線14bは各相の並列共振回路15、16、17を介
して接続線18、19、20で電源線１、２、３に接続されて
いる。各並列共振回路15、16、17はリアクトルL1、L2、
L3とコンデンサC1、C2、C3の並列回路から成り、商用交
流電源周波数に共振するように設定されている。
線１、２、３に高調波補償電流を注入するための高調波
成分注入回路12が接続されている。この注入回路12は３
相の変流器13と各相の並列共振回路15、16、17とから成
る。デルタ接続された３相の変流器13の１次巻線14aは
インバータ出力線９、10、11に接続されている。変流器
13の２次巻線14bは各相の並列共振回路15、16、17を介
して接続線18、19、20で電源線１、２、３に接続されて
いる。各並列共振回路15、16、17はリアクトルL1、L2、
L3とコンデンサC1、C2、C3の並列回路から成り、商用交
流電源周波数に共振するように設定されている。
負荷４の電流を検出するための電流検出器21、22、23
は接続線18、19、20が電源線１、２、３に接続された点
よりも負荷側に接続されている。
は接続線18、19、20が電源線１、２、３に接続された点
よりも負荷側に接続されている。
電流検出器21、22、23に接続されている高調波成分抽
出回路24は負荷電流の高調波成分を抽出する回路であ
る。この高調波成分抽出回路24は、例えば特願昭61−17
1335に開示されているように負荷電流の基本波成分を抽
出し、負荷電流から基本波成分を減算するように構成さ
れている。
出回路24は負荷電流の高調波成分を抽出する回路であ
る。この高調波成分抽出回路24は、例えば特願昭61−17
1335に開示されているように負荷電流の基本波成分を抽
出し、負荷電流から基本波成分を減算するように構成さ
れている。
制御回路８には高調波成分抽出回路24が接続されてい
る他に、インバータ回路出力線９、10、11に接続された
電流検出器25、26、27も接続されている。制御回路８
は、高調波成分抽出回路24で抽出した高調波成分を補償
（抑制）するような電流をインバータ回路７から電源線
１、２、３に注入するようにインバータ回路７の各トラ
ンジスタQ1〜Q6を制御するように構成されている。
る他に、インバータ回路出力線９、10、11に接続された
電流検出器25、26、27も接続されている。制御回路８
は、高調波成分抽出回路24で抽出した高調波成分を補償
（抑制）するような電流をインバータ回路７から電源線
１、２、３に注入するようにインバータ回路７の各トラ
ンジスタQ1〜Q6を制御するように構成されている。
第２図は制御回路８の１相分の構成を原理的に示すも
のであり、高調波成分抽出回路24から供給される高調波
成分IUhの位相を反転して補償すべき高調波電流IUhbを
得る位相反転回路8aと、ヒステリシスコンパレータ8b
と、論理回路8cとから成る。コンパレータ8bの一方の入
力端子には補償すべき高調波電流IUhbが入力し、他方の
入力端子には電流検出器25から得られる電流検出値ICT
（実際の注入量）が入力する。コンパレータ8bは補償す
べき高調波電流IUhbを中心にして第３図（Ａ）に示す２
つのヒステリシスレベルVL、VHを有し、これ等と電流検
出値ICTとが比較され、IUhbがVL、VHに達する毎に出力
が反転し、第３図（Ｂ）に示す比較出力が得られる。即
ち、IUhbがレベルVHからレベルVLに向うt2〜t3区間では
比較出力が低レベル、IUhbがレベルVLからVHに向うt3〜
t4期間では高レベルになる。
のであり、高調波成分抽出回路24から供給される高調波
成分IUhの位相を反転して補償すべき高調波電流IUhbを
得る位相反転回路8aと、ヒステリシスコンパレータ8b
と、論理回路8cとから成る。コンパレータ8bの一方の入
力端子には補償すべき高調波電流IUhbが入力し、他方の
入力端子には電流検出器25から得られる電流検出値ICT
（実際の注入量）が入力する。コンパレータ8bは補償す
べき高調波電流IUhbを中心にして第３図（Ａ）に示す２
つのヒステリシスレベルVL、VHを有し、これ等と電流検
出値ICTとが比較され、IUhbがVL、VHに達する毎に出力
が反転し、第３図（Ｂ）に示す比較出力が得られる。即
ち、IUhbがレベルVHからレベルVLに向うt2〜t3区間では
比較出力が低レベル、IUhbがレベルVLからVHに向うt3〜
t4期間では高レベルになる。
論理回路8cは、比較出力に基づいてトランジスタQ1、
Q2の制御信号を形成する回路である。第３図（Ｃ）に示
