JP2503747B2 - Ｆｉｒ形エコ―キャンセラ - Google Patents
Ｆｉｒ形エコ―キャンセラInfo
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- JP2503747B2 JP2503747B2 JP2239938A JP23993890A JP2503747B2 JP 2503747 B2 JP2503747 B2 JP 2503747B2 JP 2239938 A JP2239938 A JP 2239938A JP 23993890 A JP23993890 A JP 23993890A JP 2503747 B2 JP2503747 B2 JP 2503747B2
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04M—TELEPHONIC COMMUNICATION
- H04M9/00—Arrangements for interconnection not involving centralised switching
- H04M9/08—Two-way loud-speaking telephone systems with means for conditioning the signal, e.g. for suppressing echoes for one or both directions of traffic
- H04M9/082—Two-way loud-speaking telephone systems with means for conditioning the signal, e.g. for suppressing echoes for one or both directions of traffic using echo cancellers
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B3/00—Line transmission systems
- H04B3/02—Details
- H04B3/20—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other
- H04B3/23—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
- Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は，衛星通信でのハイブリッド・トランスのイ
ンピーダンス不整合によるエコーや遠隔会議のスピーカ
とマイクロホンで音響結合によるエコーを消去するFIR
形エコーキャンセラに関するものである。特にフィルタ
係数の推定アルゴリズムに関するものである。
ンピーダンス不整合によるエコーや遠隔会議のスピーカ
とマイクロホンで音響結合によるエコーを消去するFIR
形エコーキャンセラに関するものである。特にフィルタ
係数の推定アルゴリズムに関するものである。
［従来の技術］ 音声用のエコーキャンセラは非常に多くの乗算・加算
を短い時間に確実に実行しなければならない。すなわち
電話回線用エコーキャンセラで数百回，音響用エコーキ
ャンセラで数千回を約100msec程度の時間に計算しなけ
ればならない。そのため実用化されているエコーキャン
セラは，できるだけ演算量が少なくしてもアルゴリズム
の単純な学習同定法を用いたFIR形エコーキャンセラが
一般に用いられる。
を短い時間に確実に実行しなければならない。すなわち
電話回線用エコーキャンセラで数百回，音響用エコーキ
ャンセラで数千回を約100msec程度の時間に計算しなけ
ればならない。そのため実用化されているエコーキャン
セラは，できるだけ演算量が少なくしてもアルゴリズム
の単純な学習同定法を用いたFIR形エコーキャンセラが
一般に用いられる。
従来の学習同定法を表記すると次のようになる。
ここで（ｊ）,y（ｊ）,e（ｊ）,x（ｊ）は時刻ｊの
疑似エコー信号、送信入力信号、送信出力（残差出力信
号），受信入力信号である。また時刻ｊの受信入力ベク
トル と推定インパルス応答ベクトル と定義する。ここでhi（ｊ）は，タップ位置i,時刻ｊの
推定インパルス応答である。
疑似エコー信号、送信入力信号、送信出力（残差出力信
号），受信入力信号である。また時刻ｊの受信入力ベク
