JP2505150B2 - 電気回路網を介したデ―タ伝送用の広帯域伝送方法及びシステム - Google Patents

電気回路網を介したデ―タ伝送用の広帯域伝送方法及びシステム

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Description

【発明の詳細な説明】 産業上の利用分野 本発明は、電気分散回路網を用いて特にデータ伝送の
ための広帯域伝送方法に関し、より詳細には低電圧回路
網に関する。
従来の技術 本発明は、遠隔メータの読取りが可能な方法で、それ
ぞれのアパートや住居に割り当てられた電気や他のサー
ビスのメータの読取りの中央点に自動的に伝送する特定
の、しかし非専有の領域に使用される。
メータの自動的な読取りを中央化することから得られ
る明らかな利点に加えて、伝送経路として回路網を使用
すると中央点と分散されようとするメータとの間で特別
な伝送リンクが可能になる。
しかし伝送特性の不確定性や歪及び雑音の存在によっ
て、回路網を信頼性のあるデータ伝送をするために使用
することは難しい。
実際、分散回路網の特性を調査してみると周波数の関
数として減衰量が変化し、ある周波数では伝送が著しく
悪化し、そのような変化は回路網ごとに異なる。
雑音には数種類がある。ある雑音は誘導性負荷のスイ
ッチング作用から生ずる固定周波数信号である。これは
インパルス雑音であり、この振幅は比較的大きい。第２
の雑音源は回路の周波数の高調波で生じるが、これらの
雑音は２、3KHz以上で大きく減衰する。
ガウス分布をもつ雑音もあり、この雑音の振幅は、例
として、100KHzを中心として50Hzの周波数幅に渡って1m
Vのオーダである。テレビやインタコムによって生じる
信号のように、注入される揺らぎ信号もある。
そのような状況のもとで伝送の安全性を改善するため
に、広帯域伝送が提案されている。そのような伝送方法
はフランス特許出願第2,391,585号に記載されている。
より一般的には、伝送の安全性を増大し排除性を判読
する目的で広帯域伝送を行えるように、特定のデータ符
号化方法や復号化方法を使用することが知られている。
発明の要約 本発明は、第１の特徴として、広帯域データ伝送方法
であって、幾つかの値のうちの１つを取り出す情報要素
から成るワードの形態で示すデータを送ることに関し、
特に次の方法によるものに関する。
（１） 伝送時に、送信情報素子がそれぞれ一連の異な
る幾つかの所定の符号化周波数で符号化され、特定の周
波数組合せがそれぞれの情報素子値に関連していて、そ
の周波数から成る信号が伝送される。
（２） 受信時に、受信信号が復調器に入力されて、実
質的に一定の周波数シフトを有して前記の特定の周波数
組合せを再現する生成信号と相関関係を示す。情報素子
の値は相関関係出力の機能として決定される。
本発明の目的は、伝送の信頼性及び受信時の検出の精
度を増大させる方法を提供することである。
この目的は前述のタイプの方法で達成され、本発明に
より次のように説明される。
（１） 伝送時に、特定の符号化周波数が互いに離れた
少なくとも２つの異なる周波数帯域に分割される。その
特定の符号化組合せは、組合せ内の同じ連続位置にある
周波数が異なる周波数帯域を占めるように選ばれてい
る。
（２） 受信時に、復調器がそれぞれ前記の周波数帯域
の１つに割り当てられている。
互いに離れているように符号化周波数を幾つかの帯域
に分割することで周波数の関数として伝送経路の減衰変
化に対する伝送感度が減少し、伝送の信頼性が改善され
る。
特定の１つの周波数帯域に与えられた、それぞれの復
調器について別の配置では、対応する通過帯域フィルタ
がその入力に割り当てられる。このように、各々の復調
器は、伝送用に選択された帯域に関して制限された帯域
内にある受信信号成分のみを選択する。
検出の精度は、それぞれの復調器を特定の周波数帯域
に制限することから生じるだけでなく、同じ場所を連続
する符号化周波数に位置づける周波数が異なる帯域に配
置されていることからも生じる。このように、所定の連
続位置に対して、情報要素の値に依存する特定の復調器
で検出が行なわれる。この値は、連続位置の異なる復調
器から得られる出力情報と組合せて検索される。
このように、伝送情報がバイナリ情報要素（ビット）
から構成される数字語であるような通常な場合に、低ビ
ット（０）が所定の連続Ｎ符号化周波数f1からfNによっ
て符号化され、高ビット（１）がこれらのＮ個の別の所
定の連続周波数によって符号化される。符号化周波数は
互いに異なっていて、互いに離れているように２つの帯
域に分割される。１とＮ（Ｎを含む）との間の数の値が
何であろうとも、符号化は０ビットの符号化組合せのｎ
番目の周波数及び１ビット符号化組合せのｎ番目の周波
数が同じ帯域を占めないように行なわれる。受信時に、
符号化周波数を分割している２つの帯域にそれぞれ割り
当てられている２つの復調器を使用する。発生信号は、
実質的に一定の周波数シフトで、２つの符号化周波数組
合せを再生する。２つの帯域の一方を占める信号成分が