すトランジスタQ1の制御信号は、IUhbの前半サイクルの
t1〜t5において第３図（Ｂ）の比較出力をそのまま選択
し、後半サイクルのt5〜t6において第３図（Ｂ）の比較
出力を反転することによつて形成されている。第３図
（Ｄ）のトランジスタQ2の制御信号は第３図（Ｃ）の制
御パルスを反転したものである。第１図は第２相及び第
３相のトランジスタQ3〜Q6の制御信号も第１相と全く同
様に形成される。
Q2の制御信号を形成する回路である。第３図（Ｃ）に示
すトランジスタQ1の制御信号は、IUhbの前半サイクルの
t1〜t5において第３図（Ｂ）の比較出力をそのまま選択
し、後半サイクルのt5〜t6において第３図（Ｂ）の比較
出力を反転することによつて形成されている。第３図
（Ｄ）のトランジスタQ2の制御信号は第３図（Ｃ）の制
御パルスを反転したものである。第１図は第２相及び第
３相のトランジスタQ3〜Q6の制御信号も第１相と全く同
様に形成される。
第１図のインバータ回路７から電源線１、２、３に高
調波成分補償電流を注入する回路の１相分を等価回路で
示すと第４図になる。第４図のVSは電源線１、２、３か
ら供給する正弦波電源電圧を示し、基本波角周波数ω１
を有する。Lsは電源線等の電源側のインダクタンスであ
り、Laは変流器13等のインバータ側のインダクタンスで
ある。なお、変流器13が大きなインダクタンス値を有す
るように構成されているので、インバータ側インダクタ
ンスLaは電源側インダクタンスLsよりも大きい。V0は変
流器13の２次巻線14bにおけるインバータ出力電圧であ
る。この出力電圧V0はインバータ回路７における電圧に
比例する。
調波成分補償電流を注入する回路の１相分を等価回路で
示すと第４図になる。第４図のVSは電源線１、２、３か
ら供給する正弦波電源電圧を示し、基本波角周波数ω１
を有する。Lsは電源線等の電源側のインダクタンスであ
り、Laは変流器13等のインバータ側のインダクタンスで
ある。なお、変流器13が大きなインダクタンス値を有す
るように構成されているので、インバータ側インダクタ
ンスLaは電源側インダクタンスLsよりも大きい。V0は変
流器13の２次巻線14bにおけるインバータ出力電圧であ
る。この出力電圧V0はインバータ回路７における電圧に
比例する。
今、高調波をｎ次で表わすものとすれば、電源VSから
インバータ回路７側を見たインピーダンスＺ（ｎω１）
を次式で示すことができる。
インバータ回路７側を見たインピーダンスＺ（ｎω１）
を次式で示すことができる。
L1とC1との並列回路15はω１に共振しているため １−ω1 2L1C1≒０ ……（２） （１）式のL1を（２）式の条件を使用して消去するた
めに（１）式を次のように変形する。
めに（１）式を次のように変形する。
一方、インバータ回路７から電源VS側に注入する電流
Inは、インバータ電圧V0（ｎ）と次の関係を有する。
Inは、インバータ電圧V0（ｎ）と次の関係を有する。
基本波角周波数ω１においては、Ｚ（ω１）≒∝であ
るから、（４）式の は零になり、次式が成立する。
るから、（４）式の は零になり、次式が成立する。
よつてインバータ電圧V0（ｎ）は次式で示される。
V0（ｎ）＝Zn（ｎω１）×In ……（５） 各高調波成分（ｎ＝３、５、７……）を供給するため
に必要なインバータ電圧は（５）式と（３）式とに基づ
く次式により決定される。
に必要なインバータ電圧は（５）式と（３）式とに基づ
く次式により決定される。
L1C1並列共振回路15の共振インピーダンスを下げるよ
うにL1、C1を選べば、（６）式のインバータ電圧V0の値
は電源電圧VSよりも大幅に小さな値になる。 一方、第
４図に於いて本発明に従うL1C1並列共振回路15が無いと
仮定すれば、インバータ回路７から注入する電流Inは次
式で示される。
うにL1、C1を選べば、（６）式のインバータ電圧V0の値
は電源電圧VSよりも大幅に小さな値になる。 一方、第
４図に於いて本発明に従うL1C1並列共振回路15が無いと
仮定すれば、インバータ回路７から注入する電流Inは次
式で示される。
（但し、Ｌ＝Ls＋La） 従つて、インバータ電圧V0は次式で表わされる。
（８）式から明らかな如く、L1C1並列回路15を設けな
い場合には、インバータ電圧V0が電源電圧VSよりも高く
なり、インバータ容量 は必然的に大きくなる。なお、電源電圧VSには、一般に
大きな高調波成分が含まれていないので、これがインバ
ータ電流に及ぼす影響は小さい。
い場合には、インバータ電圧V0が電源電圧VSよりも高く