トル と推定インパルス応答ベクトル と定義する。ここでhi（ｊ）は，タップ位置i,時刻ｊの
推定インパルス応答である。
［発明が解決しようとする課題］ 上記のような学習同定法では収束速度の最大値は受信
信号が白色信号の場合に発揮される。その最大収束速度
はフィルタの推定次数に依存しており，おおよそ推定次
数の20倍程度の繰返しで収束する（エコー消去量で約30
dB程度）。音響用エコーキャンセラでは，サンプリング
周波数を仮に8kHzとしてもフィルタの推定次数は2000程
度必要で，収束にかかる時間は５秒以上かかる。このた
め初期収束や経路の変動の場合，エコーの増大が著しく
通話品質の劣化につながる。そこで,RLS法を用いたアル
ゴリズムが提案されているが，演算量の増加が著しくア
ルゴリズムも複雑であるという問題がある。
信号が白色信号の場合に発揮される。その最大収束速度
はフィルタの推定次数に依存しており，おおよそ推定次
数の20倍程度の繰返しで収束する（エコー消去量で約30
dB程度）。音響用エコーキャンセラでは，サンプリング
周波数を仮に8kHzとしてもフィルタの推定次数は2000程
度必要で，収束にかかる時間は５秒以上かかる。このた
め初期収束や経路の変動の場合，エコーの増大が著しく
通話品質の劣化につながる。そこで,RLS法を用いたアル
ゴリズムが提案されているが，演算量の増加が著しくア
ルゴリズムも複雑であるという問題がある。
そこで本発明の目的は，これらの問題点を解決するた
めに演算量の増加の割合を押えしかも収束速度が速くな
るFIR形のエコーキャンセラを提供することにある。
めに演算量の増加の割合を押えしかも収束速度が速くな
るFIR形のエコーキャンセラを提供することにある。
［課題を解決するための手段］ はじめに基本的な考え方を説明すると，学習同定法は
受信入力ベクトルが統計的にランダムに表れることでイ
ンパルス応答を推定している。しかし受信入力ベクトル
は時間軸方向にシフトしているため，インパルス応答の
推定にはタップ長の約10〜20倍のサンプリング回数が必
要となる。収束速度を向上させるには推定に必要なサン
プリング回数を減らす必要がある。そこで１サンプル時
間内で２度推定を行なえば見掛け上の繰返し回数が増え
てサンプリング回数を減らすことができる。しかし連続
したサンプルの信号では信号間の相関性が強くほとんど
推定が進まない。そこで受信信号と送信入力信号に充分
大きな遅延（Ｍサンプル）を挿入して，すなわち遅延２
重処理を施して，この相関性を除去しようとするもので
ある。
受信入力ベクトルが統計的にランダムに表れることでイ
ンパルス応答を推定している。しかし受信入力ベクトル
は時間軸方向にシフトしているため，インパルス応答の
推定にはタップ長の約10〜20倍のサンプリング回数が必
要となる。収束速度を向上させるには推定に必要なサン
プリング回数を減らす必要がある。そこで１サンプル時
間内で２度推定を行なえば見掛け上の繰返し回数が増え
てサンプリング回数を減らすことができる。しかし連続
したサンプルの信号では信号間の相関性が強くほとんど
推定が進まない。そこで受信信号と送信入力信号に充分
大きな遅延（Ｍサンプル）を挿入して，すなわち遅延２
重処理を施して，この相関性を除去しようとするもので
ある。
すなわち本発明によれば，最新のＮサンプルの受信信
号を記憶する第１記憶回路と，エコー経路のインパルス
応答Ｎ次を記憶する第２記憶回路と，受信信号をＭサン
プル遅らせる第１遅延回路と，前記第１遅延回路の出力
をＮサンプル記憶する第３記憶回路と，送信入力信号を
Ｍサンプル遅らせる第２遅延回路と，前記第１記憶回路
の出力と前記第２記憶回路と，前記第１記憶回路の出力
と前記第２記憶回路の出力を畳み込む第１乗加算回路の
出力を畳み込む第２乗加算回路と，送信入力信号から前
記第１乗加算回路の出力を引いて送信出力信号とする第
１減算回路と，前記第２遅延回路の出力から前記第２乗
加算回路の出力を引く第２減算回路と，前記第１減算回
路の送信出力と前記受信信号より第１修正量を求める第
１修正量計算回路と，前記第１修正量計算回路の第１修
正量に前記第１記憶回路の出力を掛ける第１乗算回路
と，前記第２記憶回路のインパルス応答に前記第１乗算
回路の出力を加える第１加算回路と，前記第２減算回路
の出力と前記第１遅延回路の出力より第２修正量をもと
める第２修正量計算回路と，前記第２修正量計算回路の