復調器の１つに加えられ、他方の帯域を占める他の成分
が他の復調器に加えられる。周波数シフト広帯域伝送シ
ステムに使用される既知のデコーダと対照的に、ビット
０及びビット１にそれぞれ専用な復調器が存在しない。
すでに記述したように、本発明による方法は、少なく
とも１台の送信器と１台の受信器との間で、電気分散回
路網を通じて情報伝送を特に目的とするものである。こ
の場合、トリガ信号が回路網上に伝送され、情報信号が
そのトリガ信号の検出に応答してその受信器によって回
路網に出力される。
伝送が機台かの送信器と１台の受信器との間で行なわ
れる場合に、トリガ信号がそれぞれの送信器によって検
出され、情報信号が、そのトリガ信号を検出した後、そ
れぞれの送信器に固有な所定の遅れの後それぞれの送信
器によって出力されることは好都合である。
他の特徴によれば、本発明の目的は上記の方法を実施
するための伝送システムを提供することである。
この目的は、次のようなものを備える伝送システムに
よって行なわれる。
（１） 少なくとも１つの放出部が伝送すべき情報要素
の値の関数として所定の連続符号化周波数を発生する周
波数発生器を有していること。
（２） 受信器が周波数発生器と復調手段とを有してい
て、この周波数発生器は、実質的に一定の周波数シフト
を有して、前記の所定の連続を再現する信号を発生し、
この復調手段に受信器による受信信号及び発生信号が与
えられて、受信信号に対応する情報素子の値を決定する
こと。本発明によるシステムは次のように説明される。
（ａ） 符号化周波数が互いに離れて存在する少なくと
も２つの異なる帯域に分割され、周波数発生器は、同じ
連続場所に位置付ける周波数が異なる周波数帯域に存在
するような符号化組合せを与えるように配置することで
ある。
（ｂ） 復調手段は複数の復調器と複数の帯域通過フィ
ルタを備えていて、この復調器は、上記周波数帯域の１
つにそれぞれ割り当てられていて、このフィルタは、共
通の入力間でブランチに接続されている。この共通入力
には復調信号及び異なる復調器がそれぞれ加えられてい
る。論理回路が異なる復調器の出力に接続されていて、
その復調器の連続する出力信号の関数として受信信号の
値を決定する。
少なくとも１台の送信器と１台の受信器との間の回路
網を介して情報伝送に適用する場合に、受信器は、その
回路網にトリガ信号出力を有する回路を備える。送信器
はそれぞれトリガ信号検出回路を備えていて、そのトリ
ガ信号の検出に応答して情報信号伝送を引き起こす。
システムトリガは、例えば中位電圧回路網に配置され
た別の伝送装置によって与えられ、そして低電圧回路網
に接続された複数のシステムをトリガすることによって
与えられると理解されるだろう。そのような装置は、中
央遠隔制御のような現在の技術を使用することで与えら
れる。この場合、低圧回路網で伝送するためのシステム
受信器は、トリガ信号を受信するか又は検出するための
手段と共に与えられ、システムトリガの瞬間が決定され
る。
複数の送信器と１台の受信器との間に伝送を行うため
に、送信器はそれぞれトリガ信号検出回路に接続された
遅延回路を備えていて、トリガ信号を検出した後、その
送信器に特有な所定の遅延を有する情報信号伝送を引き
起こす。
本発明による方法及び装置の他の特徴や利点は、制限
しないものとして実施例及び添付図面を参照して理解さ
れるであろう。
実施例 第１図の伝送システムは、複数の同一の送信器10と単
一の受信器20との間の低圧回路網を用いて情報伝送する
ものである。この送信器10及び受信器20は、それぞれ線
導体Ｐ及び中性導体Ｎに接続されている。送信器10は、
それぞれ、例えばアパートや住宅に取り付けられている
電気メータ、水量メータ、ガスメータなどのようなメー
タに関連付けられている。受信器20は、例えば送信器を
関連付けているアパートや住宅に供給する低電圧変圧器
を有する場所に配置される。
送信器10は、一般的な例としてメータ（図示せず）の
読取り値のように伝送される情報を記憶するレジスタ11
を備えている。この情報は数ビットから成るデジタルワ
ードである。
周波数合成順序回路12はビットを受け取って伝送し、
そしてそのビットを所定の順序の符号化周波数から成る
信号に変更する。第１の所定の周波数組合が低いビット
（０）を符号化するために使用され、第２の所定の周波
数組合が高いビット（１）を符号化するために使用され
る。このように、１ビットごとに対して、回路12で生じ
る信号は一連の周波数バーストから成っていて、その周
波数はビットの伝送中周期的に段階的に変わる。このバ
ーストはクロック13を周波数分割して生じたものであ
る。ビット符号化に使用する連続周波数値の一例を第２
図に示す、この例では、導体Ｐ上において連続する線信
号の２周期間に、０ビット及び１ビットが連続的に伝送
される。この信号の振幅変化を第２図に示す。この図か
らそれぞれのビット符号の開始部分が回路網のゼロクロ
スに同期化されることが理解されよう。
回路12で生じるバーストを信号注入器14が用いて、２
ヶ所の接続部に沿う低電圧回路網上の信号を線導体Ｐ及