なり、インバータ容量 は必然的に大きくなる。なお、電源電圧VSには、一般に
大きな高調波成分が含まれていないので、これがインバ
ータ電流に及ぼす影響は小さい。
第１図のインバータ回路７では高調波成分のみを補償
しているので、基本波成分の無効電力の補償が必要な場
合には、第１図で点線で示す基本波成分の無効電力補償
装置28を使用する。
しているので、基本波成分の無効電力の補償が必要な場
合には、第１図で点線で示す基本波成分の無効電力補償
装置28を使用する。
〔実施例２〕 次に、本発明の第２の実施例に係わる高調波電流抑制
回路を示す第５図を説明する。但し、第１図と共通する
部分には同一の符号を付してその説明を省略する。第５
図において、インバータ回路７と電源線１、２、３との
間の高調波電流注入回路12のみが第１図と相違してい
る。即ちインバータ出力線９、10、11の相互間に変流器
を介さずにリアクトル31、32、33が直接に接続されてい
る。又、並列共振回路15、16、17は３相トランス34を介
して接続線18、19、20に接続されている。この様に構成
しても第１図の回路と同様な作用効果を得ることができ
る。
回路を示す第５図を説明する。但し、第１図と共通する
部分には同一の符号を付してその説明を省略する。第５
図において、インバータ回路７と電源線１、２、３との
間の高調波電流注入回路12のみが第１図と相違してい
る。即ちインバータ出力線９、10、11の相互間に変流器
を介さずにリアクトル31、32、33が直接に接続されてい
る。又、並列共振回路15、16、17は３相トランス34を介
して接続線18、19、20に接続されている。この様に構成
しても第１図の回路と同様な作用効果を得ることができ
る。
本発明は上述の実施例に限定されるものでなく、変形
可能なものである。例えば、実施例では、瞬時無効電流
の他に、瞬時有効電流を検出し、この瞬時有効電流の基
本波成分を抽出し、瞬時有効電流から基本波成分を減算
することによつて有効電流の瞬時高調波成分を抽出し、
これを無効電流の瞬時高調波成分に加算し、第１図及び
第５図のインバータ回路７によつて無効及び有効の両方
の高調波成分を補償しているが、有効電流の高調波成分
を補償することが不要な場合は、特願昭61−171335号明
細書に示されているように無効電流の高調波成分のみを
補償してもよい。又、トランジスタQ1〜Q6の代りにGTO
を使用してもよい。
可能なものである。例えば、実施例では、瞬時無効電流
の他に、瞬時有効電流を検出し、この瞬時有効電流の基
本波成分を抽出し、瞬時有効電流から基本波成分を減算
することによつて有効電流の瞬時高調波成分を抽出し、
これを無効電流の瞬時高調波成分に加算し、第１図及び
第５図のインバータ回路７によつて無効及び有効の両方
の高調波成分を補償しているが、有効電流の高調波成分
を補償することが不要な場合は、特願昭61−171335号明
細書に示されているように無効電流の高調波成分のみを
補償してもよい。又、トランジスタQ1〜Q6の代りにGTO
を使用してもよい。
上述から明らかな如く本発明によれば、インバータ回
路の電力容量を大幅に低減することができる。
路の電力容量を大幅に低減することができる。
第１図は本発明の第１の実施例に係わる高調波電流抑制
回路を示すブロツク図、 第２図は第１図の制御回路の一部を示すブロツク図、 第３図は第２図の回路の動作を示す波形図、 第４図は第１図の高調波電流注入回路の１相分の等価回
路図、 第５図は本発明の第２の実施例の高調波電流抑制回路を
示すブロツク図である。 1,2,3……電源線、４……負荷、５……整流回路、７…
…インバータ回路、８……制御回路、12……高調波電流
注入回路、15,16,17……共振回路。
回路を示すブロツク図、 第２図は第１図の制御回路の一部を示すブロツク図、 第３図は第２図の回路の動作を示す波形図、 第４図は第１図の高調波電流注入回路の１相分の等価回
路図、 第５図は本発明の第２の実施例の高調波電流抑制回路を
示すブロツク図である。 1,2,3……電源線、４……負荷、５……整流回路、７…
…インバータ回路、８……制御回路、12……高調波電流
注入回路、15,16,17……共振回路。
Claims (1)
- 【請求項１】直流電源回路と、 前記直流電源回路に接続されたPWMインバータ回路と、 負荷が接続されている交流電源線に前記インバータ回路
の出力電流を高調波補償電流として注入するためのもの
であり、前記交流電源線の電源周波数に並列共振するリ
アクトルとコンデンサとから成る並列回路を含んでいる