第２修正量に前記第３記憶回路の出力を掛ける第２乗算
回路と，前記第１加算回路の出力に前記第２乗算回路の
出力を加え第２記憶回路に戻す第２加算回路を有するFI
R形エコーキャンセラが得られる。
号を記憶する第１記憶回路と，エコー経路のインパルス
応答Ｎ次を記憶する第２記憶回路と，受信信号をＭサン
プル遅らせる第１遅延回路と，前記第１遅延回路の出力
をＮサンプル記憶する第３記憶回路と，送信入力信号を
Ｍサンプル遅らせる第２遅延回路と，前記第１記憶回路
の出力と前記第２記憶回路と，前記第１記憶回路の出力
と前記第２記憶回路の出力を畳み込む第１乗加算回路の
出力を畳み込む第２乗加算回路と，送信入力信号から前
記第１乗加算回路の出力を引いて送信出力信号とする第
１減算回路と，前記第２遅延回路の出力から前記第２乗
加算回路の出力を引く第２減算回路と，前記第１減算回
路の送信出力と前記受信信号より第１修正量を求める第
１修正量計算回路と，前記第１修正量計算回路の第１修
正量に前記第１記憶回路の出力を掛ける第１乗算回路
と，前記第２記憶回路のインパルス応答に前記第１乗算
回路の出力を加える第１加算回路と，前記第２減算回路
の出力と前記第１遅延回路の出力より第２修正量をもと
める第２修正量計算回路と，前記第２修正量計算回路の
第２修正量に前記第３記憶回路の出力を掛ける第２乗算
回路と，前記第１加算回路の出力に前記第２乗算回路の
出力を加え第２記憶回路に戻す第２加算回路を有するFI
R形エコーキャンセラが得られる。
また本発明によれば，前記第１項において前記第１修
正量計算回路を，受信信号のＮサンプルの電力を求める
第１電力回路と，前記第１減算回路の出力を前記第１電
力回路の出力で割って第１修正量とする第１除算回路か
ら構成し，請求の第１項において前記第２修正量計算回
路を，前記第１遅延回路の出力のＮサンプルの電力を求
める第２電力回路と，前記第２減算回路の出力を前記第
２電力回路の出力で割って第２修正量とする第２除算回
路から構成されるFIR形エコーキャンセラが得られる。
正量計算回路を，受信信号のＮサンプルの電力を求める
第１電力回路と，前記第１減算回路の出力を前記第１電
力回路の出力で割って第１修正量とする第１除算回路か
ら構成し，請求の第１項において前記第２修正量計算回
路を，前記第１遅延回路の出力のＮサンプルの電力を求
める第２電力回路と，前記第２減算回路の出力を前記第
２電力回路の出力で割って第２修正量とする第２除算回
路から構成されるFIR形エコーキャンセラが得られる。
更に本発明によれば，前記第１項において，前記第１
修正量計算回路を，前記第１減算回路の出力を一定値μ
で掛け第１修正量とする第３除算回路から，請求の第１
項において前記第２修正量計算回路を，前記第２減算回
路の出力を一定値μで掛け第２修正量とする第４除算回
路から構成されるFIR形エコーキャンセラが得られる。
修正量計算回路を，前記第１減算回路の出力を一定値μ
で掛け第１修正量とする第３除算回路から，請求の第１
項において前記第２修正量計算回路を，前記第２減算回
路の出力を一定値μで掛け第２修正量とする第４除算回
路から構成されるFIR形エコーキャンセラが得られる。
更に又，前記第１項において,M≦Ｎのとき第１遅延回
路の出力を，第１記憶回路の該当する遅延分の出力に置
き換えたことを特徴としている。
路の出力を，第１記憶回路の該当する遅延分の出力に置
き換えたことを特徴としている。
［作用］ 上記の遅延２重処理の学習同定法をアルゴリズムとし
て記述すると， となる。この方法はLMS法にも適用可能である。従来技
術のアルゴリズムの式（１），式（２）および式（３）
と比較すれば，遅延２重処理の意味は明らかである。
て記述すると， となる。この方法はLMS法にも適用可能である。従来技
術のアルゴリズムの式（１），式（２）および式（３）
と比較すれば，遅延２重処理の意味は明らかである。
［実施例］ 次に，本発明について図面を参照して説明する。
第１図は本発明請求第１項の一実施例である。ず受信
入力信号ｘ（ｊ）は,Nサンプル記憶回路１とＭサンプル
遅延回路20に入力される。Ｎサンプル記憶回路１ではＮ
個の記憶単位で構成され，最新のＮ個の受信入力信号が
記憶される。すなわちｘ（ｊ）が入力されると，最も古
いｘ（ｊ−Ｎ）が消去される。Ｍサンプル遅延回路20は
最新のＭ個の受信信号を記憶しており，出力には最も古