び中性導体Ｎに注入する。
回路17がレジスタ11と回路12との間に配置されていて
冗長ビットを符号に加えている。この付加を行うことで
整合復号器を使用して受信器での誤りビットの検出が可
能になる。あらゆる既知の符号化方法を回路17に用いる
ことが可能である。
レジスタ11のビットの読取、回路17によるデータ符号
化、及び回路12の動作は、第１に回路網から得られる電
圧と第２にクロック13からの信号とから同期制御回路15
の生ずる同期信号によって制御される。
トリガ信号検出回路16の入力が回路網に接続されてい
て、集中遠隔制御システムの場合には標準電圧で中央点
か又は受信器20かのいずれかから回路網を伝わって送ら
れてくるトリガ信号を検出する。トリガ信号を検出する
と、回路16は符号化情報信号の伝送を開始する。
複数の送信器は回路網に接続されていて、送信器の回
路16はその送信器に特有な遅れを与える遅延回路を備え
ている。その結果異なる送信器からの伝送でトリガ信号
伝送が所定の順序で追従する。
受信器20は入力が導体Ｎ及びＰに接続されている入力
回路21を備えている。回路21を通ってフィルタされ増幅
された後、受信された情報信号は２つの復調器22、23に
並列に加えられている。これらの復調器の出力はビット
復号器24に接続されている。
復調器22、23は、互いに90゜位相の異なる信号を受け
ており、更に復調器22は周波数合成順序回路25の出力を
受けており、復調器23は周波数合成順序回路26の出力を
受けている。
本発明の特徴は、伝送に使用される符号化周波数がこ
の例において互いに離れて位置する２つの周波数帯域に
平等に分割されていることであり、そして０及び１ビッ
トを符号化するのに使用されるＮ個の周波数の組合せ
で、１とＮとの間の値ｎが何であろうともｎ番目の周波
数が同じ帯域から選択されないことである。この特徴は
第２図の例から明らかである。この図によれば、上方帯
域と下方帯域とに平等に分割された８個の符号化周波数
f1からf8を用いている。本発明の別の特徴は、復調器2
2、23がそれぞれ周波数帯域のいずれかに関連付けられ
ていることである。このように、もし復調器22が上方帯
域に関連付けられているならば、回路25から90゜位相の
異なる２つの信号を受け取る。この信号は、一定の周波
数シフトで０及び１ビットを符号化するのに使用する順
に上方帯域のN/2個の符号化周波数を生成する。同様に
復調器23は90゜位相の異なる２つの信号を受け取る。こ
の信号は、一定の周波数シフトで０及び１ビットを符号
化するのに使用する順に下方帯域のN/2個の符号化周波
数を生成する。
上方帯域にあろうと下方帯域にあろうとも１ビットを
符号化するために周波数を伝送する時間間隔T/Nは、０
ビットを符号化するために同じ周波数を伝送する時間間
隔に遅れもしないし先行もしないように第２図に示され
る例のように、ビット０及び１の符号化周波数の連続を
選んでいる。このように、受信器と送信器との間に一時
的な同期のすべりが存在するときに、１ビット符号と０
ビット符号との間のエイリアシングが最小となる。
以後に詳細に説明するように、一定の周波数シフト及
び90゜の位相差を有する２つの発生信号を合わせて使用
すると、単一側波帯を有する中間周波数検波が可能であ
る。
回路25、26は正弦波の出力信号を発生し、その周波数
は伝送中に使用される周期と同じ周期でステップ状に変
化する。この信号はクロック27を周波数分割して発生さ
れる。
回路25、26の動作は、一方では回路網から得られた信
号に応答して、他方ではクロック27から信号に応答して
同期制御回路28の同期信号出力で制御される。
トリガ送信受信回路29が導体Ｎ、Ｐに接続されてい
て、トリガ信号自体を伝送するか又は中央点（例えば、
遠隔制御センタから制御される平均電位システムを介し
て）から伝送されるシステムトリガ命令を受け取る。
第１図の伝送システムの送信器10及び受信器20を構成
する各種回路を第３図から第12図を参照してより詳細に
説明する。
第３図は送信器の同期回路を示す。受信時の信号相関
には周波数情報だけでなくタイミング情報が必要であ
る。それ故、送信器10は全て受信器20に同期させなけれ
ばならない。同期は、回路電圧のゼロクロスを検出する
ことで得られる。この目的に対して、回路15には前置フ
ィルタ149を介して導体Ｎ、Ｐにそれぞれ接続されてい
る２入力がある。この前置フィルタは、例に示されてい
るように信号注入器14内に配置されている帯域通過フィ
ルタであり、回路網の高調波（50Hz又は60Hz）及び送信
−受信信号を減衰させる。
前置フィルタ149の出力信号はゼロクロス検出器151に
入力され、この検出器はゼロクロスを検出して回路網周
波数の方形波論理信号を与える。遷移の遅いことに関連
する問題を考慮するときは、検出器151にヒステリシス
（例えば、シュミットトリガ）を持たせてゼロレベル付
近のノイズで生じるジッタを抑圧することが望ましい。
検出器151の出力は位相感知検出器152の一方の入力に
入力され、この検出器152の他方の入力にはＮ周波数分