高調波電流注入回路と、 前記負荷に流れる電流を検出する電流検出器と、 前記電流検出器の出力に基づいて負荷電流の高調波成分
を抽出する高調波成分抽出回路と、 前記高調波成分抽出回路の出力に基づいて前記高調波成
分を補償するように前記インバータ回路を制御する制御
回路と から成る高調波電流抑制回路。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62110989A JP2519924B2 (ja) | 1987-05-07 | 1987-05-07 | 高調波電流抑制回路 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP62110989A JP2519924B2 (ja) | 1987-05-07 | 1987-05-07 | 高調波電流抑制回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS63277426A JPS63277426A (ja) | 1988-11-15 |
| JP2519924B2 true JP2519924B2 (ja) | 1996-07-31 |
Family
ID=14549581
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP62110989A Expired - Fee Related JP2519924B2 (ja) | 1987-05-07 | 1987-05-07 | 高調波電流抑制回路 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2519924B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH09502829A (ja) * | 1994-07-04 | 1997-03-18 | フィリップス エレクトロニクス ネムローゼ フェンノートシャップ | サンプリング回路 |
| EP0951133A3 (de) * | 1998-04-15 | 2000-04-12 | HILTI Aktiengesellschaft | Verfahren und aktives Filter zur Reduzierung der Restwelligkeit des einem Netz durch eine Last entnommenen Stroms |
| CN104716648A (zh) * | 2015-04-01 | 2015-06-17 | 华北电力科学研究院有限责任公司 | 一种交直流型电力机车的建模方法 |
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| JPS61170240A (ja) * | 1985-01-24 | 1986-07-31 | 日新電機株式会社 | アクテイブフイルタ |
| JPS6216022A (ja) * | 1985-07-12 | 1987-01-24 | 株式会社東芝 | 半導体式電流補償装置 |
| JPS6263322A (ja) * | 1985-09-12 | 1987-03-20 | Toshiba Corp | 無効電力補償装置 |
-
1987
- 1987-05-07 JP JP62110989A patent/JP2519924B2/ja not_active Expired - Fee Related
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| JPS60213226A (ja) * | 1984-04-04 | 1985-10-25 | 富士電機株式会社 | 高調波補償装置 |
| JPS61170240A (ja) * | 1985-01-24 | 1986-07-31 | 日新電機株式会社 | アクテイブフイルタ |
| JPS6216022A (ja) * | 1985-07-12 | 1987-01-24 | 株式会社東芝 | 半導体式電流補償装置 |
| JPS6263322A (ja) * | 1985-09-12 | 1987-03-20 | Toshiba Corp | 無効電力補償装置 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS63277426A (ja) | 1988-11-15 |
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