い受信信号ｘ（ｊ−Ｍ）があらわれる。Ｎサンプル記憶
回路２もＮ個の記憶単位で構成され，時刻ｊの推定イン
パルス応答 が記憶される。Ｍサンプリング遅延回路20の出力はＮサ
ンプル記憶回路３に入力され，最新のＮ個の受信信号が
記憶される。さらに送信入力信号ｙ（ｊ）はＭサンプル
遅延回路21に入力され，最新のＭ個の送信入力信号が記
憶されており，出力には最も古い送信入力信号ｙ（ｊ−
Ｍ）が現われる Ｎサンプル記憶回路２のインパルス応答 と記憶回路１の受信出力信号 が乗加算回路10でたたみ込み演算がおこなわれ，推定エ
コー（ｊ）が計算される。減算回路40で送信入力信号
ｙ（ｊ）から推定エコー（ｊ）が引かれて送信出力信
号ｅ（ｊ）が求められる。Ｎサンプル記憶回路２のイン
パルス応答 とＮサンプル記憶回路３の受信出力信号 が乗加算回路11でたたみ込み演算がおこなわれ，推定エ
コー（ｊ−Ｍ）が計算される。減算回路41でＮサンプ
ル遅延回路21の出力ｙ（ｊ−Ｍ）から推定（ｊ−Ｍ）
が引かれる。
入力信号ｘ（ｊ）は,Nサンプル記憶回路１とＭサンプル
遅延回路20に入力される。Ｎサンプル記憶回路１ではＮ
個の記憶単位で構成され，最新のＮ個の受信入力信号が
記憶される。すなわちｘ（ｊ）が入力されると，最も古
いｘ（ｊ−Ｎ）が消去される。Ｍサンプル遅延回路20は
最新のＭ個の受信信号を記憶しており，出力には最も古
い受信信号ｘ（ｊ−Ｍ）があらわれる。Ｎサンプル記憶
回路２もＮ個の記憶単位で構成され，時刻ｊの推定イン
パルス応答 が記憶される。Ｍサンプリング遅延回路20の出力はＮサ
ンプル記憶回路３に入力され，最新のＮ個の受信信号が
記憶される。さらに送信入力信号ｙ（ｊ）はＭサンプル
遅延回路21に入力され，最新のＭ個の送信入力信号が記
憶されており，出力には最も古い送信入力信号ｙ（ｊ−
Ｍ）が現われる Ｎサンプル記憶回路２のインパルス応答 と記憶回路１の受信出力信号 が乗加算回路10でたたみ込み演算がおこなわれ，推定エ
コー（ｊ）が計算される。減算回路40で送信入力信号
ｙ（ｊ）から推定エコー（ｊ）が引かれて送信出力信
号ｅ（ｊ）が求められる。Ｎサンプル記憶回路２のイン
パルス応答 とＮサンプル記憶回路３の受信出力信号 が乗加算回路11でたたみ込み演算がおこなわれ，推定エ
コー（ｊ−Ｍ）が計算される。減算回路41でＮサンプ
ル遅延回路21の出力ｙ（ｊ−Ｍ）から推定（ｊ−Ｍ）
が引かれる。
一方修正量計算回路30では受信信号ｘ（ｊ）と送信出
力信号ｅ（ｊ）より修正量Δｈ（ｊ）を，修正量計算回
路31では遅延された受信信号ｘ（ｊ−Ｍ）と減算回路41
の出力より修正量Δｈ（ｊ−Ｍ）を計算する。乗算回路
60で修正量Δｈ（ｊ）とＮサンプル記憶回路１の出力信
号 を掛け算し，乗算回路61で修正量Δｈ（ｊ−Ｍ）とＮサ
ンプル記憶回路３の出力信号 を掛け算する。加算回路50でＮサンプル記憶回路２のイ
ンパルス応答 に乗算回路60の出力を加え，この出力に加算回路51で乗
算回路61の出力を加えてＮサンプル記憶回路２に戻す。
力信号ｅ（ｊ）より修正量Δｈ（ｊ）を，修正量計算回
路31では遅延された受信信号ｘ（ｊ−Ｍ）と減算回路41
の出力より修正量Δｈ（ｊ−Ｍ）を計算する。乗算回路
60で修正量Δｈ（ｊ）とＮサンプル記憶回路１の出力信
号 を掛け算し，乗算回路61で修正量Δｈ（ｊ−Ｍ）とＮサ
ンプル記憶回路３の出力信号 を掛け算する。加算回路50でＮサンプル記憶回路２のイ
ンパルス応答 に乗算回路60の出力を加え，この出力に加算回路51で乗
算回路61の出力を加えてＮサンプル記憶回路２に戻す。
以上でエコーキャンセラの基本的動作は行なわれる。
修正量計算回路30,31はエコーキャンセラの推定アルゴ
リズムにより各種の方法が適用できる。
修正量計算回路30,31はエコーキャンセラの推定アルゴ
リズムにより各種の方法が適用できる。
第２図は学習同定法を想定したときの修正量計算回路
の構成を示す図である。受信信号ｘ（ｊ）は電力回路71
に入力されて過去Ｎサンプル分の電力Σx2（ｊ）を計算
する。除算回路70で送信出力信号ｅ（ｊ）を電力回路71
の出力で割ったものを修正量Δｈ（ｊ）として出力す
る。
の構成を示す図である。受信信号ｘ（ｊ）は電力回路71
に入力されて過去Ｎサンプル分の電力Σx2（ｊ）を計算
する。除算回路70で送信出力信号ｅ（ｊ）を電力回路71
の出力で割ったものを修正量Δｈ（ｊ）として出力す
る。