割器154の出力に接続されている。位相感知検出器152の
２つの出力には帰還符号化回路155が接続されている。
信号が、検出器152の受信した信号間の位相差の方向に
より、その検出器の出力のうちいずれかに出力される。
このとき検出器152は、この位相差の関数である振幅を
有する。回路155は検出器152からの信号をデジタル帰還
符号に変換する。この符号によって、クロック13と周波
数分割器154とに接続されたプログラマブル周波数分割
器153の分割係数が固定されている。回路152、153、15
4、155で位相同期ループ（PLL）を構成していて、PLLの
クロックは送信器のクロック13で与えられている。その
ようなPLLの形態及び機能は周知であるのでここでは詳
細は説明しない。
分割器154の分割係数Ｎは一定であり、回路網時間の
間０ビット又は１ビットのそれぞれに対して符号化組合
せを与えるのに使用される周波数の数に等しい。
分割器154は底Ｎのカウンタであって、段階デジタル
係数CSを与える。このCSは、回路網周期の間連続的に値
０からＮ−１をとり、次の周期の開始時に０に戻る。段
階係数CSは回路12に使用されていて、周波数段階ごとに
時間間隔を定めている。更に、分割器154は、他のシス
テム要素で使用するビット周波数信号HB（ビットクロッ
ク）を与えていて、ビット復号化に同期されなければな
らない事象を制御する。
PLLを使用することで、回路網の名目上の値の変化に
かかわらず、同期信号の周波数が同路網の信号に効果的
に追従できる。精度をよくするためには、２次のPLLを
使用することが望ましい。
第４図は周波数合成順序回路12を示している。伝送す
るビットは、それぞれ例えば８個の周波数のように、連
続するＮ個の所定の符号化周波数で符号化される。符号
化周波数は、クロック13と出力信号符号器132との間に
接続されたプログラマブル分割器121によりクロック13
を周波数分割することで発生する。
分割器121の分割係数は組合せ論理回路122で与えられ
る。この回路122は、一方で符号化されるビットを受け
取り、他方で上記で説明した同期制御回路15で与えられ
る段階係数を受け取っている。符号化ビットはレジスタ
11から、又はデータ符号器17を備えていればこの符号器
17からビット速度で読み取られる。
組合せ論理回路122は、回路網周期内の時間間隔を定
める段階係数を符号化されるビットの所定の関数である
分割係数に変換される。このように、一連のバーストが
分割器122から出力され、その周波数は同期回路で定め
られる段階と同期する回路網周期内で変化する。
図示の例では、回路122で与えられるデジタルワード
は、伝送ビットと段階ビットを示すデジタルワードとの
所定の論理組合せである。又は、アドレスの一部として
段階係数と伝送ビットとを使用して読み取り専用メモリ
（ROM）から分割器121に与えられる係数を読んでもよ
い。
後述する信号注入器14と共に有益な出力信号符号器12
3を構成する方法が第５図に示されている。
出力信号符号器123は２分割するためにそれぞれ配置
された３個の直列に配列されたフリップフロップ1231、
1232、1233を備えている。このフリップフロップは、そ
れぞれ受信信号の立下りエッジでクロックされている。
分割器121の出力信号の周波数は、フリップフロップ123
1で２分割され、フリップフロップ1232で再び２分割さ
れ、そして最後にフリップフロップ1233で２分割され
る。波形（ａ）、（ｂ）、（ｃ）はフィリップフロップ
1231、1232、1233のＱ出力信号をそれぞれ示す。フリッ
プフロップ1232のＱ出力信号は、第４のフリップフロッ
プ1234のデータ入力Ｄ及び２入力ANDゲート1235の一方
の入力にそれぞれ接続されている。分割器121の出力は
フリップフロップ1234のクロック入力Ckに接続されてい
て、その逆出力はゲート1235の第２の入力端子に接続
されていて、単安定回路を形成している。波形（ｄ）、
及び（ｅ）はフリップフロップ1234のＱ出力信号及びゲ
ート1235の出力をそれぞれ示す。フリップフロップ1233
のＱ出力はスイッチ1236に接続されており、そのスイッ
チ1236の制御用端子はフリップフロップ1231のＱ出力に
接続されている。そして、スイッチ1236の出力は、フリ
ップフロップ1231のＱ出力により制御されて、符号器12
3の第１の出力lsbに接続される。また、フリップフロッ
プ1233のＱ出力はスイッチ1237に接続されており、その
スイッチ1237の制御用端子はゲート1235の出力に接続さ
れている。そして、スイッチ1237の出力は、ゲート1235
の出力により制御されて、符号器123の第２の出力msbに
接続される。以後に説明するように、lsb及びmsb出力の
信号は、信号注入器14のデジタル−アナログ変換器に加
えられていて、サイン波に近似する段階上の信号（第５
図の曲線（ｆ））を与える。その信号の基本周波数は分
割器121の出力の周波数の８分の１である。この例で
は、それぞれのビットを符号化するのに使用する異なる