第３図はLMS法を想定したときの修正量計算回路の構
成を示す図である。乗算回路62で送信出力信号ｅ（ｊ）
に一定値μを掛け算して修正量Δｈ（ｊ）として出力す
る。なおこの場合第１図においてこの修正計算回路30に
入力している受信信号ｘ（ｊ）を送る入力線は削除す
る。
成を示す図である。乗算回路62で送信出力信号ｅ（ｊ）
に一定値μを掛け算して修正量Δｈ（ｊ）として出力す
る。なおこの場合第１図においてこの修正計算回路30に
入力している受信信号ｘ（ｊ）を送る入力線は削除す
る。
第４図はＭ≦Ｎの場合に適用できるエコーキャンセラ
の構成をあらわす図である。この場合,MＮならば,Mサ
ンプル遅延回路20の出力は記憶回路１に保持されている
はずであるから，第４図のように記憶回路１より当該サ
ンプル遅れの出力を取り出せばよい。
の構成をあらわす図である。この場合,MＮならば,Mサ
ンプル遅延回路20の出力は記憶回路１に保持されている
はずであるから，第４図のように記憶回路１より当該サ
ンプル遅れの出力を取り出せばよい。
［発明の効果］ 本発明によれば，比較的演算量の少ない単純なアルゴ
リズムで収束速度が速いFIR形のエコーキャンセラを実
現することが可能となる。
リズムで収束速度が速いFIR形のエコーキャンセラを実
現することが可能となる。
第１図は，本発明の一実施例の構成を示すブロック図，
第２図は，本発明の他の実施例における修正量回路の構
成を示すブロック図，第３図は更に他の実施例における
修正量計算回路の構成を示すブロック図，第４図はＭ
Ｎの場合に適用できる本発明の別の実施例の構成を示す
ブロック図である。 記号の説明:1,2,3はＮサンプルの記憶回路,10,11は乗加
算回路,20,21はＭサンプルの遅延回路,30,31は修正量計
算回路,40,41は減算回路,50,51は加算回路,60〜62は乗
算回路,70は乗算回路,71は電力回路をそれぞれ示す。
第２図は，本発明の他の実施例における修正量回路の構
成を示すブロック図，第３図は更に他の実施例における
修正量計算回路の構成を示すブロック図，第４図はＭ
Ｎの場合に適用できる本発明の別の実施例の構成を示す
ブロック図である。 記号の説明:1,2,3はＮサンプルの記憶回路,10,11は乗加
算回路,20,21はＭサンプルの遅延回路,30,31は修正量計
算回路,40,41は減算回路,50,51は加算回路,60〜62は乗
算回路,70は乗算回路,71は電力回路をそれぞれ示す。
フロントページの続き (56)参考文献 米国特許5289539（ＵＳ，Ａ) 1990年電子情報通信学会秋季全国大 会、Ｂ−619、Ｐ３−281、「遅延２重ア ルゴリズムによるエコーキャンセラの特 性」、（平成２年９月17日特許庁資料館 受入) 昭和63年電子情報通信学会秋季全国大 会、Ｂ−297、Ｂ−２−175頁「高速ＦＩ Ｒアルゴリズムを用いたエコーキャンセ ラー方式」
Claims (4)
- 【請求項１】最新のＮサンプルの受信信号を記憶する第
１記憶回路と，エコー経路のインパルス応答Ｎ次を記憶
する第２記憶回路と，受信信号をＭサンプル遅らせる第
１遅延回路と，前記第１遅延回路の出力をＮサンプル記
憶する第３記憶回路と，送信入力信号をＭサンプル遅ら
せる第２遅延回路と，前記第１記憶回路の出力と前記第
２記憶回路の出力を畳み込む第１乗加算回路と，前記第
２記憶回路の出力と前記第３記憶回路の出力を畳み込む
第２乗加算回路と，送信入力信号から前記第１乗加算回
路の出力を引いて送信出力信号とする第１減算回路と，
前記第２遅延回路の出力から前記第２乗加算回路の出力
を引く第２減算回路と，前記第１減算回路の送信出力と
前記受信信号より第１修正量を求める第１修正量計算回
路と，前記第１修正量計算回路の第１修正量に前記第１
記憶回路の出力を掛ける第１乗算回路と，前記第２記憶
回路のインパルス応答に前記第１乗算回路の出力を加え
る第１加算回路と，前記第２減算回路の出力と前記第１
遅延回路の出力より第２修正量をもとめる第２修正量計
算回路と，前記第２修正量計算回路の第２修正量に前記
第３記憶回路の出力を掛ける第２乗算回路と，前記第１
加算回路の出力に前記第２乗算回路の出力を加え第２記
憶回路に戻す第２加算回路を有することを特徴とするFI
R形エコーキャンセラ。 - 【請求項２】特許請求の範囲第（１）項において，前記
第１修正量計算回路を，受信信号のＮサンプルの電力を
求める第１電力回路と，前記第１減算回路の出力を前記