周波数の数Ｎが８である。８以外の数を用いることも可
能である。例として、マスタクロックの周波数を4.194M
Hz（約222）とし、符号器123で使用される８分割によっ
て回路12の出力で分割器121の分割係数を６、７、８、
９、10、11、12、13とすれば、f1からf8までの周波数は
それぞれ87.4kHz、74.9kHz、65.5kHz、58.2kHz、52.4kH
z、47.6kHz、43.7kHz、40.3kHzである。
符号器123の出力lsb及びmsbの信号は信号注入器14の
入力に加えられていて（第６図）、ラダー抵抗から成る
デジタル−アナログ変換器141で合成され第５図の曲線
（ｆ）で示されるサイン波状の段階信号を生ずる。
変換器141の出力信号が線形増幅器142に入力されてい
る。この増幅器には、符号化周波数成分のうちの最高周
波数成分以上の遮断周波数を有する帯域フィルタが備わ
っており、変換器141の出力での鋭い不連続点を滑らか
にする。この増幅器142は、平均50から250mw程度の電力
を与えるように配置されていて回路網を励起する。
スイッチ143が増幅器142の出力に接続されていて、検
出回路16が与える保持／可能化信号によって制御されト
リガ信号に応答してスイッチ143を閉じる。非伝送モー
ドでは、スイッチ143は使用周波数帯域の電気回路網に
対して高インピーダンスになる。このように、別の送信
器の信号注入器が伝送し、且つ、同じ低電圧回路網に送
られる信号は減衰しない。対照的に、伝送モードでは、
スイッチ143は閉じていて、回路網は低インピーダンス
特性を示すけれども、増幅器142の出力が低インピーダ
ンスなので適切な電圧（例えば１ボルト）を確実に注入
できる。インピーダンス交換器144がスイッチ143と電気
回路網との間に配置されている。一次側がスイッチ出力
と送信器のグランドとの間に接続されている。二次側が
一次側より巻線回路が少なく、一次側と絶縁されていて
中性導体Ｎと線導体Ｐとの間でコンデンサＣと直列に接
続されている。コンデンサＣによって回路網周波数で電
力信号に大いに減衰されて交換器144を介して増幅器142
が害されないようにしている。さらに、コンデンサＣは
高周波で低インピーダンスになり回路網へ送信器出力の
結合が低損失となる。
送信器10は電源回路（図示せず）を備えており、この
電源回路は送信回路が動作するのに必要な電源電圧を供
給するように設計されている。
受信器20の受信器入力同期回路を示す第７図を参照さ
れたい。
入力回路21は差動増幅器回路211を備えており、この
増幅器回路211は導体Ｐと差動増幅器A1の反転入力との
間に接続されている抵抗R1、及びＮ導体と増幅器A1の非
反転端子との間に直列に接続された抵抗R2を有してい
る。増幅器A1の出力は、抵抗R3を介して反転入力に接続
されている。抵抗R4が非反転入力端子とグランドMFとの
間に接続されている。
差動増幅器回路211の出力が帯域通過フィルタ212に接
続されている。このフィルタ212は回路網の低周波数成
分（主に回路網周波数及びその高周波）を減衰し、そし
て使用する最高の符号化周波数（例えば、約100kHz）以
上の上部帯域を制限している。
フィルタ212の出力が利得制御増幅器213に入力されて
いる。ピーク検出器214がその増幅器の出力と他の入力
との間に接続されている。このように、回路網電圧に重
畳された信号が使用周波数帯域で減衰変化すると、増幅
器の飽和は、結果として生じる歪や不要な周波数混合と
共に、避けることができる。自動利得制御増幅器は、検
出するのに必要な最小振幅以下にならないような出力信
号を与える。
第７図は同期回路28も示す。この回路は送信器回路15
に似ていて回路網電圧を使用している。
差動増幅器回路211の出力信号は低周波通過フィルタ2
15によってフィルタされて回路網周波数を認知し、ゼロ
クロスを検出する回路281によって波形成形し、そして
回路網周波数矩形波論理信号を与える。検出器281の出
力はPLLに接続されている。このPLLは位相検出器282、
帰還符号化回路285、プログラマブル周波数分割器283、
及びＮ周波数分割器284から構成されている。このPLLは
前述した回路15の要素152、153、154、155によって構成
されるPLLと同じように動作し、受信器クロック27を使
用している。クロック周波数分割による周波数の精度を
あげて実質的に一定の中間周波数を有する受信情報を復
調するために、このクロックは送信器クロック13より周
波数が大きい方が望ましい。更に、プログラマブル分割
器283は送信回路15の分割器153よりも大きい段数から成
っている。他の点では、送信PLLと受信PLLとは帰還符号
化回路で明確にされた同じ特性を有しており、送信器及
び受信器は回路網周波数変化に独立して同期される。
同期回路28は、デジタル段階係数CS′及びビット速度
信号HB′を同じ方法で送信回路15に与える。更に、この
回路28は、分割器283の出力から得られ、且つ、復調器
フィルタ素子22、23をゼロにリセットするための段階周
波数信号FSを与える。
周波数合成順序回路25、26は、受信信号を復号するた
めに必要な周波数を復調器に供給する。この回路25、26
は送信器の対応する回路12に類似している。図８には回
路25又26の一方、例えば回路25が示されている。
プログラマブル周波数分割器はクロック27からの信号
を受信し、回路28から受信した段階係数CS′の関数とし
て組合せ論理回路252で与えられる係数でその周波数を
分割する。送信器周波数合成器論理回路122とは反対
に、論理回路252は段階係数に加えられるビットを受信
しない。分割器251の出力信号は出力符号化回路253によ
って位相が90゜互いに異なるSIN及びCOSの２信号に変換
され、回路25に関連付けられている復調器22に接続され
る。
第９図に見られるように、出力符号化回路253は２つ
のフリップフロップ2531、2532を備えており、２で分割
されるように直列に接続されている。このフリップフロ
ップは、それぞれ受信信号の立下りエッジでトリガされ
る。フリップフロップ2352の出力Ｑには信号COSが存在
しており、このCOSの周波数は分割器251の出力信号の４
分の１に等しい。第３のフリップフロップはフリップフ
ロップ2531の出力Ｑの立上りエッジでトリガされ、デー
タ入力ＤでCOS信号を受信する。フリップフロップ2533
のＱ出力は信号SINを与える。このSINはCOS信号と90゜
位相が異なるが周波数が同じである。フリップフロップ
のＱ出力状態を第９図の波形（ａ）、（ｂ）、（ｃ）で
示す。
本発明の特徴は、伝送符号化ビットの周波数f1からfN
が明確に２つの帯域、すなわちf1からｆ（N/2）までと
ｆ（（N/2）＋１）からfNとに分割されることである。
ビット０及び１を符号化する２つの周波数組合せにおい
て、同じ順序位置にランクする周波数が同じ帯域を占有
しないように選ばれる。更に、１ビットを符号化する組
合せのｎ番目の位置に一周波数を用いると、０ビットを
符号化する組合せにおいて（ｎ−１）番目又は（ｎ＋
１）番目の順序位置で同じ周波数の使用を回避している
（第２図参照）。
受信器で生じた周波数ｆ′１からｆ′Ｎは送信器で使
用される周波数f1からfNの値に関して実質的な定数の量
fIだけ値をシフトしている。本発明の他の特徴は、受信
器の復調器22、23は、周波数ｆ′１からｆ′（N/2）ま
での上方帯域に、そして周波数ｆ′（（N/2）＋１）か
らｆ′Ｎまでの下方帯域にそれぞれ割り当てられてい
る。
更に、周波数合成回路は復調器22に関連付けされてい
て、上方帯域ｆ′１からｆ′（N/2）までのN/2個の周波
数から選択された連続のN/2個の周波数を発生するよう
に配置されている。同様に、復号器23に関連する周波数
合成回路26はN/2下方帯域周波数ｆ′（（N/2）＋１）か
らｆ′Ｎまで選択された連続のN/2個の周波数を生じ
る。例として、もし、前述の例において、符号化が87.4
kHzから40.3kHzまでf1からf8まで８個の周波数により、
しかもクロック27の周波数が18MHzに等しいならば、回
路25のプログラム分割器251に使用する分割係数は55、6
5、75、85であり、回路26の対応するプロクラマブル分
割器に使用する分割係数は96、107、118、129である。S
IN及びCOSを生じる出力符号化回路で４分割がされるな
らば、受信器で生じる周波数の値は、上方帯域では、
ｆ′１＝81.8kHz、ｆ′２＝69.2kHz、ｆ′３＝60.0kH
z、ｆ′４＝52.9kHzであり、下方帯域では、ｆ′５＝4
6.9kHz、ｆ′６＝42.1kHz、ｆ′７＝38.1kHz、ｆ′８＝
34.9kHzである。それ故、中間周波数fIは実質的に定数
値を有し、平均で5.54kHzに等しい。
復調器22と23とは類似しているので、復調器22のみを
図10を参照して説明する。
帯域通過フィルタ221は復調器22の入力に接続されて
いて入力回路21の増幅器213の出力信号を受信する。こ
のフィルタは、復調器に割り当てられた帯域外の全ての
周波数を減衰するように動作する。
フィルタ221の出力が並列になっていてそれぞれアナ
グロマルチプライヤ222、223に接続されている。これら
のマルチプライヤ222、223はそれぞれ低域通過フィルタ
224、225に直列接続されている。マルチプライヤは、更
に、回路25で生じたSIN及びCOS信号をそれぞれ受けと
る。フィルタ224及び225の出力は、フィルタ224、225の
出力の位相をそれぞれ＋45゜及び−45゜変える位相器22
7a、227bによって90゜位相差を生じた後、加算器226に
よって結合される。
発生信号と受信信号との乗算は周波数を移動するため
に行うものであり、信号が中間周波数fIで回復される。
マルチプライヤを１個使用すると両側波帯が生じ、一方
が有用で求めようとしている信号を示し、他方は雑音を
示す。この理由のため、既知の方法で独立にマルチプラ
イヤチャンネルが２つ使用されていて、側波帯を１つ検
出する。チャンネルは直角位相の信号を受け取り、90゜
の位相差を２チャンネル間に生じさせてからその混合周