第１電力回路の出力で割って第１修正量とする第１除算
回路から構成し，請求の第１項において前記第２修正量
計算回路を，前記第１遅延回路の出力のＮサンプルの電
力を求める第２電力回路と，前記第２減算回路の出力を
前記第２電力回路の出力で割って第２修正量とする第２
除算回路から構成されることを特徴とするFIR形エコー
キャンセラ。 - 【請求項３】特許請求の範囲第（１）項において，前記
第１修正量計算回路を，前記第１減算回路の出力を一定
値μで掛け第１修正量とする第３除算回路から，請求の
第１項において前記第２修正量計算回路を，前記第２減
算回路の出力を一定値μで掛け第２修正量とする第４除
算回路から構成されることを特徴とするFIR形エコーキ
ャンセラ。 - 【請求項４】特許請求の範囲第（１）項において,M≦Ｎ
のとき第１遅延回路の出力を，第１記憶回路の該当する
遅延分の出力に置き換えたことを特徴とするFIR形エコ
ーキャンセラ。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2239938A JP2503747B2 (ja) | 1990-09-12 | 1990-09-12 | Ｆｉｒ形エコ―キャンセラ |
| CA002051147A CA2051147C (en) | 1990-09-12 | 1991-09-11 | Echo canceller using impulse response estimating method |
| US07/757,951 US5289539A (en) | 1990-09-12 | 1991-09-12 | Echo canceller using impulse response estimating method |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2239938A JP2503747B2 (ja) | 1990-09-12 | 1990-09-12 | Ｆｉｒ形エコ―キャンセラ |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04120812A JPH04120812A (ja) | 1992-04-21 |
| JP2503747B2 true JP2503747B2 (ja) | 1996-06-05 |
Family
ID=17052055
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2239938A Expired - Lifetime JP2503747B2 (ja) | 1990-09-12 | 1990-09-12 | Ｆｉｒ形エコ―キャンセラ |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5289539A (ja) |
| JP (1) | JP2503747B2 (ja) |
| CA (1) | CA2051147C (ja) |
Families Citing this family (28)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5535204A (en) | 1993-01-08 | 1996-07-09 | Multi-Tech Systems, Inc. | Ringdown and ringback signalling for a computer-based multifunction personal communications system |
| US5452289A (en) | 1993-01-08 | 1995-09-19 | Multi-Tech Systems, Inc. | Computer-based multifunction personal communications system |
| US6009082A (en) | 1993-01-08 | 1999-12-28 | Multi-Tech Systems, Inc. | Computer-based multifunction personal communication system with caller ID |
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