波数を加算している。
加算器226の出力が中間周波数fIを中心とする帯域通
過フィルタ228に入力される。このフィルタ228は直列接
続された２次段の幾つかとピーク検出器229に接続する
出力段とから成っている。ピーク検出器229の出力レベ
ルは求めている信号の周波数で検出したエネルギを示
す。
フィルタ228（そのうちの１つを第10図に詳細に示
す）の各段2280は、LCタイプの並列共振回路2281で構成
されており、この回路2281はその段に印加される入力電
圧で制御される電流発生器2282によって励起される。異
なる特性を有する幾つか（ｋ）の段を直列に配置するこ
とでオーダ2kのフィルタが最適に実現され、必要とする
帯域を通過させ、且つ、帯域外の信号を著しく減衰させ
る。
スイッチ2283が各段の共振回路2281と並列に接続され
ていて、周波数段階速度（信号FSは回路28で与えられ
る）でフィルタ228の出力がゼロにリセットされる。こ
のように、それぞれの新しい周波数で、最後の共振状態
がクリアされ、周波数段階の間エネルギが受け取られ
る。このように、ビット復号器24による検出は、それぞ
れの段階で、以前の状態と独立である。
このように、ピーク検出回路229がジャンプの度にゼ
ロにリセットされ、この検出器229の標本制御入力は、
周波数段階速度を与える信号FSを遅らせることによっ
て、段階周期の中央付近でのみ可能化される。フィルタ
段が無視できない出力雑音を与えるときに、フィルタリ
セットの直後にフィルタ228の共振回路出力レベルを検
知することがこのようにして避けられる。故に、解析窓
が各周期の終了を含むように明確化され、その周期中段
の応答は受信信号を示している。
復調器22、23が状態（０又は１）でなくて周波数帯域
に対して割り当てられているという事実によって、復調
器出力信号処理が受信ビットの値を回復させるのに必要
である。この処理は第11図の回路24によって行なわれ
る。
コンパレータ241は、復調器22、23の出力で得られる
信号E1及びE2を受信し、そして、復調器22の検出するエ
ネルギが復調器23の検出するエネルギより大きいか又は
小さいかによって、１又は０論理レベル信号を与える。
論理相関器242は、受信ビットが１（又は０）である
ときに、段階速度で（回路網周波数のＮ倍、すなわち50
Hzを考えた例では400kHz）、コンパレータ241の出力の
連続する状態と状態のとるべき値とを比較する。連続す
るビットで示されたこれらの比較の結果が、全１ビッ
ト、すなわち第２図に示されたサイクル、の伝送の間カ
ウンタ243によって集計される。このカウンタは各ビッ
トの開始時にゼロにリセットされる。カウンタ243の状
態は各ビットの終了時に論理回路244で判断され、全体
の結果が１を支持する（８つのうち５つ以上が１を支持
するとき）ならば導体245に論理１の状態を出力し、全
体の結果が０を支持するならば（８つのうち３つ以下が
１を支持するとき）ならば論理０の状態を出力する。全
体の結果が１も０も支持しない（８つのうち４つが１を
支持するとき）支持しないならば、この場合は雑音とし
て分類され第２の出力246が可能化される。奇数の数の
周波数の連続でそれぞれのビットを符号化し、あらゆる
場合に多数を決定することが可能であるという事に注目
されたい。更に、雑音として解釈されうる出力の数が増
大されて、ビット値の決定に大きな信頼性を有するよう
になる。
上記の記載は復調器が検出したエネルギの単なる比較
である。他の検出用の配置方法を提案することができ
る。例えば、復調器が検出するエネルギレベル間の差の
大きさの関数としてそれぞれのビット検出の貢献度を重
視することである。
符号器17が伝送中に使用される場合に、ビット決定回
路244の出力がデコーダ247に接続されており、このデコ
ーダ247は回路17の逆の機能、すなわち検出機能を有し
ており、そして最後にはエラービットを訂正する。
システムトリガ命令は、中間の電圧（遠隔制御システ
ム）で中央点から、又は低電圧側の受信器20から送出さ
れる。
中央遠隔制御装置を用いた場合に、受信器20のトリガ
回路29は送信器にあるトリガ回路に類似している。
中央遠隔制御装置を使用しない場合には、回路29はト
リガ信号送信器を備えている。そのような送信回路を与
える一方法が第12図に示されていて、スイッチとクラス
Ｄで動作する共振回路とを用いている。
周波数分割器291はクロック27から得た連続励起パル
スを与えている。分割係数は一定であり、分割出力周波
数が回路29の出力フィルタの通過帯域の中央に位置する
ように選択されている。
分割器291は、別の制御入力を有していて、その分割
器が出力で変調を全て生じさせるように可能化し又は変
調を全く生じさせないように停止する。このように、中
央遠隔制御システムで通常使用される変調符号が出力さ
れる。
分割器291の出力は、グランドと＋Ｖ電源電圧端子と
の間に共振回路293と直列に接続されたスイッチ292を制
御している。共振回路293は変圧器T3の一次側と並列に
コンデンサC3を備えている。回路29の出力は、中性導体
Ｎと線導体Ｐとの間にコンデンサC4と直列接続された変
圧器T3の二次側によって与えられている。この出力は送
信器の信号注入器の出力に似ている。前記の回路29で使
用した注入方法が送信器信号注入回路にも同様に用いら
れるという事に気づくであろう。
回路29によるトリガ信号出力が送信器の回路16で検出
される。検出回路16は、米国特許第4,361,766号に記載
されているような遠隔制御リレーから成っている。この
既知のリレーは、リレーが接続されている分散回路網の
電圧に重畳された信号の形態で命令を受信してからプロ
クラマブル遅延回路をカウントした後、所望する操作を
制御するように設計されている。
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明によるシステムを実施する場合の全体
図、 第２図は連続する線信号の２周期間に０ビット及び１ビ
ットの周波数組合せの符号化例を示す図、 第３図は第１図の送信器同期化回路をより詳細に示す
図、 第４図は第１図のシステムの送信器の一部を形成する周
波数合成順序回路を詳細に示す図、 第５図は第４図の出力符号化回路の接続及びその出力符
号化回路内の異なる点での波形を詳細に示す図、 第６図は第１図のシステムの送信器の一部を構成する信
号注入回路を詳細に示す図、 第７図は第１図のシステムの受信器の一部を形成する入
力信号プロセサを詳細に示す図、 第８図は第１図のシステムの受信器を形成する周波数合
成順序トリガ回路を詳細に示す図、 第９図は第８図の出力符号化回路及びその出力符号化回
路内の異なる点での波形を詳細に示す図、 第10図は第１図のシステムの受信器の復調器を詳細に示
す図、 第11図は第１図のシステムの受信器の復調器出力に接続
された復号論理回路を詳細に示す図、 第12図は第１図のシステムの受信器からそのシステムを
トリガするために使用される回路を詳細に示した図であ
る。 10……送信器、 20……受信器、 154……Ｎ周波数分割器。

Claims (3)

    (57)【特許請求の範囲】
  1. 【請求項１】伝送チャンネル上で低ビット（０）若しく
    は高ビット（１）のいづれかのデータを伝送するための
    広帯域伝送方法であって、各データは、複数の値のうち
    の一つの値を各々が取ることのできるデータ要素から成
    るワードの形態であり、その方法で伝送される各データ
    要素は、一連の複数の異なる所定の符号化周波数で符号
    化され、その符号化周波数内で特定の連続する符号化周
    波数は、各データ要素に関連付けられており、各データ
    要素の値は、符号化周波数が前記値に相当する連続で現
    れる順序によって符号化される伝送方法において、 前記伝送チャンネルは電力配電線から成り、 前記所定の符号化周波数は、互いに離れて配置された異
    なる周波数帯域に分散され、 前記所定の符号化周波数は、各周波数帯域において互い
    に異なる周波数に設定され、 前記符号化は、低ビット（０）のｎ番目の位置における
    符号化周波数と高ビット（１）のｎ番目の位置における
    符号化周波数とが同じ周波数帯域を占めないように行わ
    れ、 低ビット（０）と高ビット（１）のｎ番目の位置におけ
    る符号化周波数の組合せが低ビット（０）と高ビット
    （１）の他のどの位置において見出せないようにしてい
    ることを特徴とする方法。
  2. 【請求項２】特定の連続する符号化周波数が各々重なら
    ない時間間隔の間に伝送されることを特徴とする特許請
    求の範囲第１項記載の方法。
  3. 【請求項３】伝送チャンネル上で低ビット（０）若しく
    は高ビット（１）のいづれかのデータを伝送するための
    広帯域伝送システムであって、各データは、複数の値の
    うちの一つの値を各々が取ることのできるデータ要素か
    ら成るワードの形態であり、前記システムは、伝送され
    るデータ要素の値の関数として所定の連続する符号化周
    波数を伝送できる送信器を備え、その連続は、前記符号
    化周波数の現れる順序によって異なる二つの異なるデー
    タ要素に相当する広帯域伝送システムにおいて、 前記伝送チャンネルは電力配電線を有し、 前記送信器は、前記所定の符号化周波数を、互いに離れ
    て配置された異なる周波数帯域に分散し、かつ、各周波
    数帯域において互いに異なる周波数に設定する回路手段
    を有し、前記符号化は、低ビット（０）のｎ番目の位置
    における符号化周波数と高ビット（１）のｎ番目の位置
    における符号化周波数とが同じ周波数帯域を占めないよ
    うに行われ、低ビット（０）と高ビット（１）のｎ番目
    の位置における符号化周波数の組合せが低ビット（０）
    と高ビット（１）の他のどの位置において見出せないよ
    うにしていることを特徴とする伝送システム。
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